JP2013192048A - 振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】振幅や周波数が動的に変化する場合において、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を補正することが可能な振幅補正装置を提供する。
【解決手段】同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶部と、前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行うヒルベルト変換部と、前記ヒルベルト変換部によりヒルベルト変換された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出する瞬時振幅算出部と、前記瞬時振幅算出部により算出された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅の比率を算出する瞬時振幅比較部と、前記瞬時振幅比較部が算出した比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正部と、を備えることを特徴とする、振幅補正装置が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法に関する。

デジタル無線通信システムにおいて、直交変調方式が広く使われている。直交変調方式では、直交検波によって得られる２つの信号である、基準信号に対する同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号（以下Ｉ信号と称する）と、基準信号に対する直交信号（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号（以下Ｑ信号と称する）との振幅差を補正する方法が提案されている。

例えば特許文献１では、直交検波によって得られたＩ信号とＱ信号の相互に異なる時間におけるそれぞれの振幅を比較し、比較結果から制御信号を作成し、その制御信号により比較前のＩ信号とＱ信号のうちいずれか一つの振幅を制御することにより、Ｉ信号とＱ信号の振幅に誤差がある場合、その誤差を補正する自動振幅制御装置が提案されている。

特許第３５９４０１９号公報

時刻ｔの時のＩ信号ｖ_Ｉ（ｔ）の振幅をＡ_Ｉ（ｔ）、位相をφ_Ｉ（ｔ）とし、時刻ｔの時のＱ信号ｖ_Ｑ（ｔ）の振幅をＡ_Ｑ（ｔ）、位相をφ_Ｑ（ｔ）とすると、ｖ_Ｉ（ｔ）およびｖ_Ｑ（ｔ）は以下の数式で表すことができる。

理想的には、Ａ_Ｉ（ｔ）＝Ａ_Ｑ（ｔ）、φ_Ｉ（ｔ）＝φ_Ｑ（ｔ）であり、ｖ_Ｉ（ｔ）とｖ_Ｑ（ｔ）との位相差はπ／２である。

デジタル無線通信システムにおける直交変調方式は、Ｉ信号とＱ信号の振幅及び位相を変化させることで、ビットパターンを表現している。例えば、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）では、図１に示すように１６個のビットパターンを表現することができる。

実際に検波されたＩ信号及びＱ信号は、アナログ回路の特性やノイズの影響で、それぞれ振幅が異なる。Ｉ信号とＱ信号の振幅の違いはビット誤り利率特性の劣化の原因となる。例えば、ビットパターン「１１０１」を送信した場合、Ｉ信号の振幅が大きく受信された場合には、ビットパターン「１００１」と誤認識してしまう問題がある。

特許文献１では、Ｉ信号の振幅と、異なる時刻のＱ信号の振幅とを比較し、Ｉ信号の振幅を補正する技術が提案されている。デジタル無線通信システムにおける直交変調方式では、１周期以上の信号を用いて、予め信号空間ダイヤグラムによって位相と振幅の組み合わせが決められている。特に、位相はπ／２刻みで決められているため、現時刻と１時刻前の信号の位相の変化は、π／２の倍数を取ることになる。そのため、Ｉ信号と異なる時刻のＱ信号を比較した場合に、位相が同相になることによって、単純に同位相の振幅を比較し、補正することができる。

ドップラセンサは、センサに対する対象物の移動速度を周波数として表すことができる。移動速度が速いほど観測される周波数は高くなる。また、Ｉ信号とＱ信号の位相差から、対象物がセンサに接近しているのか離反しているのかが分かる。例えば接近している場合に、Ｉ信号がＱ信号より位相がπ／２遅れていたとすると、離反する場合にはＩ信号がＱ信号より位相がπ／２進んで観測される。

すなわち、観測される信号の振幅と位相の変化が対象物の移動速度と進行方向によって変化するため、信号を１周期以上観測する前に周波数が変化してしまう。そのため、位相を正確に推定することが困難であり、現時刻と１時刻前の信号の位相の変化がπ／２刻みになるとは限らず、ドップラセンサの信号では、Ｉ信号と、１時刻遅延させたＱ信号とでは位相が同相にならないので、特許文献１に記載の技術では振幅を正しく補正することが難しいという問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、ドップラセンサの出力信号のように、振幅や周波数が動的に変化する場合において、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を補正することが可能な、新規かつ改良された振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶部と、前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行うヒルベルト変換部と、前記ヒルベルト変換部によりヒルベルト変換された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出する瞬時振幅算出部と、前記瞬時振幅算出部により算出された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅の比率を算出する瞬時振幅比較部と、前記瞬時振幅比較部が算出した比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正部と、を備えることを特徴とする、振幅補正装置が提供される。

前記ヒルベルト変換部は、前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行って解析信号を算出してもよい。

前記瞬時振幅算出部は、前記ヒルベルト変換部が算出した解析信号の絶対値を用いて前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出してもよい。

前記同相信号及び前記直交信号は、直交検波により得られるものであってもよい。

前記同相信号及び前記直交信号は、ドップラセンサの出力であってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記振幅補正装置を備えることを特徴とする、無線通信装置が提供される。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶部と、前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対して短時間フーリエ変換を行う短時間フーリエ変換部と、前記短時間フーリエ変換部により短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅を算出する振幅算出部と、前記振幅算出部により算出された前記同相信号及び前記直交信号の周波数ごとの振幅の比率を算出する振幅比較部と、前記振幅比較部が算出した周波数ごとの比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正部と、を備えることを特徴とする、振幅補正装置が提供される。

前記振幅比較部は、前記同相信号及び前記直交信号の低周波成分の振幅を比較する際に、長時間観測された前記同相信号及び前記直交信号を用いてもよい。

前記振幅比較部は、前記同相信号及び前記直交信号の低周波成分の振幅を比較する際に、前記短時間フーリエ変換部により短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅スペクトルの時間遷移を求めて平均したものを用いてもよい。

前記同相信号及び前記直交信号は、直交検波により得られるものであってもよい。

前記同相信号及び前記直交信号は、ドップラセンサの出力であってもよい。

上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記振幅補正装置を備えることを特徴とする、無線通信装置が提供される。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶ステップと、前記信号記憶ステップで記憶された前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行うヒルベルト変換ステップと、前記ヒルベルト変換ステップによりヒルベルト変換された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出する瞬時振幅算出ステップと、前記瞬時振幅算出ステップにより算出された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅の比率を算出する瞬時振幅比較ステップと、前記瞬時振幅比較ステップが算出した比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正ステップと、を備えることを特徴とする、振幅補正方法が提供される。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶ステップと、前記信号記憶ステップで記憶された前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対して短時間フーリエ変換を行う短時間フーリエ変換ステップと、前記短時間フーリエ変換ステップにより短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅を算出する振幅算出ステップと、前記振幅算出ステップにより算出された前記同相信号及び前記直交信号の周波数ごとの振幅の比率を算出する振幅比較ステップと、前記振幅比較ステップが算出した周波数ごとの比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正ステップと、を備えることを特徴とする、振幅補正方法が提供される。

以上説明したように本発明によれば、ドップラセンサの出力信号のように、振幅や周波数が動的に変化する場合において、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を補正することが可能な、新規かつ改良された振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法を提供することができる。

１６ＱＡＭのビットパターンを示す説明図である。 本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００の構成を示す説明図である。 振幅補正装置１２０の構成例を示す説明図である。 振幅補正装置１２０の動作を示す流れ図である。 Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図である。 Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図である。 横軸にＩ信号の振幅、縦軸にＱ信号の振幅を取ったＩ−Ｑプロットを示す説明図である。 Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図である。 図８のＩ信号に振幅補正処理を行った例を示す説明図である。 本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の構成を示す説明図である。 振幅補正装置２２０の動作を示す流れ図である。 Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

＜１．第１の実施形態＞
［無線通信装置の構成例］
まず、本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置を備える無線通信装置の構成について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００の構成を示す説明図である。以下、図２を用いて本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００の構成について説明する。

図２に示したように、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００は、ドップラセンサ１１０と、振幅補正装置１２０と、を含んで構成される。本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００は、移動物体１０に向けて電波を発射し、その移動物体１０で反射された電波を受信する。

ドップラセンサ１１０は、電波を送受信する。ドップラセンサ１１０は、移動物体１０で反射された電波を受信し、送信電波と受信電波との差分の周波数の信号を直交検波して、同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力する。振幅補正装置１２０は、ドップラセンサ１１０から供給されたＩ信号とＱ信号の振幅に誤差があれば、どちらか一方の信号の振幅を補正し、補正したＩ信号とＱ信号を出力する。

以上、図２を用いて本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００の構成について説明した。次に、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の構成について説明する。

［振幅補正装置の構成例］
図３は、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の構成例を示す説明図である。図３に示した振幅補正装置１２０は、一例としてＩ信号の振幅を補正するものを示している。以下、図３を用いて本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の構成について説明する。

図３に示したように、本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０は、信号記憶部１２１と、ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂと、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂと、瞬時振幅比較部１２４と、振幅補正部１２５と、を含んで構成される。

信号記憶部１２１は、ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分（サンプル単位や時間単位等）記憶する。信号記憶部１２１は、記憶区間がデータで全て埋まったら、記憶したデータをヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂへ出力する。なお、記憶区間がデータで全て埋まっている状態で信号記憶部１２１にドップラセンサ１１０からＩ信号及びＱ信号が供給されると、信号記憶部１２１は最も古いデータを削除する。すなわち、信号記憶部１２１の記憶区間には、常に最新のデータが格納されていることになる。

ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂは、それぞれ、信号記憶部１２１から供給されるＩ信号、Ｑ信号に対してヒルベルト変換処理を実行する。ヒルベルト変換は、入力信号に対して位相がπ／２遅れた信号を虚数部に持つ解析信号を生成する処理である。Ｉ信号の虚部にはＱ信号と等しい信号が現れ、Ｑ信号の虚部にはＩ信号と等しい信号が現れる。ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂは、ヒルベルト変換後の信号をそれぞれ瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂへ出力する。

瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂは、ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂから出力されたＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅をそれぞれ算出する。瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂは、算出したＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅を瞬時振幅比較部１２４へ出力する。

瞬時振幅比較部１２４は、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂから出力されたＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅の大小を比較すると共にその大小比率を算出する。瞬時振幅比較部１２４は、Ｉ信号およびＱ信号の瞬時振幅の大小比率を振幅補正部１２５へ出力する。

振幅補正部１２５は、瞬時振幅比較部１２４から出力された、Ｉ信号およびＱ信号の瞬時振幅の大小比率を用いて、ヒルベルト変換前のＩ信号の振幅を補正して出力する。

振幅補正装置１２０は、かかる構成を有することにより、振幅や周波数が動的に変化する場合において、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を補正することができる。

以上、図３を用いて本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の構成について説明した。次に、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の動作について説明する。

［振幅補正装置の動作］
図４は、本発明の第１の実施形態にかかる無線通信装置１００に含まれる振幅補正装置１２０の動作を示す流れ図である。以下、図４を用いて本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０の動作について説明する。

ドップラセンサ１１０から振幅補正装置１２０に出力されたＩ信号及びＱ信号は、アナログ回路の特性により振幅が異なる場合がある。Ｉ信号及びＱ信号の振幅が異なると、誤った位相が求められてしまうため、振幅を補正する必要がある。理想的には、Ｉ信号とＱ信号との間にはπ／２の位相差があるために、同一時刻の振幅を単純に比較することはできない。従って振幅補正装置１２０は、ドップラセンサ１１０から振幅補正装置１２０に出力されたＩ信号及びＱ信号に対してヒルベルト変換を行うことで、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれ解析信号（複素信号）に変換し、瞬時振幅を求める。

振幅補正装置１２０にドップラセンサ１１０からＩ信号およびＱ信号が供給されると、振幅補正装置１２０は、信号記憶部１２１で、ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分記憶する（ステップＳ１０１）。

ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分、信号記憶部１２１で記憶すると、続いて振幅補正装置１２０は、信号記憶部１２１で記憶した所定の時間分のＩ信号及びＱ信号を、ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂでヒルベルト変換する（ステップＳ１０２）。

上述したように、ヒルベルト変換は、入力信号に対して位相がπ／２遅れた信号を虚数部に持つ解析信号を生成する処理である。Ｉ信号の虚部にはＱ信号と等しい信号が現れ、Ｑ信号の虚部にはＩ信号と等しい信号が現れる。時刻ｔの時のＩ信号ｖ_Ｉ（ｔ）をフーリエ変換したものをＶ_Ｉ（ω）とすると（ωは角周波数）、Ｖ_Ｉ（ω）のヒルベルト変換Ｈ_Ｉ（ω）は以下の数式で表すことができる。

Ｈ_Ｉ（ω）を逆フーリエ変換したものをｈ_Ｉ（ｔ）とすると、ｈ_Ｉ（ｔ）はｖ_Ｉ（ｔ）の位相がπ／２だけ遅れた信号となる。Ｉ信号の解析信号ｓ_Ｉ（ｔ）は実数部にｖ_Ｉ（ｔ）、虚数部にｈ_Ｉ（ｔ）を有するものとなり、以下の数式で表すことができる。

このＩ信号の解析信号ｓ_Ｉ（ｔ）のフーリエ変換Ｓ_Ｉ（ω）は以下の数式で表すことができる。

Ｉ信号のｓ_Ｉ（ｔ）のフーリエ変換Ｓ_Ｉ（ω）は以下のように表せる。

従って、Ｉ信号ｖ_Ｉ（ｔ）の解析信号ｓ_Ｉ（ｔ）は、Ｉ信号ｖ_Ｉ（ｔ）をフーリエ変換したものに対して、正の周波数成分を２倍に、直流成分を等倍に、負の周波数成分を０にしたものを、逆フーリエ変換することで求めることができる。Ｑ信号ｖ_Ｑ（ｔ）についても、Ｉ信号と同様の処理で解析信号ｓ_Ｑ（ｔ）を求めることができる。

上記ステップＳ１０１において、信号記憶部１２１で、Ｉ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分記憶するのは、上記ステップＳ１０２におけるヒルベルト変換処理において、フーリエ変換を行うために所定の長さのデータ系列が必要となるからである。例えば、信号記憶部１２１が１０００サンプルデータを記憶できるとすると、サンプリング周波数が１ｋＨｚでサンプリングした場合、信号記憶部１２１は１秒分のデータを記憶し、ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂへ出力する。なお、ドップラセンサ１１０から１００１番目のデータが出力されると、信号記憶部１２１は１番目のデータを消去し、２番目から１００１番目の１秒分のデータをヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂへ出力する。

ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂがＩ信号およびＱ信号をヒルベルト変換すると、続いて振幅補正装置１２０は、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂでＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅を算出する（ステップＳ１０３）。具体的には、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂは、ヒルベルト変換部１２２ａ、１２２ｂが出力したｓ_Ｉ（ｔ）、ｓ_Ｑ（ｔ）に対して絶対値を取ることで、Ｉ信号およびＱ信号の瞬時振幅α_Ｉ（ｔ）、α_Ｑ（ｔ）を算出する。α_Ｉ（ｔ）、α_Ｑ（ｔ）は以下のように求めることができる。

上記ステップＳ１０３で、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂがＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅を算出すると、続いて振幅補正装置１２０は、瞬時振幅比較部１２４で、瞬時振幅算出部１２３ａ、１２３ｂが算出したＩ信号およびＱ信号の瞬時振幅を比較し、Ｑ信号に対するＩ信号の比率βを求める（ステップＳ１０４）。Ｑ信号に対するＩ信号の比率βは以下の数式で表すことができる。

なお、上記数式７で、Ｎはデータ長であり、信号記憶部１２１が１０００サンプルデータを記憶できるとすると、Ｎ＝１０００である。

上記ステップＳ１０４で、瞬時振幅比較部１２４がＱ信号に対するＩ信号の比率βを求めると、続いて振幅補正装置１２０は、振幅補正部１２５で、瞬時振幅比較部１２４が求めた比率βをＩ信号に乗じることで、振幅を補正したＩ信号を得る（ステップＳ１０５）。Ｉ信号の振幅は、以下の数式で補正できる。

上記数式８で、φ_Ｉ（ｔ）はＩ信号の位相を表す。

なお、Ｉ信号及びＱ信号の振幅差が、アナログ回路の特性による固有的なものである場合には、振幅補正部１２５は、瞬時振幅比較部１２４が現時刻で算出した比率βを、次時刻以降のＩ信号の振幅補正に用いても良い。

図５は、Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図であり、時刻によって振幅と周波数が変化するドップラ信号において、Ｑ信号に比べてＩ信号の振幅が大きく、Ｉ信号とＱ信号の振幅が一致していない例を示したものである。このようなＩ信号とＱ信号に対して、上述の振幅補正処理でＩ信号の振幅を補正することができる。

図６は、Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図であり、図５に示したＩ信号及びＱ信号に対して上述の振幅補正処理でＩ信号の振幅を補正した状態を示したものである。図に示したように、上述の振幅補正処理でＩ信号の振幅を補正することで、Ｑ信号に比べてＩ信号の振幅が大きい場合でも、Ｉ信号とＱ信号の振幅を一致させることができる。

図７は、横軸にＩ信号の振幅、縦軸にＱ信号の振幅を取ったＩ−Ｑプロットを示す説明図である。実線は補正前のＩ−Ｑプロットであり、一点破線はＩ信号の振幅を補正した後のＩ−Ｑプロットである。補正前のＩ−Ｑプロットは楕円を描いているのに対し、補正後のＩ−Ｑプロットは真円に近い形を描いている。つまり、Ｉ信号の振幅を補正することで、Ｉ信号とＱ信号の振幅が近くなることが分かる。

以上、図４を用いて本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０の動作について説明した。以上説明したように本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０によれば、時刻によって振幅や周波数が変化するドップラ信号のＩ信号とＱ信号の振幅が一致していない場合であっても、いずれか一方の振幅を補正することで、両信号の振幅を近づけることができる。

＜２．第２の実施形態＞
上述したように、本発明の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０によれば時刻によって振幅や周波数が変化するドップラ信号のＩ信号とＱ信号の振幅を一致させることができる。ところで、ドップラセンサ１１０から得られるＩ信号及びＱ信号の振幅の比率が、周波数ごとに異なる場合がある。図８は、Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図であり、ドップラセンサ１１０から得られるＩ信号及びＱ信号の振幅の比率が、周波数ごとに異なる場合について示したものである。

ここで、図８のような振幅を有するＩ信号とＱ信号に対し、上述の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０による振幅補正処理を実行すると、振幅は、図９に示したような波形になる。上述の第１の実施形態にかかる振幅補正装置１２０による振幅補正処理では、Ｉ信号及びＱ信号の主要な周波数の振幅の比率からＩ信号とＱ信号の比率が求められている。従って、図８のように、Ｉ信号及びＱ信号の振幅の比率が、周波数ごとに異なる場合は、図９の破線の楕円で囲った部分のように、振幅をうまく補正できない。

そこで、以下で説明する本発明の第２の実施形態では、このようにＩ信号及びＱ信号の振幅の比率が周波数ごとに異なる場合であっても適切に振幅を補正できる振幅補正装置および振幅補正方法について説明する。

［振幅補正装置の構成例］
図１０は、本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の構成を示す説明図である。図１０に示した振幅補正装置２２０は、一例としてＩ信号の振幅を補正するものを示している。また振幅補正装置２２０は、図２に示したドップラセンサ１１０からＩ信号およびＱ信号の供給を受けるものとする。以下、図１０を用いて本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の構成について説明する。

図１０に示したように、本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０は、信号記憶部２２１と、短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂと、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂと、振幅比較部２２４と、振幅補正部２２５と、を含んで構成される。

信号記憶部２２１は、ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分（サンプル単位や時間単位等）記憶する。信号記憶部２２１は、記憶区間がデータで全て埋まったら、記憶したデータを短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂへ出力する。なお、記憶区間がデータで全て埋まっている状態で信号記憶部２２１にドップラセンサ１１０からＩ信号及びＱ信号が供給されると、信号記憶部２２１は最も古いデータを削除する。すなわち、信号記憶部２２１の記憶区間には、常に最新のデータが格納されていることになる。

短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂは、それぞれ、信号記憶部２２１から供給されるＩ信号、Ｑ信号に対して短時間フーリエ変換処理を行う。短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂは、短時間フーリエ変換後の信号をそれぞれ振幅算出部２２３ａ、２２３ｂへ出力する。

短時間フーリエ変換は、ある波形に対して有限長の区間（窓幅）を持つ窓関数を、ある一定幅（シフト幅）ずらしながら掛けて切り出した区間に対してフーリエ変化を行う。窓関数は、有限区間以外で０となる関数、例えばハミング窓やハニング窓などのことをいう。

振幅算出部２２３ａ、２２３ｂは、短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂから出力されたＩ信号およびＱ信号の周波数ごとの振幅をそれぞれ算出する。振幅算出部２２３ａ、２２３ｂは、算出したＩ信号およびＱ信号の周波数ごとの振幅を振幅比較部２２４へ出力する。

振幅比較部２２４は、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂから出力されたＩ信号およびＱ信号の周波数ごとの振幅の大小を比較すると共にその大小比率を算出する。振幅比較部２２４は、Ｉ信号およびＱ信号の周波数ごとの振幅の大小比率を振幅補正部２２５へ出力する。

振幅補正部２２５は、振幅比較部２２４から出力された、Ｉ信号およびＱ信号の周波数ごとの振幅の大小比率を用いて、短時間フーリエ変換前のＩ信号の振幅を補正して出力する。

振幅補正装置２２０は、かかる構成を有することにより、振幅や周波数が動的に変化し、またＩ信号及びＱ信号の振幅の比率が周波数ごとに異なる場合において、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を補正することができる。

以上、図１０を用いて本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の構成について説明した。次に、本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の動作について説明する。

［振幅補正装置の動作］
図１１は、本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の動作を示す流れ図である。以下、図１１を用いて本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の動作について説明する。

上述したように、Ｉ信号およびＱ信号の振幅が周波数ごとに異なる場合には、第１の実施形態にかかる振幅補正方法では振幅をうまく補正できない。従って、本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０を用いた振幅補正処理では、短時間フーリエ変換を用いることで周波数ごとに振幅を比較し、周波数ごとに振幅が補正される。これにより、Ｉ信号およびＱ信号の振幅が周波数ごとに異なる場合にも適切に振幅を補正することができる。

振幅補正装置２２０にドップラセンサ１１０からＩ信号およびＱ信号が供給されると、振幅補正装置２２０は、信号記憶部２２１で、ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分記憶する（ステップＳ２０１）。ただし、補正を必要としない信号（ここではＱ信号）の信号記憶部２２１からの出力は、現時刻のものではなく、記憶したデータの中間時刻のデータを出力する。例えば、信号記憶部２２１が１０００サンプルデータ記憶可能であれば、信号記憶部２２１は、補正を必要としないＱ信号は５００番目と５０１番目のサンプルデータの平均値を出力する。これは、短時間フーリエ変換によって区間の中心から端にかけて信号の振幅を減衰させる処理による影響を考慮するためである。

ドップラセンサ１１０から出力されたＩ信号及びＱ信号を、時系列で所定の時間分、信号記憶部２２１で記憶すると、続いて振幅補正装置２２０は、信号記憶部２２１で記憶した所定の時間分のＩ信号及びＱ信号を、短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂで短時間フーリエ変換する（ステップＳ２０２）。

具体的には、短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂは、現時刻までに得られたＩ信号ｓ’_Ｉ（ｔ）及びＱ信号ｓ’_Ｑ（ｔ）に対して、短時間フーリエ変換を行った信号Ｓ’_Ｉ（ω，τ）、Ｓ’_Ｑ（ω，τ）を求める。なお、ωは各周波数、τはシフト幅を表す。例えば信号記憶部２２１が１０００サンプル記憶できるとすると、サンプリング周波数１ｋＨｚでサンプリングした場合に、信号記憶部２２１は１秒間のＩ信号ｓ’_Ｉ（ｔ）及びＱ信号ｓ’_Ｑ（ｔ）を記憶する。この信号に対して、窓幅０．１秒（＝１００サンプル）、シフト幅０．０５秒（５０サンプル）で短時間フーリエ変換を行った場合、τ＝０の時に０秒（０サンプル）から０．１秒（１００サンプル）までの信号に対する周波数成分の複素信号が得られ、τ＝０．０５秒の時に０．０５秒（５０サンプル）から０．１５秒（１５０サンプル）までの信号に対する周波数成分の複素信号が得られる。この処理を全てのデータに対して適応し、シフト幅間隔で窓幅長の周波数成分の複素信号の時系列データを求めることが出来る。Ｓ’_Ｉ（ω，τ）、Ｓ’_Ｑ（ω，τ）は、以下の数式で表すことができる。

窓関数ｈ（ｔ）は、下記の数式のようにハミング窓を用いる。

なお、Ｎは窓幅であり、ここではＮ＝０．１秒（＝１００サンプル）とする。

短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂがＩ信号およびＱ信号を短時間フーリエ変換すると、続いて振幅補正装置２２０は、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂでＩ信号およびＱ信号の振幅を算出する（ステップＳ２０３）。具体的には、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂは、短時間フーリエ変換部２２２ａ、２２２ｂが出力したＳ’_Ｉ（ω，τ）、Ｓ’_Ｑ（ω，τ）に対して、周波数ごとのＩ信号およびＱ信号の振幅α’_Ｉ（ω，τ）、α’_Ｑ（ω，τ）を算出する。α’_Ｉ（ω，τ）、α’_Ｑ（ω，τ）は以下のように求めることができる。

上記ステップＳ２０３で、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂがＩ信号およびＱ信号の振幅を算出すると、続いて振幅補正装置２２０は、振幅比較部２２４で、振幅算出部２２３ａ、２２３ｂが算出したＩ信号およびＱ信号の振幅を比較し、Ｑ信号に対するＩ信号の比率β’（ω）を求める（ステップＳ２０４）。Ｑ信号に対するＩ信号の比率βは以下の数式で表すことができる。

なお、Ｍは所定の窓幅（ここでは０．１秒（＝１００サンプル））、シフト幅（ここでは０．０５秒（＝５０サンプル））で切り出したデータ数になる。窓幅０．１秒、シフト幅０．０５秒の場合は、Ｍ＝１９となる。

上記ステップＳ２０４で、振幅比較部２２４がＱ信号に対するＩ信号の比率β’（ω）を求めると、続いて振幅補正装置２２０は、振幅補正部２２５で、振幅比較部２２４が求めた比率β’（ω）を、Ｉ信号をフーリエ変換したＳ’_Ｉ（ω）に乗じることで、振幅を補正したＩ信号を得て、さらに逆フーリエ変換することでより時間領域の信号を得る（ステップＳ２０５）。Ｉ信号の振幅は、以下の数式で補正できる。

時間領域の信号は、窓関数により振幅が減衰されているため、中心の値のみ（例えば、データ数が１００サンプルの場合は５０番目のサンプルと５１番目のサンプルの平均値）を、補正済みのＩ信号として出力する。

観測したドップラ信号において、非常にゆっくりとした動きである、例えば１０Ｈｚ以下の低周波成分は、１周期分観測する前に対象動作が終了してしまうことが多いため、周波数解析の結果、ノイズが多いデータとなる場合がある。そのため、Ｉ信号及びＱ信号の低周波成分の振幅を比較するには、長時間観測した信号を用いたり、短時間フーリエ変換で求めた振幅スペクトルの時間遷移を求めて平均を利用したりするなどして、低周波成分の振幅のノイズを低減させることができる。

図１２は、Ｉ信号とＱ信号の振幅の一例を示す説明図であり、図８に示したＩ信号及びＱ信号に対して上述の本発明の第２の実施形態における振幅補正処理でＩ信号の振幅を補正した状態を示したものである。図１２に示したように、上述の本発明の第２の実施形態における振幅補正処理でＩ信号の振幅を補正することで、Ｑ信号に比べてＩ信号の振幅が大きく、また振幅の比率が周波数ごとに異なる場合でも、Ｉ信号とＱ信号の振幅を一致させることができる。

以上、図１１を用いて本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０の動作について説明した。以上説明したように本発明の第２の実施形態にかかる振幅補正装置２２０によれば、時刻によって振幅や周波数が変化するドップラ信号のＩ信号とＱ信号の振幅が一致しておらず、また振幅の比率が周波数ごとに異なる場合であっても、いずれか一方の振幅を補正することで、両信号の振幅を近づけることができる。

＜３．まとめ＞
以上説明したように本発明の各実施形態によれば、時刻によって振幅や周波数が変化するドップラ信号のＩ信号とＱ信号の振幅が一致していない場合であっても、いずれか一方の振幅を補正することで、両信号の振幅を近づけることができる。また、本発明の第２の実施形態によれば、時刻によって振幅や周波数が変化するドップラ信号のＩ信号とＱ信号の振幅が一致しておらず、また振幅の比率が周波数ごとに異なる場合であっても、いずれか一方の振幅を補正することで、両信号の振幅を近づけることができる。

本発明の各実施形態によれば、ドップラセンサの出力信号のように、振幅や周波数が動的に変化する場合においても、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を適切に補正することが可能となる。そして本発明の第２の実施形態によれば、振幅や周波数が動的に変化するだけでなく、振幅の比率が周波数ごとに異なる場合においても、Ｉ信号及びＱ信号の振幅を適切に補正することが可能となる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記実施形態では、ドップラセンサの信号に適用した例を説明したが、本発明はかかる例に限定されない。例えば、デジタル無線通信など、直交検波を利用したシステムに、上述の実施形態にかかる振幅補正処理を適用してもよい。

また例えば、上記実施形態では、Ｉ信号の振幅を補正するようにして、Ｑ信号は補正せずに出力するように図示していたが、本発明は係る例に限定されるものではない。例えばＩ信号とＱ信号の振幅を比較した上で、どちらの信号の振幅を補正するかを判断しても良い。例えばＩ信号とＱ信号の振幅を比較し、振幅が大きい方の信号を補正するようにしてもよい。またＩ信号とＱ信号それぞれの振幅を比較し、ある閾値以下の振幅を有している信号の方を増幅させるように補正しても良い。

１０ 移動物体
１００ 無線通信装置
１１０ ドップラセンサ
１２０ 振幅補正装置
１２１ 信号記憶部
１２２ａ、１２２ｂ ヒルベルト変換部
１２３ａ、１２３ｂ 瞬時振幅算出部
１２４ 瞬時振幅比較部
１２５ 振幅補正部
２２０ 振幅補正装置
２２１ 信号記憶部
２２２ａ、２２２ｂ 短時間フーリエ変換部
２２３ａ、２２３ｂ 振幅算出部
２２４ 振幅比較部
２２５ 振幅補正部

Claims (14)

1. 同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶部と、
   前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行うヒルベルト変換部と、
   前記ヒルベルト変換部によりヒルベルト変換された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出する瞬時振幅算出部と、
   前記瞬時振幅算出部により算出された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅の比率を算出する瞬時振幅比較部と、
   前記瞬時振幅比較部が算出した比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正部と、
   を備えることを特徴とする、振幅補正装置。
2. 前記ヒルベルト変換部は、前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行って解析信号を算出することを特徴とする、請求項１に記載の振幅補正装置。
3. 前記瞬時振幅算出部は、前記ヒルベルト変換部が算出した解析信号の絶対値を用いて前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出することを特徴とする、請求項２に記載の振幅補正装置。
4. 前記同相信号及び前記直交信号は、直交検波により得られるものであることを特徴とする、請求項１に記載の振幅補正装置。
5. 前記同相信号及び前記直交信号は、ドップラセンサの出力であることを特徴とする、請求項１に記載の振幅補正装置。
6. 請求項１に記載の振幅補正装置を備えることを特徴とする、無線通信装置。
7. 同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶部と、
   前記信号記憶部が記憶した前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対して短時間フーリエ変換を行う短時間フーリエ変換部と、
   前記短時間フーリエ変換部により短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅を算出する振幅算出部と、
   前記振幅算出部により算出された前記同相信号及び前記直交信号の周波数ごとの振幅の比率を算出する振幅比較部と、
   前記振幅比較部が算出した周波数ごとの比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正部と、
   を備えることを特徴とする、振幅補正装置。
8. 前記振幅比較部は、前記同相信号及び前記直交信号の低周波成分の振幅を比較する際に、長時間観測された前記同相信号及び前記直交信号を用いることを特徴とする、請求項７に記載の振幅補正装置。
9. 前記振幅比較部は、前記同相信号及び前記直交信号の低周波成分の振幅を比較する際に、前記短時間フーリエ変換部により短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅スペクトルの時間遷移を求めて平均したものを用いることを特徴とする、請求項７に記載の振幅補正装置。
10. 前記同相信号及び前記直交信号は、直交検波により得られるものであることを特徴とする、請求項７に記載の振幅補正装置。
11. 前記同相信号及び前記直交信号は、ドップラセンサの出力であることを特徴とする、請求項７に記載の振幅補正装置。
12. 請求項７に記載の振幅補正装置を備えることを特徴とする、無線通信装置。
13. 同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶ステップと、
    前記信号記憶ステップで記憶された前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対してヒルベルト変換を行うヒルベルト変換ステップと、
    前記ヒルベルト変換ステップによりヒルベルト変換された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅を算出する瞬時振幅算出ステップと、
    前記瞬時振幅算出ステップにより算出された前記同相信号及び前記直交信号の瞬時振幅の比率を算出する瞬時振幅比較ステップと、
    前記瞬時振幅比較ステップが算出した比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正ステップと、
    を備えることを特徴とする、振幅補正方法。
14. 同相信号及び直交信号を所定期間記憶する信号記憶ステップと、
    前記信号記憶ステップで記憶された前記所定期間の前記同相信号及び前記直交信号に対して短時間フーリエ変換を行う短時間フーリエ変換ステップと、
    前記短時間フーリエ変換ステップにより短時間フーリエ変換された前記同相信号及び前記直交信号の振幅を算出する振幅算出ステップと、
    前記振幅算出ステップにより算出された前記同相信号及び前記直交信号の周波数ごとの振幅の比率を算出する振幅比較ステップと、
    前記振幅比較ステップが算出した周波数ごとの比率を用いて、前記同相信号または前記直交信号の振幅を補正する振幅補正ステップと、
    を備えることを特徴とする、振幅補正方法。
    

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