JP6935425B2 - ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、両側帯波を用いた放送、通信において信号帯域にノイズが重畳される環境における、ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法に関する。

ＡＭラジオは広く普及しており、自動車等の移動体にも多く搭載されている。

ＡＭラジオ放送波は振幅変調された放送波であるため、受信局信号帯域内のノイズがそのまま音声に影響を与える。

特に、自動車に搭載されるアクチュエータ、モーター、ＤＣコンバータ等の電装機器から発生するノイズが受信局信号帯域に混入した場合、受信局との周波数差によりビートを生じ、違和感のある音声となる。

このようなノイズを低減するための技術として、特許文献１には、両側帯波信号のうち、ＲＦ帯域における一方の側帯波にのみノイズが重畳される場合に、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に直交復調し、直交成分に基づいて、復調手段が出力する同相成分に含まれるノイズ成分を除去する方法が開示されている。

また、特許文献２には、信号近傍のノイズが重畳する信号からそのノイズを除去するために、信号帯域内の周波数を用いて信号を選択出力する第１ミキサー部と、信号帯域外の周波数を用いて信号近傍のノイズだけを選択出力する第２ミキサー部を設け、第２受信部により受信するノイズ検出部と、主信号受信部で受信した信号からノイズ検出部で受信したノイズを減算処理することで受信した信号に重畳するノイズを除去する、受信装置が開示されている。

国際公開２０１６／０７５８７８ 特開２００４−２５４１８４号公報

特許文献１に開示された従来の技術では、ノイズが両側帯波信号の搬送波付近に存在する場合に、ＲＦ帯域における一方の側帯波にのみ重畳されるノイズを抽出するための直交復調が必要となる。

しかし、この場合に、ミキサーで混合される混合波の周波数と、放送局から送信される搬送波の周波数との同期を保つことが困難となる。また、両側帯波に複数のノイズが重畳された場合は、各ノイズに対し個別に別方向に位相を回転させる必要があり、ノイズ抽出処理が困難であった。

また、特許文献２に開示された従来の技術では、信号帯域外の周波数を用いて受信信号近傍のノイズだけを選択出力する第２ミキサー部を使用するためには、受信信号近傍においてノイズだけを選択出力可能な周波数帯が存在することが前提となる。

しかし、受信信号近傍に隣接する放送波が存在する場合、ノイズだけを選択出力可能な周波数帯を確保することはできなかった。

本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、その目的は、種々の条件下で、受信信号に含まれるノイズを安定して抑圧可能なノイズ抑圧装置及びノイズ抑圧方法を提供することにある。

上記の目的を達成するために、この発明では、受信信号に含まれる側帯波信号が周波数軸上で搬送波信号に対して対称に配置されていることに着目して、非対称成分をノイズ成分として抑圧するようにした。また、搬送波信号の振幅と側帯波信号との振幅の比が一定以下になることに着目してノイズ成分を抑圧するようにした。

具体的には、本発明に係るノイズ抑圧装置は、第１の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、第１の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出する非対称成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、非対称周波数ビンに対応する値に第１の係数を乗ずる一方、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に第１の係数よりも大きい第２の係数を乗ずる抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えている。

この構成によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して演算処理を行うため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。

受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずる第２抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を、第２抑圧部で処理された離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出する調整部と、をさらに備え、離散時間信号は、新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換実行部で逆離散フーリエ変換して得られる、のが好ましい。

この構成によれば、２つのノイズ抑圧処理を行い、それらの結果に基づいた補間データを用いることで、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある２つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。

本発明に係る別のノイズ抑圧装置は、搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずる抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えている。

この構成によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある２つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。

非対称周波数ビンが複数存在する場合、第１の係数は、非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、のが好ましい。

この構成によれば、例えば、複数の非対称成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、非対称周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実に非対称成分を抑圧できる。

また、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、例えば、受信時間が推移して、ノイズ成分が混入する非対称周波数ビンが変化するような場合に、係数を変化させて、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。

非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、第２の係数は、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとってもよい。

上記と同様に、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。

ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、第３の係数は、ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、のが好ましい。

この構成によれば、例えば、複数のノイズ成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、ノイズ周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実にノイズ成分を抑圧できる。

また、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、例えば、受信時間が推移して、ノイズ成分が混入するノイズ周波数ビンが変化するような場合に、係数を変化させて、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。

ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、第４の係数は、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとってもよい。

上記と同様に、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。

振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを中心周波数ビンとするのが好ましい。

この構成によれば、ベースバンド信号を生成するために混合する複素周波数の角周波数と搬送波信号の角周波数との間にオフセットがあった場合でも、振幅スペクトルの対称軸、あるいは搬送波に対応する周波数成分を設定することができる。

非対称成分検出部は、一の周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビンに対して一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、振幅スペクトルの対称性を評価し、非対称周波数ビンを検出する、のが好ましい。

この構成によれば、有限の周波数分割区間に起因して生じる、周波数ビンの対称位置のずれの影響を低減することができ、安定してノイズを抑圧できる。

また、本発明に係る受信装置は、放送局から出力されるＡＭ放送波信号を受信するアンテナと、アンテナから受信したＡＭ放送波信号を増幅するアンプと、増幅されたＡＭ放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、デジタル信号を変換して生成されるベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、上記のいずれかのノイズ抑圧装置と、離散時間信号を音声信号に復調する復調部と、を備えている。

この構成によれば、上記のノイズ抑圧装置を備えることにより、安定してノイズを抑圧でき、音声信号を高品質で受信することが可能となる。

本発明に係るノイズ抑圧方法は、第１の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、第１の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出するステップと、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、非対称周波数ビンに対応する値に第１の係数を乗ずる一方、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に第１の係数よりも大きい第２の係数を乗ずるステップと、非対称成分が抑圧された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えている。

この方法によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して演算処理を行うため、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。

受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずるステップと、非対称成分が抑圧された離散フーリエ級数をノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出するステップと、をさらに備え、新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る、のが好ましい。

この方法によれば、２つのノイズ抑圧処理を行い、それらの結果に基づいた補間データを用いることで、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある２つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。

本発明に係る別のノイズ抑圧方法は、搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに対応する値に第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずるステップと、ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えている。

この方法によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある２つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。

また、本発明に係る受信方法は、放送局から出力されるＡＭ放送波信号を受信するステップと、ＡＭ放送波信号を増幅するステップと、増幅されたＡＭ放送波信号をデジタル信号に変換するステップと、デジタル信号と所定の角周波数を有する複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、上記のいずれかのノイズ抑圧方法により、ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成するステップと、離散時間信号を音声信号に復調するステップと、を備えている。

この方法によれば、上記のノイズ抑圧ステップを実行することにより、安定してノイズを抑圧でき、音声信号を高品質で受信することが可能となる。

以上説明したように、本発明によると、ＡＭ放送波信号のような両側帯信号を含む信号に含まれるノイズを、少ない演算量で安定して抑圧することができる。

図１は、本発明の実施形態１に係る受信装置のブロック構成図である。 図２は、実施形態１に係る受信装置の別のブロック構成図である。 図３は、実施形態１に係る音声復調処理フローチャートである。 図４Ａは、ベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図４Ｂは、図４Ａに示す振幅ベクトルを直流成分に対して対称に反転させた振幅スペクトルである。 図４Ｃは、振幅ベクトルにおける非対称成分を示す図である。 図５は、周波数ビンに対する抑圧係数の設定例を示す図である。 図６は、ノイズ成分抑圧後のベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図７は、サンプリング時刻に対するノイズ成分の振幅と抑圧係数との変化を示す図である。 図８Ａは、オフセット角周波数を有する複素正弦波に基づき生成されたベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図８Ｂは、図８Ａに示す振幅ベクトルを搬送波対応成分に対して対称に反転させた振幅スペクトルである。 図８Ｃは、振幅ベクトルにおける非対称成分を示す図である。 図９は、ベースバンド信号の振幅スペクトルにおける非対称性導出の別の例である。 図１０は、本発明の実施形態２に係る受信装置のブロック構成図である。 図１１は、実施形態２に係る音声復調処理フローチャートである。 図１２は、ベースバンド信号の振幅スペクトルである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものでは全くない。

（実施形態１）
（受信装置の構成）
図１は、本実施形態に係る受信装置を示し、この受信装置１０は、放送局から出力されるＡＭ放送波信号を受信するアンテナ１１と、アンテナ１１から受信したＡＭ放送波信号を増幅するアンプ１２と、増幅されたＡＭ放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器１３（ＡＤＣ；Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と、複素正弦波を生成する数値制御発振器１４（ＮＣＯ；Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と、デジタル信号に変換されたＡＭ放送波信号とＮＣＯで生成された複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するミキサー１５と、を備えている。

ＮＣＯ１４とミキサー１５とは直交復調部１６を構成しており、ミキサー１５で生成されたベースバンド信号は、Ｉ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）信号とに分離された信号である。

また、受信装置１０は、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換（ＤＦＴ；Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）実行部１７と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部１８と、振幅スペクトルの上側帯波に対応する成分と下側帯波に対応する成分との対称性を評価し、非対称となる周波数成分を検出する非対称成分検出部１９と、離散フーリエ級数における非対称な周波数成分に対応する値を抑圧する抑圧部２０と、抑圧処理が行われた離散フーリエ級数を離散時間信号に変換する逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ；Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）実行部２１と、離散時間信号を音声信号に復調する復調部２２と、を備えている。

また、図１に示すように、受信装置１０は、音声信号を出力するためのスピーカー２３を備えていてもよい。

ＤＦＴ実行部１７と、振幅スペクトル算出部１８と、非対称成分検出部１９と、抑圧部２０と、ＩＤＦＴ実行部２１と、復調部２２とは、機能ブロックとして、例えば、ベースバンドＬＳＩにおける汎用的な演算処理部で演算を実行することにより実現される。なお、これらすべてが同一のＬＳＩ上に実装されていてもよいし、複数のＬＳＩ上に実装されていても良い。またこれらの機能を、ＬＳＩ上で専用の機能ブロックとして有していてもよい。

なお、後述する抑圧係数の設定にあたって、図２に示すように、抑圧係数設定部２０ａを別途設けてもよい。

また、後述するように、ノイズ抑圧処理は、直交復調部１６で生成されたベースバンド信号を、順次、ＤＦＴ実行部１７からＩＤＦＴ実行部２１までの間で信号処理を行うことによって実現され、これらの機能ブロックによりノイズ抑圧装置３０が構成される。

（ＡＭ放送波信号の音声復調処理）
以下に、図１に示した受信装置で、ＡＭ放送波信号にノイズが重畳された信号を受信した場合の音声復調処理について説明する。なお、本実施形態では、ノイズとして、音声コンテンツ帯域に単一周波数を有する単一の信号を仮定している。

まず、ノイズを含まない場合のＡＭ放送波信号について説明する。

放送局から出力されアンテナで受信するＡＭ放送波信号Ｖ_０（ｔ）は（式１）で表される。

ここで、ｍは変調率、Ｓ（ｔ）は音声コンテンツ、ω_Ｃは搬送波の角周波数、Ａは搬送波の振幅である。

音声コンテンツを、角周波数ω_Ｓを持つ単一トーン信号ｃｏｓ（ω_Ｓｔ）に置き換えると、Ｖ_０（ｔ）は（式２）で表される。

（式２）に示されるように、単一トーン信号のＡＭ放送波信号は、角周波数ω_Ｃの搬送波信号と、搬送波信号に対し上下に信号周波数ω_Ｓだけシフトした上側帯波（ＵＳＢ；Ｕｐｐｅｒ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）信号及び下側帯波（ＬＳＢ；Ｌｏｗｅｒ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）信号との加算信号となる。上側帯波と下側帯波は搬送波を中心に対称の振幅スペクトルを有している。

なお、単一トーン信号に限らず、その他の信号についても、ＡＭ放送波信号に含まれる上側帯波と下側帯波とは、搬送波を中心に対称の振幅スペクトルを持つ。

次に、アンテナでの受信信号にノイズが重畳されている場合を考える。この場合、アンテナに入力される信号Ｖ（ｔ）は（式３）で表される。

Ｂはノイズの振幅、ω_Ｂは搬送波を中心とした場合のノイズの角周波数であり、搬送波信号の角周波数ω_Ｃからω_Ｂだけ離れた角周波数においてノイズが重畳されていることを示す。

この信号に対する音声復調処理フローチャートを図３に示す。

音声復調をデジタル回路で実施するために、ＡＭ放送波信号Ｖ（ｔ）をデジタル信号に変換する（ステップＳ１）。ここで、デジタル信号に変換するために、ＡＭ放送波信号Ｖ（ｔ）をＡＤＣ１３に入力する必要があるが、信号Ｖ（ｔ）は空間を伝播しているため、ＡＤＣ１３の入力ダイナミックレンジに対して電圧レベルが小さく、ＡＤＣ１３の出力信号から信号Ｖ（ｔ）中の情報が欠落する場合がある。

そのため、ＡＤＣ１３に入力する前にアンプ１２によりＶ（ｔ）を増幅する。

アンプ１２により増幅されたＡＭ放送波信号Ｖ’（ｔ）は（式４）で表される。

Ａ’はアンプ１２により増幅された搬送波の振幅、Ｂ’はアンプ１２により増幅されたノイズの振幅である。Ｖ’（ｔ）をＡＤＣ１３に入力することでデジタル化された信号Ｖ’（ｔ）が出力される。

次に、デジタル信号Ｖ’（ｔ）に対して、ＮＣＯ１４により生成される角周波数ω’_Ｃの複素正弦波ｅｘｐ（−ｊω’_Ｃｔ）によって直交復調を行い、Ｉ信号とＱ信号とからなるベースバンド信号に変換する（ステップＳ２）。

ＮＣＯ１４により生成される複素正弦波の角周波数ω’_Ｃは、搬送波の角周波数ω_Ｃと厳密に一致させる必要はない。また、位相についても厳密に一致させる必要はない。

ＮＣＯ１４により生成される複素正弦波の角周波数がω’_Ｃ＝ω_Ｃである場合のベースバンド信号は（式５）で表される。

（式５）で表されるベースバンド信号を展開し、搬送波の角周波数ω_Ｃに対応する成分をローパスフィルタ（ＬＰＦ、図示せず）により除去した後の信号をＶ’’（ｔ）とする（ステップＳ３）。

Ｖ’’（ｔ）の実部をＩ（ｔ）、虚部をＱ（ｔ）とすると、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、それぞれ（式６）、（式７）で表される。

ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の振幅復調を行った結果は（式８）で表される。

（式８）からわかるように、放送局から飛来したＡＭ放送波信号がアンテナ１１で受信されるまでにノイズが混入した場合、振幅復調の結果にはノイズ周波数ω_Ｂだけではなく、ノイズ周波数ω_Ｂと音声コンテンツの角周波数ω_Ｓとの和の角周波数の成分および差の角周波数の成分が含まれ、さらに、この結果は、平方根の演算で級数展開されるため音声帯域全体に拡散される。そのため、このままでは、振幅復調を実施した後の音声信号からノイズを除去することが困難である。

従って、ノイズ成分の除去は振幅復調を実施する前段で実施する必要がある。

ＤＦＴ実行部１７で、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）に対して、周波数軸上でＬ点のＤＦＴを実行し、ベースバンド信号の離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）を求める（ステップＳ４）。ここで、ｎは、離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）における周波数ビンのインデックスを表わす。本実施形態では、直流成分を０番目のビンとして各周波数ビンに−Ｌ／２から（Ｌ／２−１）のインデックスを付与している。

例えば、Ｌが２５６の場合は、２５６点のＤＦＴを実施することで、２５６点の複素数の離散フーリエ級数が得られ、直流成分を０番目のビンとして各周波数ビンに対応する成分Ｘ（−１２８）からＸ（１２７）が得られる。

次に、振幅スペクトル算出部１８で、Ｌ点の離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）からＬ点の振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜を算出する（ステップＳ５）。（式６）、（式７）で表されるベースバンド信号の振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜を図４Ａに示す。

ここで、搬送波の角周波数ω_Ｃに対応する周波数ビンは、離散フーリエ級数の直流成分である０番目のビンである。

音声コンテンツの角周波数ω_Ｓに対応する周波数ビンは、０番目のビンを中心として対称となる位置に、上側帯波に対応する周波数ビンＮ_Ｓと下側帯波に対応する周波数ビン−Ｎ_Ｓとして発生するが、ノイズの角周波数ω_Ｂに対応する周波数ビンＮ_Ｂは、上側帯波または下側帯波に対応する周波数ビンのいずれか一方のみに発生する。

次に、非対称成分検出部１９でＬ点の振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜の上側帯波と下側帯波の対称性を算出する。上記の対称性を算出するために、図４Ｂに示すように、直流成分である０番目のビンを中心周波数ビンとして、これに対し反転させた振幅スペクトル｜Ｘ’_０（ｎ）｜を算出する（ステップＳ６）。

Ｌ点の振幅スペクトルにおける上側帯波に対応する成分と下側帯波に対応する成分とから、Ｌ点の対称性Ｄ_０（ｎ）を求める（ステップＳ７）。具体的には、対称性Ｄ_０（ｎ）は、上側帯波に対応するＮ番目の周波数ビンにおける振幅と、上側帯波の周波数ビンの対称位置にある下側帯波に対応する−Ｎ番目の周波数ビンにおける振幅の比率を求めて算出する。

Ｎ番目の周波数ビンにおける振幅と−Ｎ番目の周波数ビンにおける振幅とが等しい場合、実数で表わされたＤ_０（ｎ）は１となり、両者の振幅が異なる場合はＤ_０（ｎ）≠１となる。なお、｜Ｘ_０（ｎ）｜＝０の場合は、Ｄ_０（ｎ）＝１とみなしてよい。

なお、各周波数ビンにおける振幅が、例えば、直流成分における振幅を基準にデシベルで表現されているときは、上側帯波に対応する周波数ビンにおける振幅と、下側帯波の周波数ビンにおける振幅との差分を取って、対称性Ｄ_０（ｎ）を算出する。

また、上記の振幅比率が１を基準として上下で所定の範囲内にあれば、２つの成分について対称性がある（Ｄ_０（ｎ）＝１）と判断し、所定の範囲を超えていれば非対称（Ｄ_０（ｎ）≠１）と判断してもよい。この場合、所定の範囲は、ＡＭ放送波の受信状況や、受信装置１０の仕様、性能等により適宜決められる。

図４Ａ、４Ｂに示した振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜、｜Ｘ’_０（ｎ）｜間での対称性評価結果に基づき、図４Ｃに示すように、ノイズの角周波数ω_Ｂに対応するＮ_Ｂ番目の周波数ビン（以下、非対称周波数ビンという）と、直流成分を中心として対称位置にある−Ｎ_Ｂ番目の周波数ビンとに非対称性が現れ、非対称成分が検出される。

この場合、−Ｎ_Ｂ番目の周波数ビンには実際のノイズ成分が含まれていないため、後述する抑圧係数を求める際に注意が必要である。

ＡＭ放送波信号のように音声信号が含まれる場合、実際の音声信号に対して振幅の大きい信号がノイズとして問題になることが多い。よって、例えば、非対称成分として検出された、対称位置にある２つの周波数ビンのうち、振幅の大きい方を実際の非対称成分（ノイズが重畳された成分）として選択することで、音声信号の品質を高品位に維持できる。

次に、Ｌ点の抑圧係数Ｗ（ｎ）を設定する（ステップＳ８）。図５に示すように、非対称成分検出部１９で検出された非対称周波数ビンＮ_Ｂに対してＷ（Ｎ_Ｂ）＝０を、それ以外の周波数ビンに対してＷ（ｎ）＝１を設定する。

なお、非対称周波数ビンの抑圧係数は、１より小さな任意の値を指定してもよい。また、非対称成分検出部１９で検出された非対称周波数ビンＮ_Ｂに対して非対称周波数ビン-Ｎ_Ｂの振幅スペクトル｜Ｘ_０（-Ｎ_Ｂ）｜と同じ値となるように、Ｗ（Ｎ_Ｂ）を設定してもよい。

また、非対称周波数ビンを中心に隣接する任意の周波数ビンに対して、同じ抑圧係数を設定してもよい。いずれにせよ、抑圧すべき非対称成分に対する抑圧係数Ｗ（Ｎ_Ｂ）よりも大きな値を有する抑圧係数Ｗ（ｎ）が、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して設定される。また、上述したとおり、抑圧係数設定部２０ａにより、ステップＳ７の処理を行ってもよい。

次に、抑圧部２０で、離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）における各周波数ビンに対応する値毎に、対応する周波数ビンで設定された抑圧係数Ｗ（ｎ）を乗算する処理を行い、新たに離散フーリエ級数Ｘ_１（ｎ）を算出する（ステップＳ９）。図６に、上記の乗算処理を行った後の振幅スペクトルを示しており、ベースバンド信号におけるノイズ成分が抑圧されていることがわかる。

次に、抑圧部２０で算出された離散フーリエ級数Ｘ_１（ｎ）に対して、ＩＤＦＴ実行部２１でＬ点の逆離散フーリエ変換を実行し、ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号に変換する（ステップＳ１０）。

ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号は（式９）、（式１０）で表される。

復調部２２において、（式９）、（式１０）で表される信号を振幅復調する（ステップＳ１１）。この結果は（式１１）で表される。

ハイパスフィルター（ＨＰＦ、図示せず）に（式１１）で表される信号を通過させ、搬送波成分を除去し、ＡＭ放送波に含まれる単一トーン信号に一致した音声出力となる（ステップＳ１２）。

以上説明したように、本実施形態によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。

（信号受信状況の時間変化について）
実際のＡＭ放送波信号を受信するにあたって、上述した離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）は、所定のサンプリング時刻毎に算出される。従って、実際の離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）は、Ｘ_０（ｎ，ｏ）で表わされる。ここで、ｎは、上述の通り、周波数ビンのインデックスを表わし、ｏは、サンプリング時刻のインデックスを表わす。

すなわち、サンプリング時刻ｔ１において、離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ，１）が存在し、サンプリング時刻ｔ２において、離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ，２）が存在する。

実際に受信されるＡＭ放送波信号及びノイズが時間変化に対してあまり変化しないような状況であれば、離散フーリエ級数における時間変化項を考慮する必要はあまりない。しかし、実際には、受信状況等により、これらの信号、特にノイズの数やその振幅、周波数等は時々刻々と変化する場合が多い。

従って、後者の場合には、ステップＳ８における抑圧係数Ｗ（ｎ）についても、離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ，２）と同様に、Ｗ（ｎ，ｏ）として求める必要がある。例えば、角周波数ω_Ｂのノイズ成分の振幅が時間的に変化する場合、図７に示すように、ノイズ成分の振幅｜Ｘ_０（Ｎ_Ｂ，ｏ）｜の変化に応じて、抑圧係数Ｗ（Ｎ_Ｂ，ｏ）が、同じ周波数ビンに対しても各時刻で変化するように求められる。

このように、信号や受信状況の時間変化に応じて、抑圧係数Ｗ（ｎ，ｏ）を算出し、ノイズ抑圧を行うことで、実際の音声信号を過度に抑圧したり、あるいは、ノイズの抑圧不足が生じたりするのを抑制でき、音声信号を高品質で受信することができる。

なお、本実施形態では、ＡＭ放送波を例にとって説明したが、これに限らず、上側帯波と下側帯波を持ち、これらの振幅スペクトルが中心周波数を中心に対称となる信号に対して、本実施形態に開示した技術を適用することができる。

また、本実施形態では、ＡＭ放送波信号の音声コンテンツ帯域に単一周波数をもつ１つのノイズが混入した信号を受信する例を示したが、複数のノイズが混入した場合においても、同様に、ノイズに対応する周波数ビンを非対称成分として検出でき、ノイズを抑圧することが可能である。上側帯波と下側帯波の双方にノイズが混入した場合においても、同様にノイズを抑圧することが可能である。

（変形例１）
ＮＣＯ１４で生成される複素正弦波の角周波数が搬送波の角周波数に対してオフセットを有する場合を考える。この変形例では、複素正弦波の角周波数ω’_Ｃが、ω’_Ｃ＝ω_Ｃ＋ω_Ｍである場合を説明する。

この場合のベースバンド信号は（式１２）で表される。

（式１２）は、ＡＭ放送波信号に含まれる搬送波の角周波数ω_Ｃに対して、ＮＣＯ１４で生成される複素正弦波の角周波数がω_Ｍだけオフセットした状態で直交復調が実行されることを示している。

（式１２）で表わされるベースバンド信号を展開し、角周波数ω_Ｃの搬送波成分をＬＰＦにより除去し、さらにＬ点のＤＦＴを実施し、ベースバンド信号の離散フーリエ級数を得た結果を図８Ａに示す。

角周波数ω_Ｃを有する搬送波成分に対応する周波数ビンはＮ_Ｍ番目の周波数ビンであり、この周波数ビンは、反転スペクトルを算出する際の反転軸である中心周波数ビンとなる。また、この周波数ビンは、離散フーリエ級数｜Ｘ_０（ｎ）｜の直流成分に対して角周波数ω_Ｍに対応した位置だけオフセットしている。

同様に、角周波数ω_Ｓを有する音声コンテンツは、周波数ビンＮ_Ｍを中心として上側帯波と下側帯波の対称位置に発生し、それぞれ周波数ビンＮ_Ｍ＋Ｎ_Ｓ、周波数ビンＮ_Ｍ−Ｎ_Ｓに属する。角周波数ω_Ｂを有するノイズが属する周波数ビンＮ_Ｍ＋Ｎ_Ｂは、上側帯波と下側帯波のいずれか一方のみに発生する。

搬送波の角周波数ω_Ｃに対する複素正弦波の角周波数ω’_Ｃのオフセット量が既知の場合、Ｎ_Ｍは計算により求まる。また、上記のオフセット量が未知の場合であっても、振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜の直流成分の近傍の中から最大値を持つ周波数ビンを選択して、これを中心周波数ビンとして設定することができる。

この場合は、図８Ｂ、８Ｃに示すように、（Ｎ_Ｍ＋Ｎ_Ｂ）番目及び（Ｎ_Ｍ−Ｎ_Ｂ）番目の周波数ビンの位置に非対称性が現れる。

以上説明したように、ＡＭ放送波信号に含まれる搬送波の角周波数と、ＮＣＯ１４で生成される複素正弦波の角周波数との間にオフセットがあった場合においても、オフセット量が既知か未知かによらず、反転スペクトルを算出する際の中心周波数ビンを設定することが可能である。このことにより、図３に示すフローチャートに従って、音声復調処理におけるノイズ抑圧処理を行うことができる。

（変形例２）
離散フーリエ級数Ｘ_０（ｎ）を算出するにあたって、有限の区間で周波数分割を行うため、各周波数ビン内における搬送波およびノイズの位置によっては、周波数ビンの対称位置がずれる場合がある。この場合は、例えば、図９に示すように、＋ｋ番目の周波数ビンに対して、−ｋ番目の周波数ビンだけでなく、その前後数点の周波数ビンを抽出する。その中で最大の振幅を有する周波数ビン（図９では（−ｋ＋１）番目）と、＋ｋ番目の周波数ビンとで各々の振幅比率を比較し、対称性を評価する。つまり、−ｋ番目の周波数ビンの前後でエンベロープを算出し、その最大振幅に対応する周波数ビンを、＋ｋ番目の周波数ビンに対する対称性評価時の比較対象とする。

このような処理を行うことで、有限の周波数分割区間に起因して生じる、周波数ビンの対称位置のずれの影響を低減することができる。なお、エンベロープを算出する際の周波数ビンの抽出点の数は、振幅スペクトル全体の周波数ビンの個数や、分割区間あたりの周波数帯域幅等によって適宜決められる。

なお、変形例を含む本実施形態において、非対称成分が複数存在する場合には、抑圧係数Ｗ（ｎ）は、検出された非対称成分に対し、個別の値を取ることができる。例えば、複数の非対称成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、非対称周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実に非対称成分を抑圧できる。また、非対称周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、非対称周波数ビンのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。

また、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対しても、個別の抑圧係数を設定してもよい。また、非対称周波数ビン以外の周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、そのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。

上記のように、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を設定することで、受信信号の時間変化の影響に対応することができる。上述したように、実際のＡＭ放送波信号を受信するにあたって、この信号に含まれるノイズの数やその振幅、周波数等は時々刻々と変化する場合が多い。

例えば、時刻の変化に伴い、非対称成分の属する周波数ビンが変化した場合、抑圧係数Ｗ（ｎ）が時刻の変化の前後で同じであると、復調後の音声信号に不自然さが現れる。これは非対称成分が属していない周波数ビンが、時刻の変化に伴い、非対称周波数ビンに変化した場合も同様である。

従って、抑圧係数Ｗ（ｎ）自体も固定した値ではなく、周波数ビン毎に個別の値を持ち、受信信号の時間変化に応じて、その値を変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。

また、ある時刻で、非対称周波数ビンが複数存在し、次の時刻でそのうち一つの周波数ビンのみが非対称成分が属していない周波数ビンに変化するような場合、変化した周波数ビンに対してのみ抑圧係数Ｗ（ｎ）を、例えば、０から１に変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。

なお、非対称周波数ビンかどうかによらず、各周波数ビンに対する抑圧係数の変化量は、復調後の音声信号の品質等を考慮して適宜決められる。

（実施形態２）
本実施形態と実施形態１との大きな違いは、ノイズ抑圧処理に際して、ベースバンド信号の周波数軸上での対称性を利用するのではなく、搬送波成分との比較に基づきノイズ成分を抽出している点にある。具体的には、図１０に示すように、ＤＦＴ実行部１７と第１第１抑圧部２０ｂとの間に、非対称成分検出部１９と並列に設けられたノイズ成分検出部２４と、ノイズ成分検出部２４に接続された第２抑圧部２５と、第１、第２抑圧部２０ｂ，２５の後段に設けられた調整部２６とをさらに有している点で異なる。

図１１に示す音声復調フローチャートを用いて、本実施形態での音声復調処理を説明する。図３に示したフローでの処理と同じ部分については詳細な説明は省略する。

ステップＳ１からステップＳ９までの処理は、図３に示したフローでの処理と同じであり、詳細な説明は省略する。

ステップＳ６からステップＳ９までの処理と平行して、ステップＳ１０からステップＳ１２までの処理を行う。

まず、ノイズ成分検出部２４で、振幅スペクトル｜Ｘ_０（ｎ）｜において、搬送波に対応する周波数ビン（この場合は直流成分）における振幅と、直流成分を除く各周波数ビンにおける振幅との比率を求め、所定の比率を超える振幅を有する周波数ビンをノイズ成分として検出する（ステップＳ１０）。

図１２に示すように、ＡＭ放送波信号における音声コンテンツの振幅は、変調率ｍが１の場合に、搬送波の振幅に対して−６ｄＢとなる。また、ｍが１以上の場合であっても、搬送波の振幅に対する音声コンテンツの振幅が−６ｄＢを超えることはない。よって、周波数ビンＮ_Ｂにおける振幅が直流成分の振幅に対して−６ｄＢよりも大きければ、周波数ビンＮ_Ｂにはノイズが含まれていると推定され、この周波数ビンＮ_Ｂをノイズ成分として検出する。

次に、第２抑圧部２５で、各周波数ビンに対し抑圧係数Ｗ_２（ｎ）を設定する（ステップＳ１１）。この設定方法は、受信状況等の時間変化を考慮した場合も含め、実施形態１で示したのと同様であり、例えば、ステップＳ１０で抽出されたノイズ成分に対応する周波数ビン（以下、ノイズ周波数ビンという）には、Ｗ_２（ｎ）＝０を設定する。また、実施形態１と同様に、抑圧すべきノイズ成分に対する抑圧係数Ｗ（Ｎ_Ｂ）よりも大きな値を有する抑圧係数Ｗ（ｎ）が、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して設定される。

第２抑圧部２５で、Ｌ点の抑圧係数Ｗ_２（ｎ）とＬ点の離散フーリエ係数Ｘ_０（ｎ）との乗算処理を行い、新たに離散フーリエ級数Ｘ_２（ｎ）を算出する（ステップＳ１２）。

次に、調整部２６で、ステップＳ９で算出された離散フーリエ級数Ｘ_１（ｎ）と離散フーリエ級数Ｘ_２（ｎ）とを対比し、離散フーリエ級数Ｘ_１（ｎ）に対して離散フーリエ級数Ｘ_２（ｎ）で補間を行い、新たに離散フーリエ級数Ｘ_３（ｎ）を算出する（ステップＳ１３）。

離散フーリエ級数Ｘ_３（ｎ）から、ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号を生成し、さらに音声復調を行う処理（ステップＳ１４〜ステップＳ１６）は、図３におけるステップＳ１０からステップＳ１２に示した処理と同様につき説明を省略する。

以上説明したように、本実施形態によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。特に、実施形態１に示した構成では、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある２つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、これらを抑圧することは困難であった。

本実施形態に係る構成によれば、上記のノイズに対しても、搬送波に対応する成分の振幅との比に基づいてノイズとして検出できるため、このデータで、非対称成分に基づきノイズ抑圧した離散フーリエ級数を補間することが可能となる。このことにより、確実にノイズを抑圧できる。

なお、ノイズ成分が複数存在する場合には、抑圧係数Ｗ（ｎ）は、検出されたノイズ成分に対し、個別の値を取ることができる。例えば、複数のノイズ成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、ノイズ周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実にノイズ成分を抑圧できる。また、ノイズ周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、ノイズ周波数ビンのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。

また、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対しても、個別の抑圧係数を設定してもよい。また、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、そのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。

実施形態１で述べたように、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を設定することで、受信信号の時間変化の影響に対応することができる。

抑圧係数Ｗ（ｎ）を固定した値ではなく、周波数ビン毎に個別の値を持ち、受信信号の時間変化に応じて、その値を変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。

なお、ノイズ周波数ビンかどうかによらず、各周波数ビンに対する抑圧係数の変化量は、復調後の音声信号の品質等を考慮して適宜決められる。

なお、実施形態１に示した構成のほうがより高精度にノイズの検出及び抑圧が行えるため、本実施形態では、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて検出した結果を、振幅スペクトルの対称性に基づいて検出した結果に対する補間データとして用いている。しかし、高精度なノイズ抑圧が求められないような場合は、図１０に示した構成のうち、非対称成分検出部１９と、第１抑圧部２０ｂと、調整部２６とを省略することが可能である。このことにより、演算量を低減でき、処理が高速化する。また、ノイズ抑圧のための演算処理に必要な回路規模等を抑制できる。

この場合は、図３に示すフローチャートのステップＳ７からＳ９までの処理に代えて、図１１に示すステップＳ１０からＳ１２までの処理を行うこととなる。

なお、搬送波の角周波数ω_ＣとＮＣＯ１４で生成される複素正弦波の角周波数ω’_Ｃとの間にオフセットがある場合においても、変形例１に示したのと同様の方法で中心周波数ビンを設定することができる。例えば、変形例１に示したのと同じオフセットを複素正弦波の角周波数ω’_Ｃが有しているとすると、周波数ビンＮ_Ｍにおける振幅と、それ以外の周波数ビンにおける振幅とをノイズ成分検出部２４で比較し、ノイズ成分を検出することとなる。

また、図１０に示した構成あるいは、この構成から非対称成分検出部１９と、第１抑圧部２０ｂと、調整部２６とを省略した構成に、図２に示した抑圧係数設定部２０ａを追加してもよい。

本発明のノイズ抑圧装置は、少ない演算量で受信信号に含まれるノイズを抑圧できるため、特にＡＭ放送波信号の受信装置に適用する上で有用である。

１０ 受信装置
１１ アンテナ
１２ アンプ
１３ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
１４ 数値制御発振器（ＮＣＯ）
１５ ミキサー
１６ 直交復調部
１７ 離散フーリエ変換（ＤＦＴ）実行部
１８ 振幅スペクトル算出部
１９ 非対称成分検出部
２０ 抑圧部
２１ 逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）実行部
２２ 復調部
２４ ノイズ成分検出部
２５ 第２抑圧部
２６ 調整部
３０ ノイズ抑圧装置

Claims (20)

1. 第１の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、
   離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、
   前記第１の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、前記振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出する非対称成分検出部と、
   前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記非対称周波数ビンに対応する値に第１の係数を乗ずる一方、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に該第１の係数よりも大きい第２の係数を乗ずる抑圧部と、
   前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えるノイズ抑圧装置。
2. 搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、
   離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、
   前記搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、
   前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずる抑圧部と、
   前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えるノイズ抑圧装置。
3. 前記受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、
   前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずる第２抑圧部と、
   前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を、前記第２抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出する調整部と、をさらに備え、
   前記離散時間信号は、前記新たな離散フーリエ級数を前記逆離散フーリエ変換実行部で逆離散フーリエ変換して得られるものとする、請求項１に記載のノイズ抑圧装置。
4. 前記非対称周波数ビンが複数存在する場合、前記第１の係数は、前記非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１または３に記載のノイズ抑圧装置。
5. 前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第２の係数は、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１または３に記載のノイズ抑圧装置。
6. 前記ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、前記第３の係数は、前記ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項２または３に記載のノイズ抑圧装置。
7. 前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第４の係数は、前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項２または３に記載のノイズ抑圧装置。
8. 前記非対称成分検出部は、一の周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビンに対して該一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、前記振幅スペクトルの対称性を評価し、前記非対称周波数ビンを検出する、請求項１または３に記載のノイズ抑圧装置。
9. 前記振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを前記中心周波数ビンとする、請求項１ないし８のいずれか１項に記載のノイズ抑圧装置。
10. 放送局から出力されるＡＭ放送波信号を受信するアンテナと、
    該アンテナから受信したＡＭ放送波信号を増幅するアンプと、
    増幅された前記ＡＭ放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、
    該デジタル信号を直交復調してベースバンド信号を生成する直交復調部と、
    該ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、請求項１ないし９のいずれか１項に記載のノイズ抑圧装置と、
    前記離散時間信号を音声信号に復調する復調部と、を備える受信装置。
11. 第１の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、
    前記受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、
    前記ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、
    離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、
    前記第１の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、前記振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出するステップと、
    前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記非対称周波数ビンに対応する値に第１の係数を乗ずる一方、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に該第１の係数よりも大きい第２の係数を乗ずるステップと、
    前記非対称成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えるノイズ抑圧方法。
12. 搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、
    前記受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、
    前記ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、
    離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、
    前記搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、
    前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに対応する値に該第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずるステップと、
    前記ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えるノイズ抑圧方法。
13. 前記受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、
    前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第３の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第３の係数よりも大きい第４の係数を乗ずるステップと、
    前記非対称成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を前記ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された前記離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出するステップと、をさらに備え、
    前記新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して前記離散時間信号を得る、請求項１１に記載のノイズ抑圧方法。
14. 前記非対称周波数ビンが複数存在する場合、前記第１の係数は、前記非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１１または１３に記載のノイズ抑圧方法。
15. 前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第２の係数は、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１１または１３に記載のノイズ抑圧方法。
16. 前記ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、前記第３の係数は、前記ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１２または１３に記載のノイズ抑圧方法。
17. 前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第４の係数は、前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項１２または１３に記載のノイズ抑圧方法。
18. 前記非対称周波数ビンを検出するステップにおいて、一の周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビンに対して該一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、前記振幅スペクトルの対称性を評価し、前記非対称周波数ビンを検出する、請求項１１または１３に記載のノイズ抑圧方法。
19. 前記振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを前記中心周波数ビンとする、請求項１１ないし１８のいずれか１項に記載のノイズ抑圧方法。
20. 放送局から出力されるＡＭ放送波信号を受信するステップと、
    該ＡＭ放送波信号を増幅するステップと、
    増幅された前記ＡＭ放送波信号をデジタル信号に変換するステップと、
    該デジタル信号と所定の角周波数を有する複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するステップと、
    請求項１１ないし１９のいずれか１項に記載のノイズ抑圧方法により、前記ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成するステップと、
    前記離散時間信号を音声信号に復調するステップと、を備える受信方法。

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