JP2012227948A - ドップラー周波数推定回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ドップラー周波数推定回路は、直交周波数分割多重変調された無線信号を復調して得られた受信信号の振幅を閾値TH1と比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号の振幅が該閾値TH1を通過する回数をカウントするカウント手段41a,42aと、前記カウント手段41a,42aのカウント値を閾値TH3と比較して比較結果の信号を出力する比較手段43aと、前記比較結果の信号を前記一定時間だけ遅延させて出力する遅延手段44aと、前記比較手段43aと前記遅延手段44aから出力される信号の差分を算出する差分算出手段45aと、前記差分算出手段45aで算出された差分に含まれる高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段47と、を備えている。
【選択図】図1
Description
この地上デジタル放送受信機は、OFDM変調されたUHF(Ultra High Frequency)帯の無線信号RFを受信するアンテナ1と、このアンテナ1で受信した無線信号RFを局部発振部2の局部発振信号LOで周波数変換して所望の受信チャネルの中間周波信号IFを生成するチューナ3を有している。中間周波信号IFは、利得制御信号AGCで増幅度が制御される可変利得増幅器(以下、「AMP」という)4で平均電力が一定の値になるように増幅され、アナログ・デジタル変換器(以下、「ADC」という)5に与えられるようになっている。ADC5の出力側には、電力算出部6が接続されている。
z(t)=x(t)+jy(t)
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。
図4は、本発明の参考例1の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図2中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
参考例1の地上デジタル放送受信機では、アンテナ1で450〜700MHzの無線信号RFが受信され、チューナ3で選択された所望のチャネルの信号が、中心周波数を約500kHzとして帯域が約450kHzの中間周波信号IFに変換される。この中間周波信号IFには、例えば108波の搬送波が多重されており、各搬送波は放送内容や制御信号を構成するデータによって直交変調されている。チューナ3から出力された中間周波信号IFは、AMP4によって所定のレベルに増幅されてADC5に与えられ、例えば2MHzのサンプリングクロックCLKに従ってデジタル値に変換される。ADC5でデジタル値に変換された受信信号は、FFT8とレベル制御回路10に与えられる。
図1は、本発明の実施例1のドップラー周波数推定回路の構成図である。このドップラー周波数推定回路は、図4中のレベル制御回路10とドップラー周波数検出器20に対応するもので、これらのレベル制御回路10とドップラー周波数検出器20に代えて用いることができる。
n番目のOFDMシンボルに対する信号S1nは、比較器41a,41bでそれぞれ閾値TH1,TH2と比較される。S1n>TH1であれば“1”、S1n≦TH1であれば“0”の信号S2nが比較器41aから出力される。また、比較器41bからは、S1n>TH2であれば“1”、S1n≦TH2であれば“0”の信号S3nが出力される。
図5は、本発明の参考例2の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図4中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
アンテナ1で受信された無線信号RFは、チューナ3で選択されて中間周波信号IFに変換され、AMP4によって所定のレベルに増幅されてADC5に与えられ、デジタル値に変換される。ADC5でデジタル値に変換された受信信号は、AGC制御部40Aに与えられると共に、デジタルフィルタ33を通してメモリ34に保持され、更にデジタルAGC制御部40Bに与えられる。
参考例2では、AGC制御部40A,デジタルAGC制御部40Bの構成を、図1中の構成と同様であるとして説明したが、利得制御信号を生成するための信号電力推定値s−pow(T)を、次のように演算する構成を採用することが出来る。
s−sig(T,k):受信信号、
T:制御信号生成周期、
k:制御信号生成周期内における信号の大きさ順(最大は1)、
n:制御信号生成周期内における信号の上位からの順番を示す任意の値である。
(手順1)
一定時間(即ち、制御信号生成周期)毎に通過する信号の最も大きいものから順に、その値を保持する。
(手順2)
保持した最大の値からn番目までの値を合計し、受信信号電力の推定値とする。
(手順3)
推定値が一定の値になるように、基準値を推定値で割った値に相当する値を生成し、これを制御情報とする。
(手順4)
更に、受信変動検出部50A,50Bでは、現在の制御情報と1つ前の制御情報の差分を求め、差分がある場合を1、ない場合を0として、平滑化してドップラー検出信号DETA,DETBを生成する。
これにより、演算処理を簡略化することが出来る。
(a) 図4では、2種類の等化器9A,9Bを、ドップラー検出信号DETに従って選択するようにしているが、3種類以上の等化器を用いてドップラー検出信号DETの値に基づいて切り換えるようにしても良い。
(b) 2種類の等化器9A,9Bを、ドップラー検出信号DETに従って選択するようにしているが、外部からパラメータを設定することができる等化器を使用し、ドップラー検出信号DETに従ってパラメータを設定するように構成しても良い。
(c) レベル制御回路10の構成は一例であり、利得制御信号AGCの元となる制御信号CONを生成するものであれば、どのような構成でも良い。
(d) ドップラー周波数検出器20の構成は、例示したものに限定されない。即ち、利得制御信号AGCの周波数を検出することができる構成であれば良い。
(e) フェージング周波数推定部60の構成は、例示したものに限定されない。例えば、乗算器61,62に代えてシフト回路を用いることにより、簡素化することが出来る。
5 アナログ・デジタル変換器
7 デジタル・アナログ変換器
8 高速フーリエ変換器
9A,9B 等化器
10 レベル制御回路
20 ドップラー周波数検出器
21 微分部
22 0クロス検出部
23 パルスカウント部
24 平滑部
31,41,43 比較器
32 セレクタ
40A AGC制御部
40B デジタルAGC制御部
42 カウンタ
44 遅延器
45 差分器
46 加算器
47 平滑器
50A,50B 受信変動検出部
60 フェージング周波数推定部
Claims (2)
- 直交周波数分割多重変調された無線信号を復調して得られた受信信号の振幅を第1の閾値と比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号の振幅が該第1の閾値を通過する回数をカウントするカウント手段と、
前記カウント手段のカウント値を第2の閾値と比較して比較結果の信号を出力する比較手段と、
前記比較結果の信号を前記一定時間だけ遅延させて出力する遅延手段と、
前記比較手段と前記遅延手段から出力される信号の差分を算出する差分算出手段と、
前記差分算出手段で算出された差分に含まれる高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段と、
を備えたことを特徴とするドップラー周波数推定回路。 - 直交周波数分割多重変調された無線信号を復調して得られた受信信号の振幅をそれぞれ第1及び第2の閾値と比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号の振幅が該閾値を通過する回数をカウントする第1及び第2のカウント手段と、
前記第1のカウント手段のカウント値をそれぞれ第3及び第4の閾値と比較して比較結果の信号を出力する第1及び第2の比較手段と、
前記第2のカウント手段のカウント値をそれぞれ第5及び第6の閾値と比較して比較結果の信号を出力する第3及び第4の比較手段と、
前記第1〜第4の比較手段から出力される信号をそれぞれ前記一定時間だけ遅延させて出力する第1〜第4の遅延手段と、
前記第1〜第4の比較手段と、該第1〜第4の比較手段に対応する前記第1〜第4の遅延手段から出力される信号のそれぞれの差分を算出する第1〜第4の差分算出手段と、
前記第1〜第4の差分算出手段で算出された差分の合計値を算出する加算手段と、
前記加算手段で算出された合計値に含まれる高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段と、
を備えたことを特徴とするドップラー周波数推定回路。
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