JP5073433B2 - Ｏｆｄｍ受信機 - Google Patents

Description

本発明は、地上デジタル放送受信機等のＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)受信機、特に高速フーリエ変換された信号を等化する等化器を、ドップラー周波数に応じて切り換える信号を生成するためのドップラー周波数検出器に関するものである。

図２は、従来の地上デジタル放送受信機の概略の構成図である。
この地上デジタル放送受信機は、ＯＦＤＭ変調されたＵＨＦ(Ultra High Frequency)帯の無線信号ＲＦを受信するアンテナ１と、このアンテナ１で受信した無線信号ＲＦを局部発振部２の局部発振信号ＬＯで周波数変換して所望の受信チャネルの中間周波信号ＩＦを生成するチューナ３を有している。中間周波信号ＩＦは、利得制御信号ＡＧＣで増幅度が制御される可変利得増幅器（以下、「ＡＭＰ」という）４で平均電力が一定の値になるように増幅され、アナログ・デジタル変換器（以下、「ＡＤＣ」という）５に与えられるようになっている。ＡＤＣ５の出力側には、電力算出部６が接続されている。

電力算出部６は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号に基づいて、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力に応じた値を算出するものである。電力算出部６の出力信号ＣＯＮはデジタル・アナログ変換器（以下、「ＤＡＣ」という）７に与えられ、このＤＡＣ７でアナログ信号に変換されて、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えられるようになっている。

更に、ＡＤＣ５の出力側には、高速フーリエ変換器（以下、「ＦＦＴ」という）８が接続されている。ＦＦＴ８は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号を、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換するものである。ＦＦＴ８の出力側には、複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する等化器（ＥＱＵ）９が接続されている。更に、この等化器９の出力側には、図示しないが、エラー訂正部、映像音声再生部等が接続されている。

この地上デジタル放送受信機では、アンテナ１で受信された無線信号ＲＦから所望の信号がチューナ３で選択され、中間周波信号ＩＦに変換される。中間周波信号ＩＦには複数の搬送波が多重され、各搬送波は放送内容や制御信号を構成するデータで直交変調されている。中間周波信号ＩＦは、ＡＭＰ４で所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、サンプリングクロックに従ってデジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＦＦＴ８に与えられて搬送波毎の信号に分離されて受信データが生成され、等化器９で複数の搬送波間の同期が取られて受信データが生成される。受信データは、映像音声再生部等によって映像や音声として再生される。

一方、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は電力算出部６に与えられ、一定期間の平均電力が計算される。電力算出部６で算出された平均電力の値は、ＤＡＣ７によってアナログの利得制御信号ＡＧＣに変換され、ＡＭＰ４に与えられる。ＡＭＰ４では、利得制御信号ＡＧＣが大きくなると増幅度が低下し、利得制御信号ＡＧＣが小さくなると増幅度が増加する。これにより、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力は、所定の値に収束する。

従って、ＡＭＰ４から出力される平均電力を、ＡＤＣ５の最適な入力レベルとなるように設定することで、このＡＤＣ５から適切にデジタル値に変換された受信信号が得られる。

特開２０００−２２６６１号公報 特開２００５−４５６６４号公報 特開２００４−１５３８１１号公報

しかしながら、前記地上デジタル放送受信機は、受信レベルの変動を抑制して良好な受信状態を保つように構成されているが、例えば携帯端末に組み込んだ場合、高速移動に伴って受信レベルが変動する高速フェージングと共に、ドップラー現象による遅延時間の変動が発生する。このような高速フェージングとドップラー現象に対する両方の特性を改善するには、２つまたはそれ以上の特性の異なる等化器を設け、伝播路の状況に応じて等化器を切り換える必要があるという課題があった。

本発明は、遅延時間の変動を検出して等化器を切り換えるためのドップラー周波数検出器を備えたＯＦＤＭ受信機を提供することを目的としている。

本発明のＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ変調された無線信号を受信して中間周波信号に変換するチューナと、前記中間周波信号を利得制御信号に従って増幅するＡＭＰと、前記ＡＭＰで増幅された信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、前記デジタル信号を複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換するＦＦＴと、前記ＦＦＴの出力信号をドップラー検出信号に従って処理することにより複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する等化器と、前記デジタル信号に基づいて該デジタル信号の平均レベルを所定レベルにするための前記利得制御信号に対応する制御信号を生成するレベル制御回路と、前記制御信号をアナログ変換して前記利得制御信号を生成するＤＡＣと、前記制御信号の周波数成分を抽出することにより前記ドップラー検出信号を生成するドップラー周波数検出器を備えたことを特徴としている。

本発明のＯＦＤＭ受信機は、ＡＭＰの利得を制御するための制御信号を用いてドップラー検出信号を生成するドップラー周波数検出器と、このドップラー検出信号に従ってＦＦＴの出力信号を処理して受信データを生成する等化器を備えている。これにより、携帯端末に組み込んだ地上デジタル放送受信機等で、高速移動に伴って受信レベルが変動する高速フェージングとドップラー現象による遅延時間の変動という伝播路の状況に応じて２つまたはそれ以上の特性の異なる等化器を切り換えることにより、適切な受信が可能になるという効果がある。

本発明の最良の形態は、受信信号の電力変動情報をより細かく生成することで、低いドップラー周波数であっても、推定精度を落とさないようにするものであり、次のような処理を行うようにしている。

先ず、受信したＯＦＤＭ信号の電力変動を求め、次に、ＯＦＤＭ信号振幅の特徴を利用することによって演算規模を削減する。即ち、ＯＦＤＭ信号は、複数の直交正弦波の足し合わせで構成され、その振幅は正規分布で近似することができる。このため、信号の振幅ｚ（ｔ）は、次式で表される。
ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊｙ（ｔ）

ここで、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）が、各々独立した正規分布で近似できるとすると、次式のようになる。

次に本信号の振幅をｒ（ｔ）とすると、ｒ（ｔ）＝√｛ｘ^２（ｔ）＋ｙ^２（ｔ）｝となるので、振幅の確率密度分布ｐ（ｒ）は、次のようになる。図３は、振幅ｒと確率密度分布ｐ（ｒ）の関係を示すグラフである。

そして、ＯＦＤＭ信号が持つ上記信号振幅分布を元に利得制御を行う。
この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。

図１は、本発明の実施例１の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この地上デジタル放送受信機は、ＯＦＤＭ変調されたＵＨＦ帯の無線信号ＲＦを受信するアンテナ１と、このアンテナ１で受信した無線信号ＲＦを局部発振部２の局部発振信号ＬＯで周波数変換して所望の受信チャネルの中間周波信号ＩＦを生成するチューナ３を有している。中間周波信号ＩＦは、利得制御信号ＡＧＣで増幅度が制御されるＡＭＰ４で平均電力が一定の値になるように増幅され、ＡＤＣ５に与えられるようになっている。ＡＤＣ５の出力側には、ＦＦＴ８とレベル制御回路１０が接続されている。

ＦＦＴ８は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号を、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換するものである。ＦＦＴ８の出力側には、複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する２組の等化器（ＥＱＵ）９Ａ，９Ｂが接続されている。

等化器９Ａ，９Ｂは、ドップラー現象による遅延時間の変動に対する特性が異なるもので、例えば、等化器９Ａは応答速度を重視した設定により、遅延時間の変動が大きい入力信号に適したものとなっている。また、等化器９Ｂは、精度と安定度を重視した設定により、遅延時間の変動の少ない入力信号に対して高精度の特性を示すようになっている。等化器９Ａ，９Ｂの出力側は、セレクタ３２を介して図示しないエラー訂正部、映像音声再生部等に接続されている。

レベル制御回路１０は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された信号を、閾値ＴＨ１と比較する比較器（ＣＭＰ）１１を有している。比較器１１は、ＡＤＣ５から出力される信号が閾値ＴＨ１よりも大きいときに“１”となる信号をカウンタ（ＣＮＴ）１２に与えるものである。カウンタ１２は、比較器１１から与えられる信号が“１”のときに、ＡＤＣ５のサンプリングクロックＣＬＫをカウントするものである。カウンタ１２のカウント値は、移動平均部１３に与えられるようになっている。

移動平均部１３は、カウンタ１２のカウント値を、シンボルタイミング信号ＴＩＭに従って一定期間累積加算し、その加算値を制御信号ＣＯＮとして出力するものである。制御信号ＣＯＮは、ＤＡＣ７とドップラー周波数検出器２０に与えられるようになっている。

ＤＡＣ７は、レベル制御回路１０の移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮをアナログ信号に変換し、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えるものである。

一方、ドップラー周波数検出器２０は、レベル制御回路１０の移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮに基づいて、この地上デジタル放送受信機の移動に伴う受信周波数の変化、即ち、ドップラー周波数を検出するものである。

このドップラー周波数検出器２０は、微分部２１、０クロス検出部２２、パルスカウント部２３及び平滑部２４で構成されている。微分部２１は、シンボルタイミング信号ＴＩＭ毎に移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮの増減を算出して０クロス検出部２２に与えるものである。制御信号ＣＯＮが増加すれば、微分部２１から＋の結果が出力され、減少すれば−の結果が出力される。

０クロス検出部２２は、微分部２１から与えられる値が０を交差したことを検出してパルス信号を出力するものである。即ち、０クロス検出部２２は、微分部２１から与えられる値が＋から−に変化したときと、−から＋に変化したときに、それぞれパルス信号を出力するようになっている。

パルスカウント部２３は、一定期間（例えば、１秒）毎に、その期間中に０クロス検出部２２から出力されるパルス信号の数をカウントするものである。一定期間にパルスカウント部２３でカウントされたカウント値は、平滑部２４へ与えられるようになっている。

平滑部２４は、パルスカウント部２３から出力されるカウント値に含まれる高周波成分を除去し、ドップラー検出信号ＤＥＴを出力する低域通過フィルタである。ドップラー検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられて閾値ＴＨ２と比較され、この比較器３１の比較結果の信号が、セレクタ３２に対する選択信号として与えられるようになっている。

セレクタ３２では、選択信号に従って、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２を超えたときは、応答速度を重視した等化器９Ａを選択し、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂを選択するようになっている。

次に動作を説明する。
この地上デジタル放送受信機では、アンテナ１で４５０〜７００ＭＨｚの無線信号ＲＦが受信され、チューナ３で選択された所望のチャネルの信号が、中心周波数を約５００ｋＨｚとして帯域が約４５０ｋＨｚの中間周波信号ＩＦに変換される。この中間周波信号ＩＦには、例えば１０８波の搬送波が多重されており、各搬送波は放送内容や制御信号を構成するデータによって直交変調されている。チューナ３から出力された中間周波信号ＩＦは、ＡＭＰ４によって所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、例えば２ＭＨｚのサンプリングクロックＣＬＫに従ってデジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＦＦＴ８とレベル制御回路１０に与えられる。

ＦＦＴ８に与えられた受信信号は、搬送波毎の信号に分離されて等化器９Ａ，９Ｂに与えられる。等化器９Ａ，９Ｂでは、それぞれの特性に従って複数の搬送波間の同期を取って受信データが生成される。等化器９Ａ，９Ｂの出力信号はセレクタ３２へ与えられ、選択信号に従って一方が選択される。セレクタ３２で選択された信号は、受信データとして図示しないエラー訂正部や映像音声再生部等に与えられ、映像や音声として再生される。

一方、レベル制御回路１０に与えられた受信信号は、比較器１１によって閾値ＴＨ１と比較される。受信信号のレベルが閾値ＴＨ１よりも大きいと、比較器１１の出力信号は“１”となり、カウンタ１２は、サンプリングクロックＣＬＫによってカウントアップされる。なお、受信信号のレベルが閾値ＴＨ１以下のときは、比較器１１の出力信号は“０”となり、カウンタ１２の動作は停止される。カウンタ１２のカウント値は、一定期間（例えば、搬送波の変調単位である１シンボルの期間＝約１ｍｓ）毎に移動平均部１３に与えられる。

移動平均部１３において、カウンタ１２のカウント値はシンボルタイミング信号ＴＩＭに従って一定回数（例えば最新の１０回分）だけ累積加算されて移動平均がとられ、制御信号ＣＯＮとして出力されてＤＡＣ７とドップラー周波数検出器２０に与えられる。

ＤＡＣ７では、レベル制御回路１０の移動平均部１３から与えられる制御信号ＣＯＮがアナログ信号に変換され、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えられる。ここで、ＡＤＣ５の出力レベルが上昇してレベル制御回路１０に与えられる受信信号が大きくなると、閾値ＴＨ１を超える頻度が増加する。これにより、カウンタ１２のカウント値は増加し、移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮも増加する。この結果、利得制御信号ＡＧＣも大きくなり、ＡＭＰ４の増幅度が低下してこのＡＭＰ４の出力信号のレベルは低下する。

逆に、ＡＤＣ５の出力レベルが低下してレベル制御回路１０に与えられる受信信号も小さくなり、閾値ＴＨ１を超える頻度が減少する。これにより、カウンタ１２のカウント値は減少し、移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮも減少する。この結果、利得制御信号ＡＧＣは小さくなり、ＡＭＰ４の増幅度が上昇してこのＡＭＰ４の出力信号のレベルは上昇する。このようなフィードバック作用により、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力は、所定の値に収束する。

一方、ドップラー周波数検出器２０において、シンボルタイミング信号ＴＩＭ毎に移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮは、微分部２１によってその増減が算出されて０クロス検出部２２に与えられる。０クロス検出部２２では、微分部２１から与えられる制御信号ＣＯＮの増減の符号の反転が検出され、符号が反転する度にパルス信号が出力される。

０クロス検出部２２から出力されるパルス信号は、パルスカウント部２３に与えられ、一定期間（例えば、１秒）毎のパルス信号の数がカウントされる。そして、一定期間にパルスカウント部２３でカウントされたカウント値は、平滑部２４へ与えられて高周波成分が除去され、ドップラー検出信号ＤＥＴとして出力される。即ち、ドップラー検出信号ＤＥＴは、利得制御信号ＡＧＣの周波数に対応したものとなる。

ドップラー検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられて閾値ＴＨ２と比較され、この比較器３１の比較結果の信号が、セレクタ３２に対する選択信号として与えられる。これにより、セレクタ３２では、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２を超えるときは、応答速度を重視した等化器９Ａが選択され、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂが選択される。

以上のように、この実施例１の地上デジタル放送受信機は、レベル制御回路１０で生成された制御信号ＣＯＮ（利得制御信号ＡＧＣの元になる信号）に基づいて、ドップラー検出信号ＤＥＴを生成するドップラー周波数検出器２０を有している。

一般的に、ドップラー周波数が低いときには、利得制御信号ＡＧＣの変化が緩やかで周波数が低く、ドップラー周波数が高いときには、利得制御信号ＡＧＣの変化が激しく周波数が高くなるという傾向がある。従って、ドップラー周波数検出回路２０で生成されたドップラー検出信号ＤＥＴを閾値ＴＨ２と比較し、比較結果の信号を選択信号として２種類の特性を有する等化器９Ａ，９Ｂの内の１つを選択することにより、適切な等化器による受信データの生成処理が可能になるという利点がある。

図４は、本発明の実施例２のドップラー周波数推定回路の構成図である。このドップラー周波数推定回路は、図１中のレベル制御回路１０とドップラー周波数検出器２０に対応するもので、これらのレベル制御回路１０とドップラー周波数検出器２０に代えて用いることができる。

ドップラー周波数推定回路は、ＡＤＣ５から出力される信号Ｓ１をそれぞれ閾値ＴＨ１，ＴＨ２（但し、ＴＨ１＞ＴＨ２）と比較する比較器４１ａ，４１ｂを有している。比較器４１ａは、Ｓ１＞ＴＨ１のときに“１”となり、それ以外のときには“０”となる信号Ｓ２を出力するものである。比較器４１ｂは、Ｓ１＞ＴＨ２のときに“１”となり、それ以外のときには“０”となる信号Ｓ３を出力するものである。信号Ｓ２，Ｓ３は、それぞれカウンタ４２ａ，４２ｂに与えられている。

カウンタ４２ａは、比較器４１ａから与えられる信号Ｓ２が“１”のときに、サンプリングクロックＣＬＫをカウントするもので、そのカウント値Ｓ４が比較器４３ａ，４３ｂに与えられている。カウンタ４２ｂは、比較器４１ｂから与えられる信号Ｓ３が“１”のときに、サンプリングクロックＣＬＫをカウントするもので、そのカウント値Ｓ５が比較器４３ｃ，４３ｄに与えられている。

比較器４３ａ，４３ｂは、カウンタ４２ａのカウント値Ｓ４をそれぞれ閾値ＴＨ３，ＴＨ４（但し、ＴＨ３≠ＴＨ４）と比較するものである。比較器４３ａは、Ｓ４＞ＴＨ３のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ６を出力するものである。比較器４３ｂは、Ｓ４＞ＴＨ４のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ７を出力するものである。

比較器４３ｃ，４３ｄは、カウンタ４２ｂのカウント値Ｓ５をそれぞれ閾値ＴＨ５，ＴＨ６（但し、ＴＨ５≠ＴＨ６）と比較するものである。比較器４３ｃは、Ｓ５＞ＴＨ５のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ８を出力するものである。比較器４３ｄは、Ｓ５＞ＴＨ６のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ９を出力するものである。

比較器４３ａの信号Ｓ６は、遅延器（ＤＬＹ）４４ａと差分器４５ａに与えられている。遅延器４４ａは、信号Ｓ６を１ＯＦＤＭシンボル時間だけ遅延させるもので、出力される信号Ｓ１０が差分器４５ａに与えられるようになっている。同様に、比較器４３ｂ〜４３ｄの信号Ｓ７〜Ｓ９は、同様の遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ｂ〜４５ｄに与えられている。また、信号Ｓ７，Ｓ８は、例えば図１中のＤＡＣ７に与えられ、ＡＧＣ制御用の信号として使用されるようになっている。

差分器４５ａ〜４５ｄは、入力される２つの値の差分を算出して、それぞれ信号Ｓ１４〜Ｓ１７として出力するものである。信号Ｓ１４〜Ｓ１７は、加算器４６に与えられている。加算器４６は、信号Ｓ１４〜Ｓ１７を足し合わせ、加算結果の信号Ｓ１８を出力するもので、この信号Ｓ１８が平滑器４７に与えられるようになっている。平滑器４７は、信号Ｓ１８に含まれる高周波成分を除去し、ドップラー検出信号ＤＥＴを出力する低域通過フィルタである。

このドップラー周波数推定回路の動作は次のようになる。
ｎ番目のＯＦＤＭシンボルに対する信号Ｓ１ｎは、比較器４１ａ，４１ｂでそれぞれ閾値ＴＨ１，ＴＨ２と比較される。Ｓ１ｎ＞ＴＨ１であれば“１”、Ｓ１ｎ≦ＴＨ１であれば“０”の信号Ｓ２ｎが比較器４１ａから出力される。また、比較器４１ｂからは、Ｓ１ｎ＞ＴＨ２であれば“１”、Ｓ１ｎ≦ＴＨ２であれば“０”の信号Ｓ３ｎが出力される。

信号Ｓ２ｎ，Ｓ３ｎは、それぞれカウンタ４２ａ，４２ｂに与えられ、サンプリングクロックＣＬＫがカウントされ、そのカウント結果がカウント値Ｓ４，Ｓ５として出力される。従って、１シンボル中のサンプル数をＮとすれば、カウント値Ｓ４，Ｓ５は、次のようになる。

これにより、所望の時間内に受信信号の振幅である信号Ｓ１が任意の閾値ＴＨ１，ＴＨ２を通過した回数が、カウント値Ｓ４，Ｓ５として求められる。

カウント値Ｓ４は、比較器４３ａ，４３ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するための任意の閾値ＴＨ３，ＴＨ４と比較される。また、カウント値Ｓ５は、比較器４３ｃ，４３ｄに与えられ、ドップラー周波数を推定するための任意の閾値ＴＨ５，ＴＨ６と比較される。このうち、閾値ＴＨ４，ＴＨ５は、受信電力制御にも用いる閾値であり、閾値ＴＨ３，ＴＨ６は、ドップラー周波数を推定するためだけに用いる閾値である。

比較器４３ａから出力された信号Ｓ６は、遅延器４４ａで遅延されて信号Ｓ１０となり、この信号Ｓ１０と、次のタイミングでこの比較器４３ａから出力される信号Ｓ６との差が、差分器４５ａで算出され、信号Ｓ１４として加算器４６に出力される。同様に、比較器４３ｂ〜４３ｄから出力される信号Ｓ７〜Ｓ９も、遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ａ〜４５ｄによって、１シンボル周期前の値との差が算出され、信号Ｓ１５〜Ｓ１７が加算器４６に出力される。

加算器４５では、信号Ｓ１４〜Ｓ１７が加算されて加算結果の信号Ｓ１８が、平滑器４７に出力される。平滑器４７では、信号Ｓ１８に含まれる高周波成分が除去され、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴが出力される。

以上のように、このドップラー周波数推定回路では、比較結果のカウントを行うだけで、電力計算を行わずにドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴを生成している。これにより、演算規模が縮小され、低速移動時等においてもドップラー周波数を精度良く推定することができるという利点がある。

図５は、本発明の実施例３の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この地上デジタル放送受信機は、図１中のＡＤＣ５とＦＦＴ８の間にデジタルフィルタ（ＦＩＬ）３３、メモリ（ＭＥＭ）３４及びデジタル可変利得増幅器（以下、「ＤＡＭＰ」という）３５を挿入すると共に、レベル制御回路１０及びドップラー周波数検出器２０に代えて、ＡＧＣ制御部（ＡＧＣ）４０Ａ、デジタルＡＧＣ制御部（ＤＡＧＣ）４０Ｂ、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂ及びフェージング周波数推定部６０を設けたものである。

デジタルフィルタ３３は、ＡＤＣ５から出力されるデジタルの受信信号から不要な帯域の信号を除去するものである。メモリ３４は、ＤＡＭＰ３５における利得制御周期単位に、受信信号を保持するものである。ＤＡＭＰ３５は、周期的にデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから与えられる利得制御信号に従って、メモリ３４に保持された受信信号を増幅してＦＦＴ８に与えるものである。

ＡＧＣ制御部４０Ａは、ＡＤＣ５から出力される受信信号に基づいて利得制御信号を生成し、ＤＡＣ７と受信変動検出部５０Ａに与えるものである。デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂは、デジタルフィルタ３３から出力される受信信号に基づいて利得制御信号を生成し、ＤＡＭＰ３５と受信変動検出部５０Ｂに与えるものである。

受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂは、それぞれＡＧＣ制御部４０Ａ及びデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから与えられる利得制御信号に基づいて、受信信号の変動の割合を検出するものである。受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂからそれぞれ出力される検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢは、フェージング周波数推定部６０に与えられるようになっている。フェージング周波数推定部６０は、乗算器６１，６２と加算器６３で構成され、検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを所定の割合で重み付け加算することにより、フェージング周波数を推定して検出信号ＤＥＴを出力するものである。検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられている。

ここで、ＡＧＣ制御部４０Ａと受信変動検出部５０Ａの具体的な構成は、図４に示したドップラー周波数推定回路と同様である。即ち、図４中の比較器４１ａ，４１ｂ、カウンタ４２ａ，４２ｂ、及び比較器４３ａ〜４３ｄがＡＧＣ制御部４０Ａに対応し、図４中の遅延器４４ｂ〜４４ｄ、差分器４５ａ〜４５ｄ、加算器４６及び平滑器４７が受信変動検出部５０Ａに対応している。同様に、デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂと受信変動検出部５０Ｂの具体的な構成は、図４のドップラー周波数推定回路と同様である。

次に、この地上デジタル放送受信機の動作を、フェージング対策を中心に説明する。
アンテナ１で受信された無線信号ＲＦは、チューナ３で選択されて中間周波信号ＩＦに変換され、ＡＭＰ４によって所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、デジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＡＧＣ制御部４０Ａに与えられると共に、デジタルフィルタ３３を通してメモリ３４に保持され、更にデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂに与えられる。

ＡＧＣ制御部４０Ａに与えられた受信信号は、図４に示すように、それぞれ比較器４１ａ，４１ｂによって閾値ＴＨ１，ＴＨ２と比較され、比較結果の信号Ｓ２，Ｓ３がカウンタ４２ａ，４３ｂに与えられ、サンプリングクロックＣＬＫに従ってカウントされる。

カウンタ４２ａのカウント値Ｓ４は、比較器４３ａ，４３ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するための閾値ＴＨ３，ＴＨ４と比較される。また、カウンタ４２ｂのカウント値Ｓ５は、比較器４３ｃ，４３ｄに与えられ、ドップラー周波数を推定するための閾値ＴＨ５，ＴＨ６と比較される。このうち、閾値ＴＨ４，ＴＨ５は、受信電力制御にも用いる閾値であり、閾値ＴＨ３，ＴＨ６は、ドップラー周波数を推定するためだけに用いる閾値である。

カウント値Ｓ４と閾値ＴＨ４の比較結果の信号Ｓ７と、カウント値Ｓ５と閾値ＴＨ５の比較結果の信号Ｓ８は、受信電力制御用の信号としてＤＡＣ７に与えられ、アナログ信号に変換されてＡＭＰ４に与えられる。このアナログのＡＭＰ４による利得制御により、広いダイナミックレンジをカバーすることが出来る。

一方、デジタルフィルタ３３を通してデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂに与えられた受信信号は、ＡＧＣ制御部４０Ａの動作と同様に、比較器によって閾値と比較され、比較結果の信号がカウンタに与えられてサンプリングクロックＣＬＫに従ってカウントされる。

カウンタのカウント値は比較器に与えられ、ドップラー周波数を推定するための信号と、受信電力制御にも用いる信号が生成される。この内、受信電力制御に用いる信号は、ＤＡＭＰ３５に与えられ、メモリ３４から読み出された受信信号の利得制御が行われる。このデジタルのＤＡＭＰ３５により精度の高い利得制御が行われる。

ＤＡＭＰ３５で利得が制御された受信信号は、ＦＦＴ８に与えられて搬送波毎の信号に分離され、等化器９Ａ，９Ｂに与えられる。等化器９Ａ，９Ｂでは、それぞれの特性に従って複数の搬送波間の同期を取って受信データが生成される。等化器９Ａ，９Ｂの出力信号はセレクタ３２へ与えられ、選択信号に従って一方が選択されて映像や音声として再生される。

また、ＡＧＣ制御部４０Ａから出力される信号Ｓ６〜Ｓ９は、受信変動検出部５０Ａに与えられる。受信変動検出部５０Ａにおいて、信号Ｓ６は図４に示すように、遅延器４４ａで遅延されて信号Ｓ１０となり、この信号Ｓ１０と、次のタイミングでこの比較器４３ａから出力される信号Ｓ６との差が、差分器４５ａで算出され、信号Ｓ１４として加算器４６に出力される。同様に、信号Ｓ７〜Ｓ９も、遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ａ〜４５ｄによって、１シンボル周期前の値との差が算出され、信号Ｓ１５〜Ｓ１７が加算器４６に出力される。

加算器４５では信号Ｓ１４〜Ｓ１７が加算され、加算結果の信号Ｓ１８に含まれる高周波成分が平滑器４７で除去され、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴＡが出力される。同様に、デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから出力される信号は受信変動検出部５０Ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴＢが出力される。

ドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢは、フェージング周波数推定部６０に与えられて重み付け加算が行われ、フェージング周波数推定値ＤＥＴが生成される。フェージング周波数推定値ＤＥＴは、比較器３１で閾値ＴＨＸと比較される。そして、フェージング周波数推定値ＤＥＴが閾値ＴＨＸを超えるときは、応答速度を重視した等化器９Ａが選択され、このフェージング周波数推定値ＤＥＴが閾値ＴＨＸ以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂが選択される。

以上のように、この地上デジタル放送受信機は、アナログ方式の自動利得制御増幅回路と、デジタル方式の自動利得制御増幅回路を縦続接続した構成を有している。アナログ方式の自動利得制御増幅回路は、広いダイナミックレンジをカバーすることが出来るが、リアルタイムで利得制御を行うため、利得制御に遅延を生じるという課題がある。即ち、伝搬路の変動で常に信号電力が変動している状態で遅延が生じると、利得制御の情報を生成した信号と利得制御される信号の電力が、その遅延分だけずれることとなり、この差が利得制御の誤差となる。

これに対し、デジタル方式の自動利得制御増幅回路では、利得制御の情報を生成している信号を同時にメモリ３４に一旦保持しておき、このメモリ３４から読み出した信号を、生成した利得制御の情報に従って増幅することができる。これにより、利得制御の情報を生成した信号と利得制御される信号が同一の信号となるので、精度の高い利得制御が可能になる。

更に、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂでは、それぞれアナログ方式のＡＧＣ制御部４０Ａとデジタル方式のＤＡＧＣ制御部４０Ｂで得られた制御信号からドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを生成し、フェージング周波数推定部６０でこれらを重み付け加算してフェージング周波数推定値ＤＥＴを算出している。これにより、受信電力計算等の回路が必要なくなり、簡素化された回路構成で精度の高いフェージング周波数推定値ＤＥＴが得られる。

実施例３では、ＡＧＣ制御部４０Ａ，デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂの構成を、図４中の構成と同様であるとして説明したが、利得制御信号を生成するための信号電力推定値ｓ−ｐｏｗ（Ｔ）を、次のように演算する構成を採用することが出来る。

但し、
ｓ−ｓｉｇ（Ｔ，ｋ）：受信信号、
Ｔ：制御信号生成周期、
ｋ：制御信号生成周期内における信号の大きさ順（最大は１）、
ｎ：制御信号生成周期内における信号の上位からの順番を示す任意の値である。

この演算は、次の手順１〜手順４で行うことができる。
（手順１） 一定時間（即ち、制御信号生成周期）毎に通過する信号の最も大きいものから順に、その値を保持する。
（手順２） 保持した最大の値からｎ番目までの値を合計し、受信信号電力の推定値とする。
（手順３） 推定値が一定の値になるように、基準値を推定値で割った値に相当する値を生成し、これを制御情報とする。
（手順４） 更に、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂでは、現在の制御情報と１つ前の制御情報の差分を求め、差分がある場合を１、ない場合を０として、平滑化してドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを生成する。
これにより、演算処理を簡略化することが出来る。

なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（ａ） 図１では、２種類の等化器９Ａ，９Ｂを、ドップラー検出信号ＤＥＴに従って選択するようにしているが、３種類以上の等化器を用いてドップラー検出信号ＤＥＴの値に基づいて切り換えるようにしても良い。
（ｂ） ２種類の等化器９Ａ，９Ｂを、ドップラー検出信号ＤＥＴに従って選択するようにしているが、外部からパラメータを設定することができる等化器を使用し、ドップラー検出信号ＤＥＴに従ってパラメータを設定するように構成しても良い。
（ｃ） レベル制御回路１０の構成は一例であり、利得制御信号ＡＧＣの元となる制御信号ＣＯＮを生成するものであれば、どのような構成でも良い。
（ｄ） ドップラー周波数検出器２０の構成は、例示したものに限定されない。即ち、利得制御信号ＡＧＣの周波数を検出することができる構成であれば良い。
（ｅ） フェージング周波数推定部６０の構成は、例示したものに限定されない。例えば、乗算器６１，６２に代えてシフト回路を用いることにより、簡素化することが出来る。

本発明の実施例１の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図である。 従来の地上デジタル放送受信機の概略の構成図である。 振幅ｒと確率密度分布ｐ（ｒ）の関係を示すグラフである。 本発明の実施例２のドップラー周波数推定回路の構成図である。 本発明の実施例３の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図である。

符号の説明

４ 可変利得増幅器
５ アナログ・デジタル変換器
７ デジタル・アナログ変換器
８ 高速フーリエ変換器
９Ａ，９Ｂ 等化器
１０ レベル制御回路
２０ ドップラー周波数検出器
２１ 微分部
２２ ０クロス検出部
２３ パルスカウント部
２４ 平滑部
３１，４１，４３ 比較器
３２ セレクタ
４０Ａ ＡＧＣ制御部
４０Ｂ デジタルＡＧＣ制御部
４２ カウンタ
４４ 遅延器
４５ 差分器
４６ 加算器
４７ 平滑器
５０Ａ，５０Ｂ 受信変動検出部
６０ フェージング周波数推定部

Claims (7)

1. 直交周波数分割多重変調された無線信号を受信して中間周波信号に変換するチューナと、
   前記中間周波信号を利得制御信号に従って増幅する可変利得増幅器と、
   前記可変利得増幅器で増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
   前記デジタル信号を複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換器と、
   前記高速フーリエ変換器の出力信号をドップラー検出信号に従って処理することにより複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する等化器と、
   前記デジタル信号に基づいて該デジタル信号の平均レベルを所定レベルにするための前記利得制御信号に対応する制御信号を生成するレベル制御回路と、
   前記制御信号をアナログ変換して前記利得制御信号を生成するデジタル・アナログ変換器と、
   前記制御信号の周波数成分を抽出することにより前記ドップラー検出信号を生成するドップラー周波数検出器とを、
   備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
2. 前記等化器は、特性の異なる複数の等化器と選択信号に従って該複数の等化器の内の１つを選択するセレクタとで構成し、
   前記ドップラー周波数検出器は、生成した前記ドップラー検出信号に基づいて前記セレクタに対する選択信号を出力することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信機。
3. 前記等化器は、外部からパラメータを設定することにより特性を制御することができる構成とし、
   前記ドップラー周波数検出器は、生成した前記ドップラー検出信号に基づいて前記等化器に対するパラメータを出力することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信機。
4. 前記ドップラー周波数検出器は、
   前記制御信号の変化率を算出する微分部と、
   前記微分部で算出された変化率が正から負、または負から正に変化したときにパルス信号を出力する０クロス検出部と、
   一定期間毎に前記０クロス検出部から出力されるパルス信号をカウントしてそのカウント値を出力するパルスカウント部と、
   前記パルスカウント部から出力されるカウント数の高周波成分を除去して前記ドップラー検出信号を出力する平滑部とを、
   有することを特徴とする請求項１、２または３記載のＯＦＤＭ受信機。
5. 直交周波数分割多重変調された無線信号を受信して中間周波信号に変換するチューナと、
   前記中間周波信号を第１の利得制御信号に従って増幅する第１の可変利得増幅器と、
   前記第１の可変利得増幅器で増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
   前記デジタル信号に基づいて該デジタル信号の平均レベルを所定レベルにするための前記第１の利得制御信号に対応する第１の制御信号を生成する第１の利得制御部と、
   前記第１の制御信号をアナログ変換して前記第１の利得制御信号を生成するデジタル・アナログ変換器と、
   前記デジタル信号に基づいて第２の制御信号を生成する第２の利得制御部と、
   前記デジタル信号を一定周期分保持するメモリと、
   前記メモリに保持されたデジタル信号を読み出して前記第２の制御信号に従って増幅する第２の可変利得増幅器と、
   前記第２の可変利得増幅器の出力信号を複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換器と、
   前記高速フーリエ変換器の出力信号を処理することにより複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する複数の等化器と、
   前記第１の制御信号に従って第１のドップラー検出信号を生成する第１の受信変動検出部と、
   前記第２の制御信号に従って第２のドップラー検出信号を生成する第２の受信変動検出部と、
   前記第１及び第２のドップラー検出信号を重み付け加算してフェージング周波数を算出するフェージング周波数推定部と、
   前記フェージング周波数に応じて前記複数の等化器の内から１つを選択し、該選択された等化器の受信データを受信信号として選択する選択部とを、
   備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
6. 前記アナログ・デジタル変換器と、前記第２の利得制御部及び前記メモリとの間に、該アナログ・デジタル変換器から出力されるデジタル信号中の不要成分を除去するフィルタを設けたことを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ受信機。
7. 前記第１及び第２の利得制御部及び受信変動検出部は、それぞれ、一定時間毎に、前記デジタル信号の値の大きいものから順に保持し、保持したデジタル信号の値の最大から任意の順位までのデジタル信号の値を合成して受信電力推定値を算出し、該受信電力推定値の変動に基づいて前記第１または第２のドップラー検出信号を生成するように構成したことを特徴とする請求項５または６記載のＯＦＤＭ受信機。

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