JP2011199599A

JP2011199599A - 受信機

Info

Publication number: JP2011199599A
Application number: JP2010064256A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Oba; 康雄大場; Eiji Okada; 英治岡田; Satoshi Tsukamoto; 聡塚本
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2010-03-19
Filing date: 2010-03-19
Publication date: 2011-10-06
Also published as: WO2011114397A1; US20120142297A1

Abstract

【課題】増幅器の利得をステップ状に変更する際に生ずるノイズを抑える。
【解決手段】受信機であって、ＲＦ信号を増幅して出力するＲＦ部と、前記ＲＦ部の出力をより低い帯域の信号に変換する混合器と、前記変換後の信号に対してフィルタ処理を行う信号処理部と、前記フィルタ処理後の信号を復調する復調器と、前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの間におけるいずれかの信号のレベルを閾値と比較し、その結果を比較信号として出力するレベル検出器と、前記比較信号に応じて利得制御信号を生成する利得制御器と、ゲート信号発生器と、補間部とを有する。前記受信機は、前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの利得が、前記利得制御信号に従ってステップ状に変更されるように構成され、前記ゲート信号発生器は、前記利得の変更に同期してゲート信号を生成し、前記補間部は、前記ゲート信号で示される期間において前記復調部の出力を保持又は補間する。
【選択図】図１

Description

本開示は、高周波信号を受信する受信機に関し、特にノイズ除去に関する。

携帯電話、テレビジョン受信機、ラジオ受信機、及び無線通信に用いられる受信機には、通常、高いダイナミックレンジが要求されるので、自動利得制御（ＡＧＣ）が必要である。近年のデジタル制御技術の発達に伴い、増幅器の利得をステップ状に変更してＡＧＣを行うことが多くなってきている。増幅器の利得を離散的な値となるように制御するには、アナログ回路に加えてデジタル回路が必要であるので、アナログ回路のみによって利得を制御する場合に比べてシステム規模は大きくなる。しかし、アナログ回路の非線形性に起因する歪の改善、外付けのキャパシタの削減、半導体集積回路に内蔵することが容易である等、メリットが多いので、利得をステップ状に変更する増幅器を採用する受信機が増加してきている。

特許文献１及び２には、ステップ状に利得を変更する受信装置の例が記載されている。

特開２００４−４８５８１号公報特開２００４−２９７１３７号公報

しかし、利得をステップ状に変更する増幅器には、回路規模が大きくなることの他に、利得変更時にノイズが発生するというデメリットがあり、応用分野によっては対策が必要となる。

例えば特許文献１の技術は、利得をステップ状に変更する増幅器と、利得を連続的に変更する増幅器とを組み合わせて用いるが、このようにしても、やはり利得の不連続点が生じる。特許文献２の技術は、利得変更のタイミングに合わせて二値化回路におけるコンパレータの閾値を変えて、利得変更時のノイズの影響を抑えている。ところが、このような二値化回路をアナログ変調信号や、ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）信号等の複雑な構成を持つデジタル変調信号を受信する受信機に適用することはできない。特に、音声を伝送するアナログ放送信号を受信する場合には、制御信号や同期信号が伝送される期間が存在せず、音声が途切れることなく伝送されるので、利得をステップ状に変更するとノイズが出力音声に重畳されてしまう。

本発明は、受信機において増幅器の利得をステップ状に変更する際に生ずるノイズを抑えることを目的とする。

本発明の実施形態による受信機は、ＲＦ（radio frequency）信号を受信する受信機であって、前記ＲＦ信号を増幅して出力するＲＦ部と、前記ＲＦ部の出力をより低い帯域の信号に変換し、変換後の信号を出力する混合器と、前記変換後の信号に対してフィルタ処理を行って出力する信号処理部と、前記フィルタ処理後の信号を復調して出力する復調器と、前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの間におけるいずれかの信号のレベルを第１閾値と比較し、その結果を第１比較信号として出力する第１レベル検出器と、前記第１比較信号に応じて利得制御信号を生成する利得制御器と、ゲート信号発生器と、補間部とを有する。前記受信機は、前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの利得が、前記利得制御信号に従ってステップ状に変更されるように構成される。前記ゲート信号発生器は、前記利得の変更に同期して、所定の期間を示すゲート信号を生成する。前記補間部は、前記ゲート信号で示される期間において前記復調部の出力を保持又は補間する。

これによると、利得の変更に同期するゲート信号で示される期間において復調部の出力を保持又は補間するので、復調された信号に利得変更時に発生するノイズを抑えることができる。

本発明の実施形態によれば、受信機において増幅器の利得をステップ状に変更する際に生ずるノイズを抑えることができる。したがって、特にアナログ放送信号を受信する受信機から出力される音声信号の質を向上させることができる。

本発明の実施形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。図１のレベル検出器の構成例を示すブロック図である。図２のコンパレータの動作の例を示す図である。図１の受信機で用いられる増幅器の構成例を示す回路図である。図４の抵抗部に含まれる抵抗のそれぞれについて、抵抗値と対応する利得との関係の例を示す図である。図１の受信機における信号の波形の例を示すグラフである。本発明の実施形態に係る受信機の他の構成例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図面において下２桁が同じ参照番号で示された構成要素は、互いに対応しており、同一の又は類似の構成要素である。図面における機能ブロック間の実線は、電気的な接続を示している。

図１は、本発明の実施形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。図１の受信機は、アンテナ２等で受信されたＲＦ（radio frequency）信号を受信する受信機であって、ＲＦ部１２と、混合器１４と、局部発振器１６と、ＩＦ（intermediate frequency）信号処理部１８と、レベル検出器２２，２４，３６と、ＡＧＣ制御器２６と、ＡＤ変換器３２と、復調器３４と、補間器３８と、ゲート信号発生器４２、遅延部４４とを有している。ＡＧＣ制御器２６、復調器３４、補間器３８、ゲート信号発生器４２、及び遅延部４４は、例えばデジタル回路で構成されている。

図１のＲＦ部１２は増幅器を有し、この増幅器は、アンテナ２で受信されたＲＦ信号ＳＡを増幅し、増幅された信号ＳＲを混合器１４に出力する。この増幅器は、利得制御信号ＧＲに応じた利得が得られるように増幅を行い、利得を変更する際には、利得制御信号ＧＲに従ってステップ状に利得を変更する。本明細書では、「増幅する」には減衰させる場合（利得が負の場合）も含むこととする。局部発振器１６は、受信すべき信号に応じた周波数の信号を生成して出力する。混合器１４は、信号ＳＲに局部発振器１６で生成された信号を乗算することにより、信号ＳＲをより低い帯域の信号（ＩＦ帯域の信号又はベースバンドの信号）に変換し、変換後の信号をＩＦ信号処理部１８に出力する。

ＩＦ信号処理部１８は、ＩＦフィルタ及び増幅器を有している。ＩＦ信号処理部１８において、ＩＦフィルタは、混合器１４で変換後の信号からＩＦ帯域内の信号を取り出すフィルタ処理を行い、増幅器は、取り出された信号を増幅し、増幅された信号をベースバンドの信号に変換し、得られた信号ＩＳをＡＤ変換器３２に出力する。この増幅器は、利得制御信号ＧＩに応じた利得が得られるように増幅を行い、利得を変更する際には、利得制御信号ＧＩに従ってステップ状に利得を変更する。

混合器１４は、信号ＳＲをベースバンドの信号に直接変換してもよい。この場合にはＩＦ信号処理部１８に代えて信号処理部が、混合器１４で変換後の信号からベースバンド帯域内の信号を取り出すフィルタ処理を行い、取り出された信号を増幅し、得られた信号ＩＳをＡＤ変換器３２に出力する。

ＡＤ変換器３２は、信号ＩＳをデジタル信号に変換し、復調器３４に出力する。復調器３４は、増幅器を有し、デジタル信号に変換された信号を復調し、得られた復調信号ＤＭ（ベースバンド信号）を補間器３８に出力する。

レベル検出器２２は、ＲＦ部１２の出力信号ＳＲのレベルを所定の閾値と比較し、比較結果を比較信号Ｃ１としてＡＧＣ制御器２６に出力する。レベル検出器２４は、ＩＦ信号処理部１８における信号のレベル、すなわち、ＩＦ信号処理部１８の内部信号又はＩＦ信号処理部１８の出力信号ＩＳのレベルを他の所定の閾値と比較し、比較結果を比較信号Ｃ２としてＡＧＣ制御器２６に出力する。レベル検出器２２又は２４は、ＲＦ部１２の入力からＩＦ信号処理部１８の出力までの間におけるいずれかの信号、例えば混合器１４の出力のレベルについて比較を行ってもよい。レベル検出器３６は、ＡＤ変換器３２の出力信号のレベルを所定の基準値と比較し、その結果を比較信号Ｃ３としてゲート信号発生器４２に出力する。

ＡＧＣ制御器２６は、信号レベルが閾値よりも高いことを比較信号Ｃ１又はＣ２が示す場合には、ＲＦ部１２又はＩＦ信号処理部１８の利得を低くする利得制御信号ＧＲ又はＧＩを出力し、信号レベルが閾値よりも低いことを比較信号Ｃ１又はＣ２が示す場合には、ＲＦ部１２又はＩＦ信号処理部１８の利得を高くする利得制御信号ＧＲ又はＧＩを出力する。すると、混合器１４への入力信号ＳＲ又はＡＤ変換器３２への入力信号ＩＳのレベルが適切になるように制御される。ＡＧＣ制御器２６は、利得制御信号ＧＲ及びＧＩのうちの一方を変更すればよい。

ＡＧＣ制御器２６は、利得制御信号ＧＲ及びＧＩをゲート信号発生器４２に出力する。ゲート信号発生器４２は、利得制御信号ＧＲ又はＧＩの変更のタイミングに従って、言い換えるとＲＦ部１２又はＩＦ信号処理部１８における利得の変更に同期して、所定の長さのパルスをゲート信号ＧＴとして遅延部４４に出力する。遅延部４４は、ゲート信号ＧＴに遅延を与え、ゲート信号ＧＴ１として補間器３８に出力する。補間器３８は、ゲート信号ＧＴ１で示された期間において復調信号ＤＭを保持又は補間し、得られた信号ＡＵを出力する。

図２は、図１のレベル検出器２２の構成例を示すブロック図である。レベル検出器２２は、ピーク検波器５２と、コンパレータ５４，５６とを有している。ピーク検波器５２は、入力された信号ＳＲのピーク値を求め、ピーク値を示すピーク検波出力ＶＡをコンパレータ５４及び５６に出力する。コンパレータ５４には閾値として参照電圧Ｖ１が、コンパレータ５６には閾値として参照電圧Ｖ２が入力されている。参照電圧Ｖ１は、参照電圧Ｖ２より高い。

図３は、図２のコンパレータ５４，５６の動作の例を示す図である。コンパレータ５４は、ピーク検波出力ＶＡが参照電圧Ｖ１より高いときには高論理レベル（Ｈ）を、ピーク検波出力ＶＡが参照電圧Ｖ１以下であるときには低論理レベル（Ｌ）を、出力信号ＣＨとして出力する。コンパレータ５６は、ピーク検波出力ＶＡが参照電圧Ｖ２以上であるときには“Ｈ”を、ピーク検波出力ＶＡが参照電圧Ｖ２より低いときには“Ｌ”を、出力信号ＣＬとして出力する。図１及び図２等では、出力信号ＣＨ及びＣＬをまとめて比較信号Ｃ１として示している。図１のレベル検出器２４も、レベル検出器２２と同様に構成されている。図１では、レベル検出器２４の出力信号ＣＨ及びＣＬが比較信号Ｃ２として示されている。

図４は、図１の受信機で用いられる増幅器の構成例を示す回路図である。図４の増幅器は、スイッチ部６２と、抵抗部６４と、オペアンプ６６と、抵抗６８とを有している。抵抗部６４は、ｎ個（ｎは２以上の整数）の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，…，Ｒｎを有する。スイッチ部６２は、ｎ個のスイッチを有し、これらのスイッチは抵抗Ｒ１〜Ｒｎに直列にそれぞれ直列に接続されている。オペアンプ６６の非反転入力ノードには、参照電圧ＶＲが入力されている。

図４の増幅器は反転増幅器である。スイッチ部６２のｎ個のスイッチは、制御信号ＶＳＷによって制御される。例えば抵抗Ｒｉ（ｉは１≦ｉ≦ｎを満たす整数）に直列に接続されたスイッチのみがオンになると、入力信号ＶＩＮに対する出力信号ＶＯＵＴの比、すなわちこの増幅器の利得ＧＡｉは、
ＧＡｉ＝−（Ｒａ／Ｒｉ）
となる。したがって、この増幅器の利得は離散的な値を取り得る。

図５は、図４の抵抗部６４に含まれる抵抗Ｒ１〜Ｒ１０のそれぞれについて、抵抗値と対応する利得との関係の例を示す図である。抵抗Ｒａの値に対する抵抗Ｒ１〜Ｒｎの値の比を適切に設定しておくと、抵抗を選択する（すなわち、対応するスイッチをオンにする）ことによって利得を一定のステップでステップ状に変化させることができる。例えばｎ＝１０の場合には、図５のような抵抗値を有する抵抗Ｒ１〜Ｒ１０を用いれば、１ｄＢステップで離散的な利得を設定することが可能になる。

ＲＦ部１２、ＩＦ信号処理部１８及び復調器３４の増幅器は、例えば、図４の増幅器と同様に構成されている。これらの増幅器は、図４の抵抗Ｒ１〜Ｒｎ及びＲａに代えてキャパシタを用いるようにしてもよいし、図４の増幅器とは異なる形式のステップ状に利得を設定可能な増幅器であってもよい。これらの増幅器は、１ｄＢ以外のステップで離散的な利得を設定することが可能なように構成されていてもよい。これらの増幅器のうちの一部は、利得が変更できるように構成されていなくてもよい。ＲＦ部１２は、利得制御信号ＧＲに従って制御信号ＶＳＷを生成して、その増幅器を制御し、ＩＦ信号処理部１８は、利得制御信号ＧＩに従って制御信号ＶＳＷを生成して、その増幅器を制御する。

ＡＧＣ制御器２６は、レベル検出器２２から出力された信号Ｃ１に従って利得制御信号ＧＲを生成し、利得制御信号ＧＲによってＲＦ部１２内の増幅器の利得を制御する。ＡＧＣ制御器２６は、信号Ｃ１を構成する出力信号ＣＨ及びＣＬがともに“Ｈ”である場合には、ＲＦ部１２内の増幅器の利得を１ステップ低下させ、出力信号ＣＨ及びＣＬがともに“Ｌ”である場合には、この増幅器の利得を１ステップ上昇させるように、利得制御信号ＧＲを生成する。

例えば、参照電圧Ｖ１とＶ２との間の差を図４の増幅器に設定可能な利得間のステップに合わせておく。すると、自動利得制御を行うことができる。そこで例えば、図５のように増幅器に設定可能な利得のステップを１ｄＢとし、参照電圧Ｖ１を参照電圧Ｖ２より１ｄＢ高い電圧にする。

図２の増幅器の入力信号ＳＲのピークレベルが参照電圧Ｖ１より高くなると、出力信号ＣＨ及びＣＬがともに“Ｈ”になり、増幅器の利得が１ｄＢ下げられる。入力信号ＳＲのピークレベルが参照電圧Ｖ２より低くなると、出力信号ＣＨ及びＣＬがともに“Ｌ”になり、増幅器の利得が１ｄＢ上げられる。したがって、増幅器の出力信号のレベルが一定になるように自動利得制御が行われる。

入力信号ＳＲのレベルが大きく変化する場合には、このような動作を繰り返す。図５のように抵抗値が設定されている場合には、入力信号ＳＲのレベルが５ｄＢ変化すると、利得の変更を５回繰り返して、増幅器の出力レベルを一定に保つようにする。なお、利得の変更のステップの大きさをより大きくすることによって、信号レベルの大きな変化に対応するようにしてもよい。利得の変更のステップの大きさをより小さくしてもよい。すると、利得切換え時のノイズが小さくなる。しかし、利得可変範囲を確保するためにはステップ数を大きくする必要があり、回路面積が大きくなる。このため回路面積と受信機の用途に応じてステップが決定される。

図６は、図１の受信機における信号の波形の例を示すグラフである。図６には、アンテナ２からＲＦ部１２に入力される信号ＳＡのレベルが時間とともに上昇する場合の信号波形が示されている。

信号ＳＡ及びＲＦ部１２から出力される信号ＳＲのレベルが上昇し、信号ＳＲがレベル検出器２２の参照電圧Ｖ１を超えると、レベル検出器２２は、信号Ｃ１を構成する出力信号ＣＨ及びＣＬとして“Ｈ”をＡＧＣ制御器２６に出力する。ＡＧＣ制御器２６は、ＲＦ部１２の利得を低下させるように、利得制御信号ＧＲを“Ｈ”にする。ＲＦ部１２は、その増幅器の利得ＲＧを、図６のようにΔＧだけステップ状に低下させる。信号ＳＲのレベルが下がるので、信号Ｃ１が変化し、ＡＧＣ制御器２６は、利得制御信号ＧＲを“Ｌ”にする。その後も信号ＳＡのレベルが上昇して同様の動作が繰り返される。

ＲＦ部１２の増幅器に代えて、ＩＦ信号処理部１８の増幅器の利得を変更するようにしてもよい。この場合には、次のように処理が行われる。信号ＳＡのレベルが上昇し、信号ＩＳ又はＩＦ信号処理部１８内の信号がレベル検出器２４の参照電圧を超えると、レベル検出器２４は、信号Ｃ２を構成する出力信号ＣＨ及びＣＬとして“Ｈ”をＡＧＣ制御器２６に出力する。ＡＧＣ制御器２６は、ＩＦ信号処理部１８の利得を低下させるように、利得制御信号ＧＩを“Ｈ”にする。ＩＦ信号処理部１８は、その増幅器の利得を、図６のようにΔＧだけステップ状に低下させる。信号ＩＳ又はＩＦ信号処理部１８内の信号のレベルが下がるので、信号Ｃ２が変化し、ＡＧＣ制御器２６は、利得制御信号ＧＩを“Ｌ”にする。その後も信号ＳＡのレベルが上昇して同様の動作が繰り返される。

ＡＧＣ制御器２６は、信号Ｃ２に従って利得制御信号ＧＲを生成してもよいし、信号Ｃ１に従って利得制御信号ＧＩを生成してもよい。ＡＧＣ制御器２６は、ＲＦ部１２の増幅器及びＩＦ信号処理部１８の増幅器のうちの一方を制御すればよい。

ＡＤ変換器３２に入力される信号ＩＳは図６のようになる。信号ＩＳの周期が利得の変更間隔Ｔ１に比べて短いので、ここでは包絡線以外は簡略化して示している。増幅器の利得ＲＧが変化するときには信号ＩＳのレベルも急に変化するので、復調器３４がこのような信号ＩＳを復調すると、得られる復調信号ＤＭには、利得ＲＧの変更の直後に図６のようにノイズが重畳される。どのようなノイズが生じるかは、変調方式によって異なる。

ゲート信号発生器４２は、制御信号ＧＲ又はＧＩのタイミングに従って、パルスをゲート信号ＧＴとして生成する。パルスの長さＴ３は、例えば音声信号を受信する場合には、数十〜数百μｓにする。ゲート信号発生器４２には、図１の受信機を制御するマイクロコントローラ等から受信信号ＳＡの変調方式が通知される。パルスの長さＴ３の最適値は、受信信号ＳＡの変調方式や周波数によって異なる。

受信信号ＳＡがＦＭ（frequency modulation）のような振幅が一定の変調方式で変調されている場合には、利得変更時のノイズによる信号の位相や周波数への影響が比較的小さく、復調信号ＤＭのノイズも小さい。しかし、受信信号がＡＭ（amplitude modulation）等の振幅変調方式で変調されている場合には、利得変更時のノイズの影響がそのまま復調信号ＤＭに現れる。そこで、ゲート信号発生器４２は、ゲート信号ＧＴで示される期間の長さを、ＲＦ受信信号ＳＡの変調方式に応じた長さにしてもよい。具体的には、ゲート信号発生器４２は、振幅で情報を伝送する変調方式（ＡＭ等）で受信信号ＳＡが変調されている場合には、周波数変調方式又は位相変調方式で受信信号ＳＡが変調されている場合に比べて、ゲート信号ＧＴのパルスの長さＴ３を大きく設定する。例えば、受信信号ＳＡがＦＭ信号である場合には、Ｔ３＝２０〜３０μｓとし、受信信号ＳＡがＡＭ信号である場合には、Ｔ３＝１００〜２００μｓとする。

復調信号ＤＭが補間器３８に達するまでの経路とゲート信号ＧＴが補間器３８に達するまでの経路とは異なる。一般に復調信号ＤＭを復調する経路には低域フィルタが入るので、遅延を与えない場合には、ゲート信号ＧＴが復調信号ＤＭより早く補間器３８に到達してしまう。そこで、遅延部４４は、復調信号ＤＭとゲート信号ＧＴとのタイミングを一致させるために、ゲート信号ＧＴに遅延Ｔ２を与え、ゲート信号ＧＴ１として補間器３８に出力する。このように、遅延部４４がゲート信号ＧＴに遅延Ｔ２を与えることにより、利得変更時のノイズの期間がゲート信号ＧＴ１のパルスの期間に含まれるようにする。

補間器３８は、ゲート信号ＧＴ１のパルスの期間において、復調信号ＤＭを保持又は補間し、得られた信号ＡＵを出力する。図６では、補間して得られた信号ＡＵを例として示している。この場合、補間器３８は、ゲート信号ＧＴ１で示される期間の開始時及び終了時における復調信号ＤＭの値を用いて直線補間する。具体的には補間器３８は、例えば復調信号ＤＭの点Ｐ１と点Ｐ２とを直線で結ぶ（図６の信号ＡＵの太線）。点Ｐ１，点Ｐ２の値は、ゲート信号ＧＴ１のパルスの前縁及び後縁のそれぞれの時点における復調信号ＤＭの値である。補間器３８が点Ｐ１及び点Ｐ２を含む期間の復調信号ＤＭを格納すれば、このような処理は容易に可能である。補間器３８は、ゲート信号ＧＴ１の他のパルスの期間においても、同様の処理を行う。

補間部３８は、ゲート信号ＧＴ１で示される期間以外の期間におけるｍ個（ｍは３以上の整数）の時点における復調信号ＤＭの値（点Ｐ１及び点Ｐ２の値を含んでもよい）を用いて、ｍ−１次曲線を求め、この曲線によって補間してもよい。例えば補間器３８は、点Ｐ１及び点Ｐ２の値に加えて、ゲート信号ＧＴ１のパルスの期間以外の１つの時点における信号ＤＭの値を用いて、これらの値の点を通る２次曲線を求め、この２次曲線でゲート信号ＧＴ１のパルスの期間において復調信号ＤＭを補間する。

また、補間器３８は、このような補間に代えて、ゲート信号ＧＴ１のパルスの期間において復調信号ＤＭの点Ｐ１の値を保持するようにしてもよい。

このように、図１の受信機によると、ゲート信号を発生させ、ゲート信号に従って復調信号ＤＭを補間等するので、利得変更時に復調信号ＤＭに重畳するノイズを抑制することができる。

受信信号の大きさが大きく変動する場合には、利得の変化量が大きいので、利得の変更のステップを大きくする必要がある。このような場合には、復調信号ＤＭに現れるノイズは長くかつ大きくなる。特に自動車等の移動体に搭載された受信機では、受信信号の大きさが大きく変動するので、このようなノイズの影響を大きく受ける。そこで、ゲート信号発生器４２は、ゲート信号ＧＴで示される期間の長さを、利得の変更のステップに応じた長さにしてもよい。例えばゲート信号発生器４２は、利得の変更のステップが所定値より大きい場合には、ゲート信号ＧＴのパルスの長さＴ３を長く設定し、利得の変更のステップが所定値以下である場合には、ゲート信号ＧＴのパルスの長さＴ３を短く設定する。これにより、状況に適したノイズ除去が可能となる。

ＲＦ部１２の増幅器で利得を変更する場合には、ＩＦ信号処理部１８で利得を変更する場合よりも、増幅器から復調器３４の出力までの遅延量が大きい。そこで、ＡＧＣ制御器２６は、ＲＦ部１２及びＩＦ信号処理部１８のうちのいずれが利得を変更したかを遅延部４４に通知し、遅延部４４は、利得を変更するものに応じた遅延Ｔ２を、ゲート信号ＧＴに与える。具体的には、遅延部４４は、ゲート信号ＧＴに与える遅延Ｔ２を、ＲＦ部１２が利得を変更する場合には、ＩＦ信号処理部１８が利得を変更する場合よりも大きく設定する。

特にアナログ変調された信号を受信する場合には、アンテナへの信号入力レベルが低いときに、利得変更時のノイズが受信機で発生するその他のノイズに比べて小さく、補間器３８により補間等をする必要がないことがある。そこで、アンテナへの信号入力レベルが低いときには、補間等によるノイズに起因してＳＮ（signal-to-noise）比が悪化することを避けるために、補間器３８による補間等を行わないようにしてもよい。具体的には、ゲート信号発生器４２は、レベル検出器３６において比較された信号のレベルが所定の基準値より低いことを信号Ｃ３が示す場合には、ゲート信号ＧＴの生成を停止する。

車載機器では、車両の電装品で生じたノイズを除去するように構成されたノイズキャンセラが従来から使われている。しかし、利得変更時に発生するノイズは、電装品で生じたノイズに比べて小さく、生じるパルスの幅も短いので、電装品で生じたノイズと利得変更時に発生するノイズとの両方をノイズキャンセラによって十分に検出することは難しい。

図７は、本発明の実施形態に係る受信機の他の構成例を示すブロック図である。図７の受信機は、パルス検出器２７２と、波形整形部２７４と、遅延部２７６とを更に有し、補間器３８及び遅延部４４に代えて補間器２３８及び遅延部２４４を有する点が、図１の受信機とは異なっている。他の点は図１の受信機と同様である。補間器２３８、パルス検出器２７２、波形整形部２７４、及び遅延部２７６は、ノイズキャンセラ２７０を構成している。

パルス検出器２７２は、復調器３４から出力された復調信号ＤＭに含まれるパルス状のノイズ（パルスノイズ）を検出する。具体的には、パルス検出器２７２は、復調信号ＤＭにハイパスフィルタを通過させ、通過した信号の絶対値が閾値以上である期間を示すパルスを生成して、波形整形部２７４に出力する。波形整形部２７４は、パルス検出器２７２による検出結果に基づいて、検出されたパルスノイズの期間を示すノイズキャンセル信号ＧＴＣを生成する。すなわち、波形整形部２７４は、パルス検出器２７２で生成された連続するパルスを、これらのパルスの期間を含むような長さを有する１つのパルスに変換し、ノイズキャンセル信号ＧＴＣとして補間部２３８に出力する。

遅延部２７６は、復調信号ＤＭに含まれるノイズのタイミングがノイズキャンセル信号ＧＴＣのパルスの期間に含まれるように、復調信号ＤＭを遅延させて補間部２３８に出力する。遅延部２４４は、ゲート信号ＧＴに遅延を与え、ゲート信号ＧＴ１として補間器３８に出力する。遅延部２４４によって与えられる遅延は、図１の遅延部４４によって与えられる遅延より、遅延部２７６によって与えられる遅延だけ大きくしておく。補間部２３８は、図１の補間部３８と同様の動作をする他に、ノイズキャンセル信号ＧＴＣのパルスの期間において、復調信号ＤＭを保持又は補間し、得られた信号ＡＵを出力する。補間部２３８による補間の方法は、補間部３８の場合と同様である。

このように、ノイズキャンセラ２７０は、車両の電装品で生じたノイズやマルチパスノイズ等のパルスノイズを除去することができる。図７の受信機によると、補間部２３８が、図１の受信機と同様の利得変更時のノイズ除去と、ノイズキャンセラ２７０としてのパルスノイズの除去との両方を行うので、独立した２つの補間部をこれらの２種類のノイズの除去のために用いる場合に比べると、受信機の回路規模を小さくすることができる。したがって、受信機のコストダウンを図ることができる。

図７の受信機は、パルスノイズを検出するためのパルス検出器２７２を有しているので、パルスノイズを容易に検出することができる。２つの遅延部２４４，２７６を有しているので、利得変更時のノイズ除去に適した遅延とパルスノイズの除去に適した遅延とを独立に設定することができ、どちらの種類のノイズも効果的に除去することができる。

以上の実施形態においては、ＩＦ信号処理部１８がアナログ回路で構成されているものとして説明したが、混合器１４の出力信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号が入力されるＩＦ信号処理部１８をデジタル回路で構成してもよい。

本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（large-scale integrated circuit）、ＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（field programmable gate array）などを含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの任意の組み合わせで実現され得る。

図１又は図７の受信機の全ブロックを同一の半導体チップ上に形成してもよいし、図１又は図７の受信機の一部のブロックを複数の半導体チップのそれぞれの上に形成して、これらの半導体チップによって受信機を構成するようにしてもよい。

以上説明したように、本発明の実施形態によれば、増幅器の利得をステップ状に変更する際に生ずるノイズを抑えることができるので、本発明は、受信機等について有用であり、例えば、アナログ放送信号を受信する車載用受信機等について有用である。

１２ＲＦ部
１４混合器
１８ＩＦ信号処理部
２２，２４，３６レベル検出器
２６ＡＧＣ制御器
３４復調器
３８，２３８補間器
４２ゲート信号発生器
４４，２４４遅延部
２７２パルス検出器
２７４波形整形部

Claims

ＲＦ（radio frequency）信号を受信する受信機であって、
前記ＲＦ信号を増幅して出力するＲＦ部と、
前記ＲＦ部の出力をより低い帯域の信号に変換し、変換後の信号を出力する混合器と、
前記変換後の信号に対してフィルタ処理を行って出力する信号処理部と、
前記フィルタ処理後の信号を復調して出力する復調器と、
前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの間におけるいずれかの信号のレベルを第１閾値と比較し、その結果を第１比較信号として出力する第１レベル検出器と、
前記第１比較信号に応じて利得制御信号を生成する利得制御器と、
ゲート信号発生器と、
補間部とを備え、
前記受信機は、前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの利得が、前記利得制御信号に従ってステップ状に変更されるように構成され、
前記ゲート信号発生器は、前記利得の変更に同期して、所定の期間を示すゲート信号を生成し、
前記補間部は、前記ゲート信号で示される期間において前記復調部の出力を保持又は補間する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記ＲＦ部は、その利得を前記利得制御信号に従ってステップ状に変更する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記信号処理部は、その利得を前記利得制御信号に従ってステップ状に変更する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記信号処理部における信号のレベルを第２閾値と比較し、その結果を第２比較信号として出力する第２レベル検出器と、
前記ゲート信号発生器で生成された前記ゲート信号を遅延させて出力する遅延部と
を更に備え、
前記補間部は、前記遅延部で遅延させられた前記ゲート信号で示された期間において前記復調部の出力を保持又は補間し、
前記利得制御器は、前記第１比較信号又は前記第２比較信号に従って利得制御信号を生成し、
前記利得制御器が前記第１比較信号に従って利得制御信号を生成する場合には、前記ＲＦ部は、その利得を前記利得制御信号に従って変更し、
前記利得制御器が前記第２比較信号に従って利得制御信号を生成する場合には、前記信号処理部は、その利得を前記利得制御信号に従って変更し、
前記遅延部は、前記ＲＦ部及び前記信号処理部のうち、利得を変更するものに応じた遅延を、前記ゲート信号に与える
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記ゲート信号発生器は、前記ゲート信号で示される期間の長さを、前記利得の変更のステップに応じた長さにする
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記ゲート信号発生器は、前記ゲート信号で示される期間の長さを、前記ＲＦ信号の変調方式に応じた長さにする
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記ＲＦ部の入力から前記信号処理部の出力までの間における信号のレベルを基準値と比較し、その結果を第２比較信号として出力する第２レベル検出器を更に備え、
前記ゲート信号発生器は、前記比較された信号のレベルが前記基準値より低いことを前記第２比較信号が示す場合には、前記ゲート信号の生成を停止する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記補間部は、前記ゲート信号で示される期間の開始時及び終了時における前記復調部の出力の値を用いて直線補間する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記補間部は、前記ゲート信号で示される期間以外の期間におけるｍ個（ｍは３以上の整数）の時点における前記復調部の出力の値を用いて、ｍ−１次曲線によって補間する
受信機。
請求項１に記載の受信機において、
前記復調部の出力からパルスノイズを検出するパルス検出器と、
前記パルス検出器による検出結果に基づいて、検出されたパルスノイズの期間を示すノイズキャンセル信号を生成する波形整形部とを更に備え、
前記補間部は、前記ノイズキャンセル信号で示された期間においても前記復調部の出力を保持又は補間する
受信機。