JP5720058B2 - Mimo検出装置 - Google Patents

Mimo検出装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5720058B2
JP5720058B2 JP2011097101A JP2011097101A JP5720058B2 JP 5720058 B2 JP5720058 B2 JP 5720058B2 JP 2011097101 A JP2011097101 A JP 2011097101A JP 2011097101 A JP2011097101 A JP 2011097101A JP 5720058 B2 JP5720058 B2 JP 5720058B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inverse matrix
packet
propagation path
time
matrix calculation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2011097101A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2012231229A (ja
Inventor
喜一 宮永
喜一 宮永
真吾 吉澤
真吾 吉澤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
RayTron Inc
Original Assignee
RayTron Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by RayTron Inc filed Critical RayTron Inc
Priority to JP2011097101A priority Critical patent/JP5720058B2/ja
Priority to US13/447,745 priority patent/US8681905B2/en
Publication of JP2012231229A publication Critical patent/JP2012231229A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5720058B2 publication Critical patent/JP5720058B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0204Channel estimation of multiple channels
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413MIMO systems
    • H04B7/0426Power distribution
    • H04B7/0434Power distribution using multiple eigenmodes
    • H04B7/0439Power distribution using multiple eigenmodes utilizing channel inversion
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842Weighted combining
    • H04B7/0848Joint weighting
    • H04B7/0854Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0222Estimation of channel variability, e.g. coherence bandwidth, coherence time, fading frequency
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/024Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0224Channel estimation using sounding signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657Carrier synchronisation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668Details of algorithms
    • H04L27/2673Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675Pilot or known symbols

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

この発明は、MIMO検出装置に関するものであって、特に、受信アンテナの数が多い受信機に具備されるMIMO検出装置に関するものである。
昨今の無線通信技術では、通信の高速化や通信データの大容量化が要求されている。このような要求に対して、送信機および受信機の双方で複数のアンテナを用いるMIMO(Multi Input Multi Output)と、マルチパスによるフェージング環境に強く、効率的に周波数帯域を利用できることから、LTE(Long Term Evolution)等の次世代モバイル通信に採用されている変調方式であるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)とを組合わせた、MIMO−OFDM方式が注目されている。
このようなMIMO方式の受信機の一例は、例えば、特開2004−179822号公報(特許文献1)に開示されている。
特許文献1によれば、MIMO方式では、送信アンテナから送信された信号を受信アンテナにおいて受信し、受信アンテナにおいて受信した信号にそれぞれ挿入されている伝搬路推定用の既知信号に基づいて、送受信アンテナ間の伝搬路を推定する。推定した伝搬路は、送信機および受信機の双方のアンテナの数に基づく行列によって示される。そして、伝搬路の逆行列に受信アンテナで得られた受信信号を乗算して、送信アンテナから送信された送信信号を求めることとしている。
特開2004−179822号公報(段落番号0003〜0008)
ここで、MIMO−OFDM方式に用いられる受信機において、現在のIEEE802.11n無線LAN規格では、1パケットにトレーニング信号とデータ信号とが含まれている。そして、特許文献1に開示されているように、既知信号であるトレーニング信号に基づいて伝搬路の行列を推定し、推定した伝搬路の行列に対して、その逆行列を導出する。なお、このような処理をMIMO検出処理と呼ぶ。そして、MIMO検出処理後、導出した逆行列にデータ信号を乗算して、送信信号のみを分離して取り出し、データを復元することとしている。そして、従来では、MIMO検出処理を一定して毎パケット行うこととしている。
しかしながら、伝搬路の行列は、送信機および受信機の双方のアンテナの数(データストリーム数)によって規定されるため、アンテナの数が増加すると、逆行列の計算量も膨大になる。アンテナの数をNとするとNに比例して、例えば、2×2MIMO構成の場合と、4×4MIMO構成の場合とでは、8倍の計算量の差がある。このような場合、MIMO検出処理を一定して毎パケット行うと、消費電力が大きくなってしまう。
この発明の目的は、消費電力を抑えることができるMIMO検出装置を提供することである。
この発明に係るMIMO検出装置は、複数の送受信アンテナを用いて複数の伝搬路を形成するMIMO−OFDM方式の無線通信に用いられる。MIMO検出装置は、無線通信の受信機側に設けられている。MIMO検出装置は、受信機にて受信した信号に基づく伝搬路の行列に対して、その逆行列を計算する逆行列計算手段と、伝搬路の時間変動を推定する推定手段と、推定手段により推定した伝搬路の時間変動に応じて、逆行列計算手段による逆行列の計算に要する処理時間を可変に制御する可変制御手段とを備える。
こうすることにより、伝搬路の時間変動に応じて、逆行列の計算に要する処理時間を可変にすることができる。すなわち、逆行列計算の処理時間を、伝搬路の時間変動に応じて変化させることができる。したがって、例えば伝搬路の時間変動が小さい場合、逆行列の計算を複数パケット毎に行うよう制御することができる。その結果、消費電力を抑えることができる。
好ましくは、逆行列計算手段は、逆行列を計算する逆行列計算回路であって、可変制御手段は、逆行列計算回路へ供給するクロック周波数および電圧を可変に制御することにより、逆行列の計算に要する処理時間を可変に制御する。こうすることにより、簡易な構成で、消費電力を抑えることができる。
さらに好ましくは、受信機は、データを複数のパケットに分割して受信し、可変制御手段は、推定手段により伝搬路の時間変動が大きいと推定されると、逆行列の計算に要する処理時間を1パケットのガードインターバル時間になるよう、クロック周波数および電圧を制御する。
さらに好ましくは、可変制御手段は、推定手段により伝搬路の時間変動が小さいと推定されると、逆行列の計算に要する処理時間を1パケット分または複数パケット分の時間になるよう、クロック周波数および電圧を制御する。
さらに好ましくは、推定手段は、ドップラーシフトを推定する。
この発明によると、伝搬路の時間変動に応じて、逆行列の計算に要する処理時間を可変にすることができる。すなわち、逆行列計算の処理時間を、伝搬路の時間変動に応じて変化させることができる。したがって、例えば伝搬路の時間変動が小さい場合、逆行列の計算を複数パケット毎に行うよう制御することができる。その結果、消費電力を抑えることができる。
MIMO−OFDM方式の無線通信に利用される受信機の構成を示すブロック図である。 MIMO検出装置の構成を示すブロック図である。 MIMO検出装置に入力されるデータの一例を示す図である。 検出速度制御器の動作を示すフローチャートである。 逆行列計算器の動作を示すフローチャートである。 MIMO等化部等の動作を示すフローチャートである。 伝搬路の時間変動が大きい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。 伝搬路の時間変動が大きい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。 伝搬路の時間変動が小さい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。 伝搬路の時間変動が小さい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。 伝搬路の時間変動が小さい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。 伝搬路の時間変動が小さい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。 シミュレーションに用いたMIMO検出装置の構成を示す図である。 ドップラーシフトが10Hzの場合のSNR−BER特性を示すグラフである。
以下、図面を参照して、この発明の一実施形態に係るMIMO検出装置について説明する。図1は、MIMO−OFDM方式の無線通信に利用される受信機10の構成を示すブロック図である。MIMO−OFDM方式では、複数の送受信アンテナ間で複数の伝搬路を形成し無線通信する。図1においては、4個の受信アンテナを備える場合を示している。図1を参照して、受信機10は、図示しない4個の送信アンテナを備える送信機からデータを受信する。受信機10は、送信機と受信機10との間でデータの同期を取る同期処理部12と、OFDM信号を複数のサブキャリアに変換しチャネル等化するフーリエ変換(FFT)部13と、MIMO検出処理後、導出した逆行列にフーリエ変換部13から出力されたデータ信号を乗算して送信信号のみを分離して取り出すMIMO信号分離を行うMIMO等化部14と、サブキャリアの位相と振幅の情報をビット列に置き換えるデ・マッパー部15と、通信時に発生したデータの誤りを訂正する誤り訂正部16と、送信時に符号化されたデータをビタビアルゴリズムに基づいて復号するビタビ(Viterbi)復号部17と、送信時にランダムに変換されたデータ列を元に戻すデ・スクランブラー部18と、この発明の一実施形態であるMIMO検出処理を行うMIMO検出装置11とを備える。受信機10を構成する各部は、受信アンテナの個数に応じてそれぞれ4個並列に並べて具備されている。
図2は、図1に示すMIMO検出装置11の構成を示すブロック図である。図2を参照して、MIMO検出装置11は、検出速度制御器20と、位相同期回路21と、レギュレータ22と、逆行列計算回路である逆行列計算器23とを備える。
検出速度制御器20は、例えば、非特許文献「T. Kuroda and K. Suzuki et al, “Variable Supply-Voltage Scheme for Low-Power High-Speed CMOS Digital Design,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 33, pp. 454-462, Mar. 1998.」に記載されているダイナミック電圧周波数スケーリング(DVFS:Dynamic Voltage and Frequency Scaling)である。検出速度制御器20は、送受信アンテナ間の伝搬路の時間変動を推定し、逆行列計算器23が逆行列計算を行う速度を決定する。位相同期回路21は、基準クロックを入力されると、所定のクロック周波数に制御して、逆行列計算器23に供給する。レギュレータ22は、基準電圧を入力されると、所定の電圧に制御して、逆行列計算器23に供給する。これにより、逆行列計算器23による逆行列の計算に要する処理時間が可変になる。
逆行列計算器23は、位相同期回路21により制御されたクロック周波数とレギュレータ22により制御された電圧とに基づいて、逆行列を計算する。逆行列計算器23は、クロック周波数に応じて動作速度が決定される。また、クロック周波数に応じて動作電圧が決定される。したがって、クロック周波数が低下すると、動作電圧も低下する。
図3は、MIMO検出装置11に入力されるデータの一例を示す図である。受信機10は、データを複数のパケットに分割して受信する。したがって、MIMO検出装置11では、先頭のパケットから第一のパケット31、第二のパケット32・・・第nのパケットのように順次受信する。また、各パケットをパケット間間隔30を空けて受信する。図3を参照して、1パケットは、送信機と受信機10との間でデータの同期を取るための第一のショートプリアンブル(SP1)26a、および第二のショートプリアンブル(SP2)26bと、送受信アンテナ間の伝搬路の行列の推定に用いる第一のロングプリアンブル(LP1)27a、および第二のロングプリアンブル(LP2)27bと、ガードインターバル(GI)28aと、データ信号(DATA)29aとを含む。第一のショートプリアンブル(SP1)26aから第二のロングプリアンブル(LP2)27bまでがトレーニング信号である。MIMO検出装置11は、第一のショートプリアンブル26aを先頭に順次受信する。なお、第一のショートプリアンブル26a、および第二のショートプリアンブル26bの時間(時間長)は、例えば各々4μsであり、第一のロングプリアンブル27a、および第二のロングプリアンブル27bの時間は、例えば各々10μsであり、ガードインターバル28aの時間は、例えば0.8μsであり、データ信号29aの時間は、例えば60μsである。なお、図3においては、第一のショートプリアンブル26aの時間のみ単位を付して示している。
MIMO検出装置11は、第一のロングプリアンブル27a、および第二のロングプリアンブル27bに基づいて伝搬路の行列を推定し、推定した伝搬路の行列に対して、位相同期回路21により制御されたクロック周波数とレギュレータ22により制御された電圧とに基づいて、逆行列を計算する。
ここで、MIMO検出装置11の動作について詳細に説明する。図4は、検出速度制御器20の動作を示すフローチャートである。図5は、逆行列計算器23の動作を示すフローチャートである。また、図6は、MIMO等化部14等の動作を示すフローチャートである。図4〜図6を参照して説明する。
まず、MIMO検出装置11は、図3に示すように、順次パケットの入力を受付ける。このとき、第一のパケット31において、第一のロングプリアンブルを受信すると、第二のロングプリアンブルを受信している間、すなわち、10μsの間に、検出速度制御器20が図4に示す処理を行う。
図4を参照して、検出速度制御器20は、伝搬路の時間変動を推定するため、第一のロングプリアンブルに基づいて、ドップラーシフトの推定を行う(図4において、ステップS11、以下ステップを省略する)。ここで、検出速度制御器20は、推定手段として作動する。具体的には、まず、チャネル毎にドップラーシフトを算出する。そして、チャネル毎のドップラーシフトの平均値を求める。このようにして、ドップラーシフトを推定する。
なお、チャネル毎のドップラーシフトの算出は、公知の方法を用いることができる。例えば、非特許文献として、「高畑文雄、『ディジタル無線通信入門』培風館(2002年)」や、「奥村善久、進士昌明、『移動通信の基礎』電子情報通信学会(1986年)」を参考に用いることができる。例えば、無線伝搬路がレイリーフェージングでモデル化されたとき、その信号の時間自己相関はドップラーシフトを変数としたベッセル関数で近似できることが知られている。この関係を利用して、受信した信号の時間自己相関係数とベッセル関数の逆関数からドップラーシフトを算出する。例えば、通信環境を予め定めておき、ドップラー周波数が0Hzの場合のチャネルの特性を仮定し、この仮定したチャネルの特性と、実際に観測したチャネルの特性との差異をドップラー特性と見なし、この差異に基づいて、ドップラーシフトを算出する。
そうすると、推定したドップラーシフトに応じて、逆行列の計算に要する処理時間、すなわち、逆行列計算を行う処理時間を決定する(S12)。例えば、ガードインターバル時間で逆行列計算を行うか、1パケット分の時間で逆行列計算を行うか、複数パケット分の時間で逆行列計算を行うかを決定する。このとき、通信品質を劣化させない程度、例えば、所定のビット誤り率以下や所定のパケット誤り率以下になるように決定する。
また、推定したドップラーシフトに応じて、パケットスキップ数を決定する(S12)。ここで、パケットスキップ数とは、MIMO等化部14において、MIMO検出装置11において逆行列を計算した結果である逆行列計算結果とフーリエ変換部13からのデータ信号とを乗算する際に、逆行列計算結果を利用するパケット先を示すものである。パケットスキップ数は、処理時間に要するパケット数以上の値となる。例えば、1パケットスキップの場合には、第一のパケットにおいて逆行列計算を行うと、その逆行列計算結果は、処理時間が1パケット分の時間の場合、第二のパケットのデータ信号に用いることとなる。また、2パケットスキップの場合には、第一のパケットにおいて逆行列計算を行うと、その逆行列計算結果は、処理時間が1パケット分の時間の場合、第二のパケット、および第三のパケットのデータ信号に用いることとなる。すなわち、パケットスキップ数が1以上の場合には、逆行列計算を行う第一および第二のロングプリアンブルの属するパケットと、データ信号の属するパケットとが異なることとなる。
そして、検出速度制御器20は、処理時間に応じて、逆行列計算器23に供給するクロック周波数と電圧とを決定する(S13)。ここで、位相同期回路21およびレギュレータ22は、可変制御手段として作動する。
ここで、S12〜S13における処理時間と、パケットスキップ数と、クロック周波数と、電圧とは、例えば、ドップラーシフトに対応するテーブルを予め記憶しておくことにより、テーブルを参照して決定する。テーブルは、例えば後述する図8、図10、および図12に示す表である。
そして、位相同期回路21およびレギュレータ22が、S13において決定したクロック周波数と電圧とに制御して、逆行列計算器23に供給する(S14)。
そして、図5を参照して、逆行列計算器23が、第一および第二のロングプリアンブルに基づいて伝搬路行列を推定し(S21)、S14において供給されたクロック周波数と電圧とで、推定した伝搬路行列に対して逆行列計算を行う(S22)。ここで、逆行列計算器23は、逆行列計算手段として作動する。
そして、図6を参照して、MIMO等化部14が、逆行列計算器23にて計算を行った逆行列にデータ信号を乗算して、送信信号のみを分離して取り出す(S31)。そして、デ・マッパー部15等を介して、データを復元する(S32)。
このようにして、MIMO検出装置11は、ドップラーシフトに基づいて、クロック周波数と電圧とを変化させて、逆行列計算を行う。
ここで、具体的に、S11においてドップラーシフトを推定した結果、ドップラーシフトが20Hzより大きい場合について説明する。ドップラーシフトが20Hzより大きい場合とは、伝搬路の時間変動が大きい場合である。すなわち、複数パケット間で伝搬路が大きく変動する場合である。
このような場合には、逆行列計算を行う基となるパケットとデータ信号のパケットとが異なると、データの復元が適切に行えなく虞がある。したがって、S12において、逆行列計算を行う処理時間は、ガードインターバル時間と決定され、パケットスキップ数はなしと決定される。したがって、逆行列計算を行う基となるパケットとデータ信号のパケットとが同じになる。
図7は、伝搬路の時間変動が大きい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。図7を参照して、伝搬路の時間変動が大きい場合には、第一のパケット31において、第二のロングプリアンブルを受信している間に、ドップラーシフトから伝搬路の時間変動が大きいと判断し、ガードインターバル時間、すなわち、0.8μsの間で逆行列計算を行えるようなクロック周波数と電圧とが決定される(図4のS11〜S14)。そして、第一のパケット31のガードインターバル時間で逆行列計算を行い(図5のS21〜S22)、ガードインターバル後、第一のパケット31のデータ信号に対して、逆行列計算結果を用いて、データを復元する(図6のS31〜S32)。
このように、伝搬路の時間変動が大きい場合には、逆行列計算を高速動作させる。なお、この場合の逆行列計算の処理時間(P)は、ガードインターバル時間をTとすると、P=Tとなる。
図8は、伝搬路の時間変動が大きい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。図8を参照して、ドップラーシフトが20Hzより大きいため、1パケットのガードインターバル時間で逆行列計算を行い、逆行列計算結果は、同じパケットのデータ信号を復元する際に用いられる。そして、S13におけるクロック周波数と電圧とは、位相同期回路21およびレギュレータ22により、クロック周波数が240MHzとなるように、電圧が1.1Vとなるように制御される。このときの消費電力は、「VoltageScalingなし」で、846.5445mWである。
一方、S11においてドップラーシフトを推定した結果、ドップラーシフトが20Hz以下の場合について説明する。ドップラーシフトが20Hz以下の場合とは、伝搬路の時間変動が小さい場合である。すなわち、複数パケット間で伝搬路がほとんど変動しない場合である。
このような場合には、逆行列計算を行う基となるパケットとデータ信号のパケットとが異なってもデータの復元が適切に行える。したがって、この実施例では、S12において、逆行列計算を行う処理時間は、1パケット分の時間と決定される。また、パケットスキップ数は、例えば4パケットと決定される。
図9は、伝搬路の時間変動が小さい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。なお、図9においては、図3に示したパケットの詳細な構成を省略して示している。また、図7にて示した処理のフロー図においても省略して示している。図9を参照して、伝搬路の時間変動が小さい場合には、第一のパケット31において、第二のロングプリアンブルを受信している間に、ドップラーシフトから伝搬路の時間変動が小さいと判断し、第一のパケット31におけるガードインターバルから第二のパケット32における第二のロングプリアンブルまでの間に逆行列計算を行えるようなクロック周波数と電圧とが決定される(図4のS11〜S14)。すなわち、この実施例では、1パケット分の時間で逆行列計算を行えるようなクロック周波数と電圧とが決定される。
そして、第一のパケット31におけるガードインターバルから第二のパケット32における第二のロングプリアンブルまでの1パケット分の時間で逆行列計算を行い(図5のS21〜S22)、第二のパケット32の第二のロングプリアンブル後、第二〜第五のパケット35のデータ信号に対して、逆行列計算結果を用いて、データを復元する(図6のS31〜S32)。同様に、パケットスキップ数が経過した第五のパケット35から第六のパケット36において、再度1パケット分の時間で逆行列計算を行う。
なお、パケットスキップ数を、例えば1パケットと決定された場合には、1パケット分の時間で逆行列計算を行うと、第二のパケット32の第二のロングプリアンブル後、第二のパケット32のみのデータ信号に対して、逆行列計算結果を用いて、データを復元する。
このように、伝搬路の時間変動が小さい場合には、1パケット分の時間で逆行列計算を行う。この場合、逆行列計算を低速動作させる。そして、パケットスキップ数に応じて、この逆行列計算結果を用いてデータを復元するパケットの数を異ならせる。なお、1パケット分の時間で逆行列計算を行う場合を検出遅延小モードと言う。なお、この場合の逆行列計算の処理時間(P)は、ガードインターバル時間をTとし、データ信号の時間をTとし、パケット間間隔をTとし、第一のショートプリアンブルから第二のロングプリアンブルまでの時間をTとすると、P=(T+T+T+T)となる。
図10は、伝搬路の時間変動が小さい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。図10を参照して、ドップラーシフトが20Hz以下であるため、1パケット分の時間で逆行列計算を行う。そして、この逆行列計算結果を用いて、パケットスキップ数に応じて、逆行列計算を行う基となったパケットより後のパケットのデータ信号に対して復元を行う。そして、この場合、S13におけるクロック周波数と電圧とは、位相同期回路21およびレギュレータ22により、クロック周波数が13.8857MHzとなるように、電圧が0.45Vとなるように制御される。このときの消費電力は、「VoltageScalingなし」の場合には、81.4979mWであり、「VoltageScalingあり」の場合には、26.1362mWである。なお、この場合、逆行列計算を行う処理時間は1パケット分の時間であるため、パケットスキップ数が16や8に変化しても、消費電力に変化はない。
そして、このような検出遅延小モードの場合、ドップラーシフトに応じて、パケットスキップ数を変えることができる。
さらに、S11においてドップラーシフトを推定した結果、ドップラーシフトが20Hz以下の場合の他の実施例について説明する。ドップラーシフトが20Hz以下の場合とは、上記したように、伝搬路の時間変動が小さい場合である。この実施例では、逆行列計算を行う処理時間は、複数パケット分の時間と決定される。例えば、4パケット分の時間と決定される。また、パケットスキップ数は、例えば4パケットと決定される。
図11は、伝搬路の時間変動が小さい場合における図4〜図6に示した処理を行うタイミングを示す図である。なお、図11においては、図3に示したパケットの詳細な構成を省略して示している。また、図7にて示した処理のフロー図においても省略して示している。図11を参照して、伝搬路の時間変動が小さい場合には、第一のパケット31において、第二のロングプリアンブルを受信している間に、ドップラーシフトから伝搬路の時間変動が小さいと判断し、第一のパケット31におけるガードインターバルから第五のパケット35における第二のロングプリアンブルまでの間に逆行列計算を行えるようなクロック周波数と電圧とが決定される(図4のS11〜S14)。すなわち、この実施例では、4パケット分の時間で逆行列計算を行えるようなクロック周波数と電圧とが決定される。
そして、第一のパケット31におけるガードインターバルから第五のパケット35における第二のロングプリアンブルまでの4パケット分の時間で逆行列計算を行い(図5のS21〜S22)、第五のパケット35の第二のロングプリアンブル後、第五〜第八のパケット38のデータ信号に対して、逆行列計算結果を用いて、データを復元する(図6のS31〜S32)。同様に、パケットスキップ数が経過した第五のパケット35以降において、再度4パケット分の時間で逆行列計算を行う。
このように、伝搬路の時間変動が小さい場合には、複数パケット分の時間で逆行列計算を行う。この場合、逆行列計算を低速動作させる。そして、パケットスキップ数に応じて、この逆行列計算結果を用いてデータを復元するパケット数を異ならせる。なお、複数パケット分の時間で逆行列計算を行う場合を検出遅延大モードと言う。なお、この場合の処理時間(P)は、P=(T+T+T+T)×パケット数となる。
図12は、伝搬路の時間変動が小さい場合におけるドップラーシフトと、パケットスキップ数、クロック周波数、および電圧との対応関係を示す表である。図12を参照して、ドップラーシフトが20Hz以下であるため、2以上のパケット分、例えば16パケット分の時間で逆行列計算を行う。そして、この逆行列計算結果を用いて、パケットスキップ数に応じて、逆行列計算を行う基となったパケットより後のパケットのデータ信号に対して復元を行う。そして、この場合、S13におけるクロック周波数と電圧とは、位相同期回路21およびレギュレータ22により、クロック周波数が0.917MHzとなるように、電圧が0.33Vとなるように制御される。このときの消費電力は、「VoltageScalingなし」の場合には、43.1850mWであり、「VoltageScalingあり」の場合には、13.6518mWである。この場合、逆行列計算を行う処理時間が長くなるほど消費電力が小さくなる。
そして、このような検出遅延大モードの場合、逆行列計算に要するパケットの数と、パケットスキップ数とは、同じ数であり、ドップラーシフトに応じて、逆行列計算に要するパケットの数と、パケットスキップ数とを変えることができる。
このように、本願発明によれば、伝搬路の時間変動に応じて、逆行列の計算に要する処理時間を可変にすることができる。すなわち、逆行列計算の処理時間を、伝搬路の時間変動に応じて変化させることができる。したがって、例えば伝搬路の時間変動が小さい場合、逆行列の計算を複数パケット毎に行うよう制御することができる。その結果、消費電力を抑えることができる。
また、この場合、伝搬路の時間変動が大きい場合には、逆行列計算を行う基となるパケットとデータ信号のパケットとが異なると、データの復元が適切に行えなく虞があるため、逆行列計算を行う処理時間は、ガードインターバル時間とする。また、伝搬路の時間変動が小さい場合には、逆行列計算を行う基となるパケットとデータ信号のパケットとが異なってもデータの復元が適切に行えるため、逆行列計算を行う処理時間は、1パケット分の時間や複数パケット分の時間とする。したがって、伝搬路の時間変動に応じて逆行列計算を行う処理時間を変更する場合でも、通信品質を劣化させることがない。
表1は、図8、図10、および図12に示す消費電力と処理時間との関係を示す表である。
Figure 0005720058
表1を参照して、上記したように、逆行列計算をガードインターバル時間で行う場合の消費電力846.5445mWと、1パケット分の時間で行う場合(Voltage Scalingなし)の消費電力81.4979mWとを比較すると、約1/10である。また、逆行列計算をガードインターバル時間で行う場合の消費電力846.5445mWと、複数パケット分、例えば16パケット分の時間で行う場合(Voltage Scalingなし)の消費電力43.1850mWとを比較すると、約1/20である。さらに、逆行列計算をガードインターバル時間で行う場合の消費電力846.5445mWと、16パケット分の時間で行う場合(Voltage Scalingあり)の消費電力13.6518mWとを比較すると、約1/60である。したがって、消費電力が削減されていることがわかる。
ここで、クロック周波数の算出方法について説明する。クロック周波数は、図7で示したガードインターバル時間で逆行列計算を行う処理時間Pを分子とし、1パケット分の時間で逆行列計算を行う(検出遅延小モード)処理時間P、または複数パケット分の時間で逆行列計算を行う(検出遅延大モード)処理時間Pを分母として、速度比を算出し、算出した速度比と最大クロック周波数fとの積で求める。なお、最大クロック周波数fとは、ガードインターバル時間で逆行列計算を行うという高速動作時に応じた値である。したがって、クロック周波数fは、ガードインターバル時間で逆行列計算を行う高速動作時には、f=fとなり、検出遅延小モードの場合には、f=(P/P)fとなり、検出遅延大モードの場合には、f=(P/P)fとなる。
また、電圧はクロック周波数から求める。クロック周波数と電圧との関係は、非特許文献「D. Sengupta and R. Saleh, “Power-Delay Metrics Revisited for 90nm CMOS Technology”, IEEE International Symposium on Quality of Electronic Design (ISQED), March 21-23 2005, pp. 291-296.」で示す以下の式(1)で表すことができる。
Figure 0005720058
なお、fはクロック周波数、VDDは電圧、k、kは回路プロセスに依存した定数値、Nは回路のトランジスタ総数、VはCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)トランジスタの閾値電圧である。この式(1)に基づいて、クロック周波数から電圧を求める。なお、CMOS回路の動的電力に対する電力式は、以下の式(2)で表すことができる。
Figure 0005720058
なお、Powerは、電力であり、Cは、回路におけるキャパシタ容量である。
したがって、(2)式を参照すると、電力はクロック周波数に比例し電圧の2乗に比例するため、クロック周波数と電圧とを下げることにより消費電力を削減することができる。
なお、上記した図8、図10、および図12に示すドップラーシフトとパケットスキップ数との関係は、以下に示すシミュレーション結果に基づくものである。図13は、シミュレーションに用いたMIMO検出装置50の構成を示す図である。図2に示したMIMO検出装置11のうち、位相同期回路21にはPLL(Phase Locked Loop)51を用い、レギュレータ22にはDC/DCコンバータ52を用いた。なお、PLL51およびDC/DCコンバータ52においては、非特許文献「石川、他、『低電力90−nmCMOS動きベクトル検出プロセッサの開発』、信学技報、ICD2006−201、pp.25−30、2007年2月28日」や「益田、他、『小面積低電力PLL回路の設計』、電子情報通信学会総合大会講演論文集、2009年エレクトロニクス(2)、p.133、2009年3月4日」を参考にした。また、シミュレーションの条件は、以下の表2に示す通りである。
Figure 0005720058
表2の条件に基づいて、ドップラーシフトが2Hz〜20Hzの間で、SNR(Signal Noise Ratio)−BER(Bit Error Rate)特性を算出した。図14は、ドップラーシフトが10Hzの場合のSNR−BER特性を示すグラフである。
そして、SNR−BER特性に基づいて、検出遅延大モードの場合、パケットスキップ数が16、および8の場合をNGとし、パケットスキップ数が4以下の場合をOKとした。したがって、図12を参照すると、ドップラーシフトが10Hzの場合、パケットスキップ数が4となっている。また、検出遅延小モードの場合、パケットスキップ数が16の場合をNGとし、パケットスキップ数が8以下の場合をOKとした。したがって、図10を参照すると、ドップラーシフトが10Hzの場合、パケットスキップ数が8となっている。このように、図8、図10、および図12に示す各ドップラーシフトにおいて、SNR−BER特性に基づいて、パケットスキップ数がOKの値を決定した。
なお、上記の実施の形態においては、テーブルを参照して、クロック周波数と電圧とを決定する例について説明したが、これに限ることなく、上記した(1)式を用いて、クロック周波数から電圧を算出してもよい。
また、上記の実施の形態においては、逆行列計算器23に対して、位相同期回路21とレギュレータ22とによりクロック周波数と電圧とを制御されて供給される例について説明したが、位相同期回路21とレギュレータ22とは、逆行列計算器23のLSI(大規模集積回路)チップの外部に接続してもよいし、同じLSIチップ内で集積してもよい。
また、上記の実施の形態においては、ドップラーシフトを推定して、伝搬路の時間変動を推定する例について説明したが、これに限ることなく、他の方法を用いて、伝搬路の時間変動を推定してもよい。
また、上記の実施の形態においては、検出遅延大モードの場合、逆行列計算に要するパケットの数と、パケットスキップ数とは、同じ数である例について説明したが、これに限ることなく、異なる数であってもよい。
以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。
この発明は、MIMO−OFDM方式の無線通信において、有効に利用される。
10 受信機、11,50 MIMO検出装置、12 同期処理部、13 フーリエ変換部、14 MIMO等化部、15 デ・マッパー部、16 誤り訂正部、17 復号部、18 デ・スクランブラー部、20,54 検出速度制御器、21,51 位相同期回路、22,52 レギュレータ、23,53 逆行列計算器、26a,26b ショートプリアンブル、27a,27b ロングプリアンブル、28a ガードインターバル、29a データ信号、30 パケット間間隔、31,32,33,34,35,36,37,38,39 パケット。

Claims (3)

  1. 複数の送受信アンテナを用いて複数の伝搬路を形成するMIMO−OFDM方式の無線通信に用いられるMIMO検出装置であって、
    前記MIMO検出装置は、無線通信の受信機側に設けられており、
    前記MIMO検出装置は、
    前記受信機にて受信した信号に基づく伝搬路の行列に対して、その逆行列を計算する逆行列計算手段と、
    伝搬路の時間変動を推定する推定手段と、
    前記推定手段により推定した伝搬路の時間変動に応じて、前記逆行列計算手段による逆行列の計算に要する処理時間を可変に制御する可変制御手段とを備え、
    前記逆行列計算手段は、逆行列を計算する逆行列計算回路であって、
    前記可変制御手段は、前記逆行列計算回路へ供給するクロック周波数および電圧を可変に制御することにより、逆行列の計算に要する処理時間を可変に制御する、MIMO検出装置。
  2. 前記受信機は、データを複数のパケットに分割して受信し、
    前記可変制御手段は、前記推定手段により伝搬路の時間変動が大きいと推定されると、
    逆行列の計算に要する処理時間を1パケットのガードインターバル時間になるよう、クロ
    ック周波数および電圧を制御する、請求項に記載のMIMO検出装置。
  3. 前記可変制御手段は、前記推定手段により伝搬路の時間変動が小さいと推定されると、逆
    行列の計算に要する処理時間を1パケット分または複数パケット分の時間になるよう、ク
    ロック周波数および電圧を制御する、請求項に記載のMIMO検出装置。
JP2011097101A 2011-04-25 2011-04-25 Mimo検出装置 Active JP5720058B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011097101A JP5720058B2 (ja) 2011-04-25 2011-04-25 Mimo検出装置
US13/447,745 US8681905B2 (en) 2011-04-25 2012-04-16 MIMO detector

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011097101A JP5720058B2 (ja) 2011-04-25 2011-04-25 Mimo検出装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2012231229A JP2012231229A (ja) 2012-11-22
JP5720058B2 true JP5720058B2 (ja) 2015-05-20

Family

ID=47021340

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2011097101A Active JP5720058B2 (ja) 2011-04-25 2011-04-25 Mimo検出装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8681905B2 (ja)
JP (1) JP5720058B2 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102094726B1 (ko) 2013-05-24 2020-03-30 삼성전자주식회사 Ofdm 신호의 papr 저감 방법 및 장치, 송신 장치
WO2016168651A1 (en) 2015-04-16 2016-10-20 Andrew Wireless Systems Gmbh Uplink signal combiners for mobile radio signal distribution systems using ethernet data networks
US10756831B2 (en) * 2017-07-31 2020-08-25 Massachusetts Institute Of Technology Characterizing transmit channels from an antenna array to a transceiver
US10841217B2 (en) * 2018-05-25 2020-11-17 Analog Devices Global Unlimited Company Multi-packet protocol header detection
JPWO2023139679A1 (ja) * 2022-01-19 2023-07-27

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3629261B2 (ja) 2002-11-26 2005-03-16 松下電器産業株式会社 無線受信装置
US7558223B2 (en) * 2005-04-04 2009-07-07 Panasonic Corporation OFDM receiving method of OFDM receiver for receiving an OFDM signal via a plurality of space paths
US7555661B2 (en) * 2005-05-03 2009-06-30 Sirf Technology, Inc. Power management in digital receivers that adjusts at least one a of clock rate and a bit width based on received signal
JP5073433B2 (ja) * 2007-02-22 2012-11-14 ラピスセミコンダクタ株式会社 Ofdm受信機
KR100948400B1 (ko) * 2007-12-29 2010-03-19 (주)카이로넷 Ofdm 시스템 및 상기 ofdm 시스템의 셀간 간섭제거 방법
US7986919B2 (en) * 2008-03-19 2011-07-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Simplified impairments matrix calculation for SINR estimation

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012231229A (ja) 2012-11-22
US8681905B2 (en) 2014-03-25
US20120269301A1 (en) 2012-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8320507B2 (en) Mobile communication system, receiving device, and method
Onic et al. Direct vs. two-step approach for unique word generation in UW-OFDM
JP5720058B2 (ja) Mimo検出装置
US8861572B2 (en) Method and arrangement of delay spread compensation
US8908555B2 (en) Technique for channel estimation in the presence of a signal phase discontinuity
KR20140077971A (ko) 채널 예측을 위한 방법 및 장치
KR101241824B1 (ko) Ofdm 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법
WO2011097731A1 (en) Channel estimation and data detection in a wireless communication system in the presence of inter-cell interference
CN103250357B (zh) 虚拟mimo的上行链路噪声估计
JP2020043570A (ja) スパース順序付け反復群マルチアンテナチャネル推定
US20120328055A1 (en) Channel estimation circuit, channel estimation method, and receiver
JP2009278511A (ja) 通信方式および電力線通信端末
WO2017152288A1 (en) Method and system for carrier frequency offset estimation in lte mtc device communication
JP4680036B2 (ja) 受信装置および受信方法
JP5431498B2 (ja) 移動体通信のための受信機及び方法
US10686637B2 (en) Receiving apparatus and receiving method
EP2858279A1 (en) Reception device, reception method, and program
KR20150009824A (ko) 무선랜 단말기의 구동 방법
US9100228B2 (en) Long term evolution (LTE) uplink canonical channel estimation
Kumutha et al. Hilbert fast-SAMP with different channel estimation schemes of BER analysis in MIMO-OFDM system
JP6097609B2 (ja) 受信機および受信方法
JP2009141740A (ja) Ici量推定装置、推定方法、およびこれを用いた受信装置
KR20160034116A (ko) 다중 사용자 다중-입력 다중-출력 방식을 지원하는 통신 시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법
Miyazaki et al. Low-power dynamic MIMO detection for a 4× 4 MIMO-OFDM receiver
KR20110112567A (ko) 무선통신 시스템에서 채널추정 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20140307

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20140307

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20141201

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20141209

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20150202

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20150224

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20150302

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5720058

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250