JP5432335B2 - ドップラー周波数推定回路 - Google Patents

Description

本発明は、地上デジタル放送受信機等のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）受信機に設けられるドップラー周波数推定回路に関するものである。

図２は、従来の地上デジタル放送受信機の概略の構成図である。
この地上デジタル放送受信機は、ＯＦＤＭ変調されたＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯の無線信号ＲＦを受信するアンテナ１と、このアンテナ１で受信した無線信号ＲＦを局部発振部２の局部発振信号ＬＯで周波数変換して所望の受信チャネルの中間周波信号ＩＦを生成するチューナ３を有している。中間周波信号ＩＦは、利得制御信号ＡＧＣで増幅度が制御される可変利得増幅器（以下、「ＡＭＰ」という）４で平均電力が一定の値になるように増幅され、アナログ・デジタル変換器（以下、「ＡＤＣ」という）５に与えられるようになっている。ＡＤＣ５の出力側には、電力算出部６が接続されている。

電力算出部６は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号に基づいて、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力に応じた値を算出するものである。電力算出部６の出力信号ＣＯＮはデジタル・アナログ変換器（以下、「ＤＡＣ」という）７に与えられ、このＤＡＣ７でアナログ信号に変換されて、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えられるようになっている。

更に、ＡＤＣ５の出力側には、高速フーリエ変換器（以下、「ＦＦＴ」という）８が接続されている。ＦＦＴ８は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号を、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換するものである。ＦＦＴ８の出力側には、複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する等化器（ＥＱＵ）９が接続されている。更に、この等化器９の出力側には、図示しないが、エラー訂正部、映像音声再生部等が接続されている。

この地上デジタル放送受信機では、アンテナ１で受信された無線信号ＲＦから所望の信号がチューナ３で選択され、中間周波信号ＩＦに変換される。中間周波信号ＩＦには複数の搬送波が多重され、各搬送波は放送内容や制御信号を構成するデータで直交変調されている。中間周波信号ＩＦは、ＡＭＰ４で所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、サンプリングクロックに従ってデジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＦＦＴ８に与えられて搬送波毎の信号に分離されて受信データが生成され、等化器９で複数の搬送波間の同期が取られて受信データが生成される。受信データは、映像音声再生部等によって映像や音声として再生される。

一方、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は電力算出部６に与えられ、一定期間の平均電力が計算される。電力算出部６で算出された平均電力の値は、ＤＡＣ７によってアナログの利得制御信号ＡＧＣに変換され、ＡＭＰ４に与えられる。ＡＭＰ４では、利得制御信号ＡＧＣが大きくなると増幅度が低下し、利得制御信号ＡＧＣが小さくなると増幅度が増加する。これにより、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力は、所定の値に収束する。

従って、ＡＭＰ４から出力される平均電力を、ＡＤＣ５の最適な入力レベルとなるように設定することで、このＡＤＣ５から適切にデジタル値に変換された受信信号が得られる。

特開２０００−２２６６１号公報 特開２００５−４５６６４号公報 特開２００４−１５３８１１号公報

しかしながら、前記地上デジタル放送受信機は、受信レベルの変動を抑制して良好な受信状態を保つように構成されているが、低速移動時等のドップラー周波数が低い場合は、利得制御信号ＡＧＣの変化が少なくなる。前記地上デジタル放送受信機は、変化が生じた状態数等でドップラー周波数を推定するため、推定精度が下がって誤ったドップラー周波数を示す確率が増えるという課題があった。

本発明は、ＯＦＤＭ受信機のドップラー周波数検出等に使用するための、低速移動時でもドップラー周波数が検出可能なドップラー周波数推定回路を提供することを目的としている。

本発明のドップラー周波数推定回路は、ＯＦＤＭ変調された無線信号を復調して得られた受信信号が入力され、該受信信号と第１の閾値とを比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号が該第１の閾値を通過する回数をカウントし、カウントした値に基づくカウント信号を出力するカウント手段と、前記カウント信号が入力され、該カウント信号と第２の閾値とを比較し、前記カウントした値が前記第２の閾値より大きい場合に１加算し、それ以外の場合に１減算する第１の出力信号を出力する第１の比較手段と、前記第１の出力信号が入力され、該第１の出力信号を前記一定時間遅延させた第１の遅延信号を出力する第１の遅延手段と、前記第１の出力信号と前記第１の遅延信号とが入力され、該第１の出力信号と該第１の遅延信号との差分を算出し、第１の差分出力信号を出力する第１の差分算出手段と、前記第１の差分出力信号の高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段と、を備えたことを特徴としている。

本発明のドップラー周波数推定回路は、カウント手段と比較手段を用いるだけで、電力計算を行わずにドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号を生成している。これにより、演算規模が縮小され、かつ低速移動時等においてもドップラー周波数を精度良く推定することができるという効果がある。

本発明の実施例１のドップラー周波数推定回路の構成図である。 従来の地上デジタル放送受信機の概略の構成図である。 振幅ｒと確率密度分布ｐ（ｒ）の関係を示すグラフである。 本発明の参考例１の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図である。 本発明の参考例２の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図である。

本発明を実施するための形態は、受信信号の電力変動情報をより細かく生成することで、低いドップラー周波数であっても、推定精度を落とさないようにするものであり、次のような処理を行うようにしている。

先ず、受信したＯＦＤＭ信号の電力変動を求め、次に、ＯＦＤＭ信号振幅の特徴を利用することによって演算規模を削減する。即ち、ＯＦＤＭ信号は、複数の直交正弦波の足し合わせで構成され、その振幅は正規分布で近似することができる。このため、信号の振幅ｚ（ｔ）は、次式で表される。
ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊｙ（ｔ）

ここで、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）が、各々独立した正規分布で近似できるとすると、次式のようになる。

次に本信号の振幅をｒ（ｔ）とすると、ｒ（ｔ）＝√｛ｘ^２（ｔ）＋ｙ^２（ｔ）｝となるので、振幅の確率密度分布ｐ（ｒ）は、次のようになる。図３は、振幅ｒと確率密度分布ｐ（ｒ）の関係を示すグラフである。

そして、ＯＦＤＭ信号が持つ上記信号振幅分布を元に利得制御を行う。
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。

本発明の実施例１を説明する前に、先ず、本実施例１の前提となる参考例１について説明する。

［参考例１］
図４は、本発明の参考例１の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この地上デジタル放送受信機は、ＯＦＤＭ変調されたＵＨＦ帯の無線信号ＲＦを受信するアンテナ１と、このアンテナ１で受信した無線信号ＲＦを局部発振部２の局部発振信号ＬＯで周波数変換して所望の受信チャネルの中間周波信号ＩＦを生成するチューナ３を有している。中間周波信号ＩＦは、利得制御信号ＡＧＣで増幅度が制御されるＡＭＰ４で平均電力が一定の値になるように増幅され、ＡＤＣ５に与えられるようになっている。ＡＤＣ５の出力側には、ＦＦＴ８とレベル制御回路１０が接続されている。

ＦＦＴ８は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された時間領域の信号を、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波に対応する周波数領域の信号に変換するものである。ＦＦＴ８の出力側には、複数の搬送波間の同期を取って受信データを生成する２組の等化器（ＥＱＵ）９Ａ，９Ｂが接続されている。

等化器９Ａ，９Ｂは、ドップラー現象による遅延時間の変動に対する特性が異なるもので、例えば、等化器９Ａは応答速度を重視した設定により、遅延時間の変動が大きい入力信号に適したものとなっている。また、等化器９Ｂは、精度と安定度を重視した設定により、遅延時間の変動の少ない入力信号に対して高精度の特性を示すようになっている。等化器９Ａ，９Ｂの出力側は、セレクタ３２を介して図示しないエラー訂正部、映像音声再生部等に接続されている。

レベル制御回路１０は、ＡＤＣ５でデジタル値に変換された信号を、閾値ＴＨ１と比較する比較器（ＣＭＰ）１１を有している。比較器１１は、ＡＤＣ５から出力される信号が閾値ＴＨ１よりも大きいときに“１”となる信号をカウンタ（ＣＮＴ）１２に与えるものである。カウンタ１２は、比較器１１から与えられる信号が“１”のときに、ＡＤＣ５のサンプリングクロックＣＬＫをカウントするものである。カウンタ１２のカウント値は、移動平均部１３に与えられるようになっている。

移動平均部１３は、カウンタ１２のカウント値を、シンボルタイミング信号ＴＩＭに従って一定期間累積加算し、その加算値を制御信号ＣＯＮとして出力するものである。制御信号ＣＯＮは、ＤＡＣ７とドップラー周波数検出器２０に与えられるようになっている。

ＤＡＣ７は、レベル制御回路１０の移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮをアナログ信号に変換し、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えるものである。

一方、ドップラー周波数検出器２０は、レベル制御回路１０の移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮに基づいて、この地上デジタル放送受信機の移動に伴う受信周波数の変化、即ち、ドップラー周波数を検出するものである。

このドップラー周波数検出器２０は、微分部２１、０クロス検出部２２、パルスカウント部２３及び平滑部２４で構成されている。微分部２１は、シンボルタイミング信号ＴＩＭ毎に移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮの増減を算出して０クロス検出部２２に与えるものである。制御信号ＣＯＮが増加すれば、微分部２１から＋の結果が出力され、減少すれば−の結果が出力される。

０クロス検出部２２は、微分部２１から与えられる値が０を交差したことを検出してパルス信号を出力するものである。即ち、０クロス検出部２２は、微分部２１から与えられる値が＋から−に変化したときと、−から＋に変化したときに、それぞれパルス信号を出力するようになっている。

パルスカウント部２３は、一定期間（例えば、１秒）毎に、その期間中に０クロス検出部２２から出力されるパルス信号の数をカウントするものである。一定期間にパルスカウント部２３でカウントされたカウント値は、平滑部２４へ与えられるようになっている。

平滑部２４は、パルスカウント部２３から出力されるカウント値に含まれる高周波成分を除去し、ドップラー検出信号ＤＥＴを出力する低域通過フィルタである。ドップラー検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられて閾値ＴＨ２と比較され、この比較器３１の比較結果の信号が、セレクタ３２に対する選択信号として与えられるようになっている。

セレクタ３２では、選択信号に従って、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２を超えたときは、応答速度を重視した等化器９Ａを選択し、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂを選択するようになっている。

次に動作を説明する。
参考例１の地上デジタル放送受信機では、アンテナ１で４５０〜７００ＭＨｚの無線信号ＲＦが受信され、チューナ３で選択された所望のチャネルの信号が、中心周波数を約５００ｋＨｚとして帯域が約４５０ｋＨｚの中間周波信号ＩＦに変換される。この中間周波信号ＩＦには、例えば１０８波の搬送波が多重されており、各搬送波は放送内容や制御信号を構成するデータによって直交変調されている。チューナ３から出力された中間周波信号ＩＦは、ＡＭＰ４によって所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、例えば２ＭＨｚのサンプリングクロックＣＬＫに従ってデジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＦＦＴ８とレベル制御回路１０に与えられる。

ＦＦＴ８に与えられた受信信号は、搬送波毎の信号に分離されて等化器９Ａ，９Ｂに与えられる。等化器９Ａ，９Ｂでは、それぞれの特性に従って複数の搬送波間の同期を取って受信データが生成される。等化器９Ａ，９Ｂの出力信号はセレクタ３２へ与えられ、選択信号に従って一方が選択される。セレクタ３２で選択された信号は、受信データとして図示しないエラー訂正部や映像音声再生部等に与えられ、映像や音声として再生される。

一方、レベル制御回路１０に与えられた受信信号は、比較器１１によって閾値ＴＨ１と比較される。受信信号のレベルが閾値ＴＨ１よりも大きいと、比較器１１の出力信号は“１”となり、カウンタ１２は、サンプリングクロックＣＬＫによってカウントアップされる。なお、受信信号のレベルが閾値ＴＨ１以下のときは、比較器１１の出力信号は“０”となり、カウンタ１２の動作は停止される。カウンタ１２のカウント値は、一定期間（例えば、搬送波の変調単位である１シンボルの期間＝約１ｍｓ）毎に移動平均部１３に与えられる。

移動平均部１３において、カウンタ１２のカウント値はシンボルタイミング信号ＴＩＭに従って一定回数（例えば最新の１０回分）だけ累積加算されて移動平均がとられ、制御信号ＣＯＮとして出力されてＤＡＣ７とドップラー周波数検出器２０に与えられる。

ＤＡＣ７では、レベル制御回路１０の移動平均部１３から与えられる制御信号ＣＯＮがアナログ信号に変換され、利得制御信号ＡＧＣとしてＡＭＰ４に与えられる。ここで、ＡＤＣ５の出力レベルが上昇してレベル制御回路１０に与えられる受信信号が大きくなると、閾値ＴＨ１を超える頻度が増加する。これにより、カウンタ１２のカウント値は増加し、移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮも増加する。この結果、利得制御信号ＡＧＣも大きくなり、ＡＭＰ４の増幅度が低下してこのＡＭＰ４の出力信号のレベルは低下する。

逆に、ＡＤＣ５の出力レベルが低下してレベル制御回路１０に与えられる受信信号も小さくなり、閾値ＴＨ１を超える頻度が減少する。これにより、カウンタ１２のカウント値は減少し、移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮも減少する。この結果、利得制御信号ＡＧＣは小さくなり、ＡＭＰ４の増幅度が上昇してこのＡＭＰ４の出力信号のレベルは上昇する。このようなフィードバック作用により、ＡＭＰ４の出力信号の平均電力は、所定の値に収束する。

一方、ドップラー周波数検出器２０において、シンボルタイミング信号ＴＩＭ毎に移動平均部１３から出力される制御信号ＣＯＮは、微分部２１によってその増減が算出されて０クロス検出部２２に与えられる。０クロス検出部２２では、微分部２１から与えられる制御信号ＣＯＮの増減の符号の反転が検出され、符号が反転する度にパルス信号が出力される。

０クロス検出部２２から出力されるパルス信号は、パルスカウント部２３に与えられ、一定期間（例えば、１秒）毎のパルス信号の数がカウントされる。そして、一定期間にパルスカウント部２３でカウントされたカウント値は、平滑部２４へ与えられて高周波成分が除去され、ドップラー検出信号ＤＥＴとして出力される。即ち、ドップラー検出信号ＤＥＴは、利得制御信号ＡＧＣの周波数に対応したものとなる。

ドップラー検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられて閾値ＴＨ２と比較され、この比較器３１の比較結果の信号が、セレクタ３２に対する選択信号として与えられる。これにより、セレクタ３２では、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２を超えるときは、応答速度を重視した等化器９Ａが選択され、ドップラー検出信号ＤＥＴが閾値ＴＨ２以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂが選択される。

以上のように、この参考例１の地上デジタル放送受信機は、レベル制御回路１０で生成された制御信号ＣＯＮ（利得制御信号ＡＧＣの元になる信号）に基づいて、ドップラー検出信号ＤＥＴを生成するドップラー周波数検出器２０を有している。

一般的に、ドップラー周波数が低いときには、利得制御信号ＡＧＣの変化が緩やかで周波数が低く、ドップラー周波数が高いときには、利得制御信号ＡＧＣの変化が激しく周波数が高くなるという傾向がある。従って、ドップラー周波数検出回路２０で生成されたドップラー検出信号ＤＥＴを閾値ＴＨ２と比較し、比較結果の信号を選択信号として２種類の特性を有する等化器９Ａ，９Ｂの内の１つを選択することにより、適切な等化器による受信データの生成処理が可能になるという利点がある。

次に本実施例１を説明する。

［本実施例１の説明］
図１は、本発明の実施例１のドップラー周波数推定回路の構成図である。このドップラー周波数推定回路は、図４中のレベル制御回路１０とドップラー周波数検出器２０に対応するもので、これらのレベル制御回路１０とドップラー周波数検出器２０に代えて用いることができる。

ドップラー周波数推定回路は、ＡＤＣ５から出力される信号Ｓ１をそれぞれ閾値ＴＨ１，ＴＨ２（但し、ＴＨ１＞ＴＨ２）と比較する比較器４１ａ，４１ｂを有している。比較器４１ａは、Ｓ１＞ＴＨ１のときに“１”となり、それ以外のときには“０”となる信号Ｓ２を出力するものである。比較器４１ｂは、Ｓ１＞ＴＨ２のときに“１”となり、それ以外のときには“０”となる信号Ｓ３を出力するものである。信号Ｓ２，Ｓ３は、それぞれカウンタ４２ａ，４２ｂに与えられている。

カウンタ４２ａは、比較器４１ａから与えられる信号Ｓ２が“１”のときに、サンプリングクロックＣＬＫをカウントするもので、そのカウント値Ｓ４が比較器４３ａ，４３ｂに与えられている。カウンタ４２ｂは、比較器４１ｂから与えられる信号Ｓ３が“１”のときに、サンプリングクロックＣＬＫをカウントするもので、そのカウント値Ｓ５が比較器４３ｃ，４３ｄに与えられている。

比較器４３ａ，４３ｂは、カウンタ４２ａのカウント値Ｓ４をそれぞれ閾値ＴＨ３，ＴＨ４（但し、ＴＨ３≠ＴＨ４）と比較するものである。比較器４３ａは、Ｓ４＞ＴＨ３のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ６を出力するものである。比較器４３ｂは、Ｓ４＞ＴＨ４のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ７を出力するものである。

比較器４３ｃ，４３ｄは、カウンタ４２ｂのカウント値Ｓ５をそれぞれ閾値ＴＨ５，ＴＨ６（但し、ＴＨ５≠ＴＨ６）と比較するものである。比較器４３ｃは、Ｓ５＞ＴＨ５のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ８を出力するものである。比較器４３ｄは、Ｓ５＞ＴＨ６のときに“−１”となり、それ以外のときには“＋１”となる信号Ｓ９を出力するものである。

比較器４３ａの信号Ｓ６は、遅延器（ＤＬＹ）４４ａと差分器４５ａに与えられている。遅延器４４ａは、信号Ｓ６を１ＯＦＤＭシンボル時間だけ遅延させるもので、出力される信号Ｓ１０が差分器４５ａに与えられるようになっている。同様に、比較器４３ｂ〜４３ｄの信号Ｓ７〜Ｓ９は、同様の遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ｂ〜４５ｄに与えられている。また、信号Ｓ７，Ｓ８は、例えば図４中のＤＡＣ７に与えられ、ＡＧＣ制御用の信号として使用されるようになっている。

差分器４５ａ〜４５ｄは、入力される２つの値の差分を算出して、それぞれ信号Ｓ１４〜Ｓ１７として出力するものである。信号Ｓ１４〜Ｓ１７は、加算器４６に与えられている。加算器４６は、信号Ｓ１４〜Ｓ１７を足し合わせ、加算結果の信号Ｓ１８を出力するもので、この信号Ｓ１８が平滑器４７に与えられるようになっている。平滑器４７は、信号Ｓ１８に含まれる高周波成分を除去し、ドップラー検出信号ＤＥＴを出力する低域通過フィルタである。

本実施例１のドップラー周波数推定回路の動作は次のようになる。
ｎ番目のＯＦＤＭシンボルに対する信号Ｓ１ｎは、比較器４１ａ，４１ｂでそれぞれ閾値ＴＨ１，ＴＨ２と比較される。Ｓ１ｎ＞ＴＨ１であれば“１”、Ｓ１ｎ≦ＴＨ１であれば“０”の信号Ｓ２ｎが比較器４１ａから出力される。また、比較器４１ｂからは、Ｓ１ｎ＞ＴＨ２であれば“１”、Ｓ１ｎ≦ＴＨ２であれば“０”の信号Ｓ３ｎが出力される。

信号Ｓ２ｎ，Ｓ３ｎは、それぞれカウンタ４２ａ，４２ｂに与えられ、サンプリングクロックＣＬＫがカウントされ、そのカウント結果がカウント値Ｓ４，Ｓ５として出力される。従って、１シンボル中のサンプル数をＮとすれば、カウント値Ｓ４，Ｓ５は、次のようになる。

これにより、所望の時間内に受信信号の振幅である信号Ｓ１が任意の閾値ＴＨ１，ＴＨ２を通過した回数が、カウント値Ｓ４，Ｓ５として求められる。

カウント値Ｓ４は、比較器４３ａ，４３ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するための任意の閾値ＴＨ３，ＴＨ４と比較される。また、カウント値Ｓ５は、比較器４３ｃ，４３ｄに与えられ、ドップラー周波数を推定するための任意の閾値ＴＨ５，ＴＨ６と比較される。このうち、閾値ＴＨ４，ＴＨ５は、受信電力制御にも用いる閾値であり、閾値ＴＨ３，ＴＨ６は、ドップラー周波数を推定するためだけに用いる閾値である。

比較器４３ａから出力された信号Ｓ６は、遅延器４４ａで遅延されて信号Ｓ１０となり、この信号Ｓ１０と、次のタイミングでこの比較器４３ａから出力される信号Ｓ６との差が、差分器４５ａで算出され、信号Ｓ１４として加算器４６に出力される。同様に、比較器４３ｂ〜４３ｄから出力される信号Ｓ７〜Ｓ９も、遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ａ〜４５ｄによって、１シンボル周期前の値との差が算出され、信号Ｓ１５〜Ｓ１７が加算器４６に出力される。

加算器４５では、信号Ｓ１４〜Ｓ１７が加算されて加算結果の信号Ｓ１８が、平滑器４７に出力される。平滑器４７では、信号Ｓ１８に含まれる高周波成分が除去され、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴが出力される。

以上のように、本実施例１のドップラー周波数推定回路では、比較結果のカウントを行うだけで、電力計算を行わずにドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴを生成している。これにより、演算規模が縮小され、低速移動時等においてもドップラー周波数を精度良く推定することができるという利点がある。

以下、本実施例１と関連する参考例２、３について説明する。

［参考例２］
図５は、本発明の参考例２の地上デジタル放送受信機を示す概略の構成図であり、図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この地上デジタル放送受信機は、図４中のＡＤＣ５とＦＦＴ８の間にデジタルフィルタ（ＦＩＬ）３３、メモリ（ＭＥＭ）３４及びデジタル可変利得増幅器（以下、「ＤＡＭＰ」という）３５を挿入すると共に、レベル制御回路１０及びドップラー周波数検出器２０に代えて、ＡＧＣ制御部（ＡＧＣ）４０Ａ、デジタルＡＧＣ制御部（ＤＡＧＣ）４０Ｂ、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂ及びフェージング周波数推定部６０を設けたものである。

デジタルフィルタ３３は、ＡＤＣ５から出力されるデジタルの受信信号から不要な帯域の信号を除去するものである。メモリ３４は、ＤＡＭＰ３５における利得制御周期単位に、受信信号を保持するものである。ＤＡＭＰ３５は、周期的にデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから与えられる利得制御信号に従って、メモリ３４に保持された受信信号を増幅してＦＦＴ８に与えるものである。

ＡＧＣ制御部４０Ａは、ＡＤＣ５から出力される受信信号に基づいて利得制御信号を生成し、ＤＡＣ７と受信変動検出部５０Ａに与えるものである。デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂは、デジタルフィルタ３３から出力される受信信号に基づいて利得制御信号を生成し、ＤＡＭＰ３５と受信変動検出部５０Ｂに与えるものである。

受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂは、それぞれＡＧＣ制御部４０Ａ及びデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから与えられる利得制御信号に基づいて、受信信号の変動の割合を検出するものである。受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂからそれぞれ出力される検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢは、フェージング周波数推定部６０に与えられるようになっている。フェージング周波数推定部６０は、乗算器６１，６２と加算器６３で構成され、検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを所定の割合で重み付け加算することにより、フェージング周波数を推定して検出信号ＤＥＴを出力するものである。検出信号ＤＥＴは、比較器３１に与えられている。

ここで、ＡＧＣ制御部４０Ａと受信変動検出部５０Ａの具体的な構成は、図１に示したドップラー周波数推定回路と同様である。即ち、図１中の比較器４１ａ，４１ｂ、カウンタ４２ａ，４２ｂ、及び比較器４３ａ〜４３ｄがＡＧＣ制御部４０Ａに対応し、図１中の遅延器４４ｂ〜４４ｄ、差分器４５ａ〜４５ｄ、加算器４６及び平滑器４７が受信変動検出部５０Ａに対応している。同様に、デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂと受信変動検出部５０Ｂの具体的な構成は、図１のドップラー周波数推定回路と同様である。

次に、この地上デジタル放送受信機の動作を、フェージング対策を中心に説明する。
アンテナ１で受信された無線信号ＲＦは、チューナ３で選択されて中間周波信号ＩＦに変換され、ＡＭＰ４によって所定のレベルに増幅されてＡＤＣ５に与えられ、デジタル値に変換される。ＡＤＣ５でデジタル値に変換された受信信号は、ＡＧＣ制御部４０Ａに与えられると共に、デジタルフィルタ３３を通してメモリ３４に保持され、更にデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂに与えられる。

ＡＧＣ制御部４０Ａに与えられた受信信号は、図１に示すように、それぞれ比較器４１ａ，４１ｂによって閾値ＴＨ１，ＴＨ２と比較され、比較結果の信号Ｓ２，Ｓ３がカウンタ４２ａ，４３ｂに与えられ、サンプリングクロックＣＬＫに従ってカウントされる。

カウンタ４２ａのカウント値Ｓ４は、比較器４３ａ，４３ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するための閾値ＴＨ３，ＴＨ４と比較される。また、カウンタ４２ｂのカウント値Ｓ５は、比較器４３ｃ，４３ｄに与えられ、ドップラー周波数を推定するための閾値ＴＨ５，ＴＨ６と比較される。このうち、閾値ＴＨ４，ＴＨ５は、受信電力制御にも用いる閾値であり、閾値ＴＨ３，ＴＨ６は、ドップラー周波数を推定するためだけに用いる閾値である。

カウント値Ｓ４と閾値ＴＨ４の比較結果の信号Ｓ７と、カウント値Ｓ５と閾値ＴＨ５の比較結果の信号Ｓ８は、受信電力制御用の信号としてＤＡＣ７に与えられ、アナログ信号に変換されてＡＭＰ４に与えられる。このアナログのＡＭＰ４による利得制御により、広いダイナミックレンジをカバーすることが出来る。

一方、デジタルフィルタ３３を通してデジタルＡＧＣ制御部４０Ｂに与えられた受信信号は、ＡＧＣ制御部４０Ａの動作と同様に、比較器によって閾値と比較され、比較結果の信号がカウンタに与えられてサンプリングクロックＣＬＫに従ってカウントされる。

カウンタのカウント値は比較器に与えられ、ドップラー周波数を推定するための信号と、受信電力制御にも用いる信号が生成される。この内、受信電力制御に用いる信号は、ＤＡＭＰ３５に与えられ、メモリ３４から読み出された受信信号の利得制御が行われる。このデジタルのＤＡＭＰ３５により精度の高い利得制御が行われる。

ＤＡＭＰ３５で利得が制御された受信信号は、ＦＦＴ８に与えられて搬送波毎の信号に分離され、等化器９Ａ，９Ｂに与えられる。等化器９Ａ，９Ｂでは、それぞれの特性に従って複数の搬送波間の同期を取って受信データが生成される。等化器９Ａ，９Ｂの出力信号はセレクタ３２へ与えられ、選択信号に従って一方が選択されて映像や音声として再生される。

また、ＡＧＣ制御部４０Ａから出力される信号Ｓ６〜Ｓ９は、受信変動検出部５０Ａに与えられる。受信変動検出部５０Ａにおいて、信号Ｓ６は図１に示すように、遅延器４４ａで遅延されて信号Ｓ１０となり、この信号Ｓ１０と、次のタイミングでこの比較器４３ａから出力される信号Ｓ６との差が、差分器４５ａで算出され、信号Ｓ１４として加算器４６に出力される。同様に、信号Ｓ７〜Ｓ９も、遅延器４４ｂ〜４４ｄと差分器４５ａ〜４５ｄによって、１シンボル周期前の値との差が算出され、信号Ｓ１５〜Ｓ１７が加算器４６に出力される。

加算器４５では信号Ｓ１４〜Ｓ１７が加算され、加算結果の信号Ｓ１８に含まれる高周波成分が平滑器４７で除去され、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴＡが出力される。同様に、デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂから出力される信号は受信変動検出部５０Ｂに与えられ、ドップラー周波数を推定するためのドップラー検出信号ＤＥＴＢが出力される。

ドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢは、フェージング周波数推定部６０に与えられて重み付け加算が行われ、フェージング周波数推定値ＤＥＴが生成される。フェージング周波数推定値ＤＥＴは、比較器３１で閾値ＴＨＸと比較される。そして、フェージング周波数推定値ＤＥＴが閾値ＴＨＸを超えるときは、応答速度を重視した等化器９Ａが選択され、このフェージング周波数推定値ＤＥＴが閾値ＴＨＸ以下のときは、精度と安定度を重視した等化器９Ｂが選択される。

以上のように、この地上デジタル放送受信機は、アナログ方式の自動利得制御増幅回路と、デジタル方式の自動利得制御増幅回路を縦続接続した構成を有している。アナログ方式の自動利得制御増幅回路は、広いダイナミックレンジをカバーすることが出来るが、リアルタイムで利得制御を行うため、利得制御に遅延を生じるという課題がある。即ち、伝搬路の変動で常に信号電力が変動している状態で遅延が生じると、利得制御の情報を生成した信号と利得制御される信号の電力が、その遅延分だけずれることとなり、この差が利得制御の誤差となる。

これに対し、デジタル方式の自動利得制御増幅回路では、利得制御の情報を生成している信号を同時にメモリ３４に一旦保持しておき、このメモリ３４から読み出した信号を、生成した利得制御の情報に従って増幅することができる。これにより、利得制御の情報を生成した信号と利得制御される信号が同一の信号となるので、精度の高い利得制御が可能になる。

更に、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂでは、それぞれアナログ方式のＡＧＣ制御部４０Ａとデジタル方式のＤＡＧＣ制御部４０Ｂで得られた制御信号からドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを生成し、フェージング周波数推定部６０でこれらを重み付け加算してフェージング周波数推定値ＤＥＴを算出している。これにより、受信電力計算等の回路が必要なくなり、簡素化された回路構成で精度の高いフェージング周波数推定値ＤＥＴが得られる。

［参考例３］
参考例２では、ＡＧＣ制御部４０Ａ，デジタルＡＧＣ制御部４０Ｂの構成を、図１中の構成と同様であるとして説明したが、利得制御信号を生成するための信号電力推定値ｓ−ｐｏｗ（Ｔ）を、次のように演算する構成を採用することが出来る。

但し、
ｓ−ｓｉｇ（Ｔ，ｋ）：受信信号、
Ｔ：制御信号生成周期、
ｋ：制御信号生成周期内における信号の大きさ順（最大は１）、
ｎ：制御信号生成周期内における信号の上位からの順番を示す任意の値である。

この演算は、次の手順１〜手順４で行うことができる。
（手順１）
一定時間（即ち、制御信号生成周期）毎に通過する信号の最も大きいものから順に、その値を保持する。
（手順２）
保持した最大の値からｎ番目までの値を合計し、受信信号電力の推定値とする。
（手順３）
推定値が一定の値になるように、基準値を推定値で割った値に相当する値を生成し、これを制御情報とする。
（手順４）
更に、受信変動検出部５０Ａ，５０Ｂでは、現在の制御情報と１つ前の制御情報の差分を求め、差分がある場合を１、ない場合を０として、平滑化してドップラー検出信号ＤＥＴＡ，ＤＥＴＢを生成する。
これにより、演算処理を簡略化することが出来る。

なお、本発明は、上記参考例１〜３や実施例１に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（ａ） 図４では、２種類の等化器９Ａ，９Ｂを、ドップラー検出信号ＤＥＴに従って選択するようにしているが、３種類以上の等化器を用いてドップラー検出信号ＤＥＴの値に基づいて切り換えるようにしても良い。
（ｂ） ２種類の等化器９Ａ，９Ｂを、ドップラー検出信号ＤＥＴに従って選択するようにしているが、外部からパラメータを設定することができる等化器を使用し、ドップラー検出信号ＤＥＴに従ってパラメータを設定するように構成しても良い。
（ｃ） レベル制御回路１０の構成は一例であり、利得制御信号ＡＧＣの元となる制御信号ＣＯＮを生成するものであれば、どのような構成でも良い。
（ｄ） ドップラー周波数検出器２０の構成は、例示したものに限定されない。即ち、利得制御信号ＡＧＣの周波数を検出することができる構成であれば良い。
（ｅ） フェージング周波数推定部６０の構成は、例示したものに限定されない。例えば、乗算器６１，６２に代えてシフト回路を用いることにより、簡素化することが出来る。

４ 可変利得増幅器
５ アナログ・デジタル変換器
７ デジタル・アナログ変換器
８ 高速フーリエ変換器
９Ａ，９Ｂ 等化器
１０ レベル制御回路
２０ ドップラー周波数検出器
２１ 微分部
２２ ０クロス検出部
２３ パルスカウント部
２４ 平滑部
３１，４１，４３ 比較器
３２ セレクタ
４０Ａ ＡＧＣ制御部
４０Ｂ デジタルＡＧＣ制御部
４２ カウンタ
４４ 遅延器
４５ 差分器
４６ 加算器
４７ 平滑器
５０Ａ，５０Ｂ 受信変動検出部
６０ フェージング周波数推定部

Claims (3)

1. 直交周波数分割多重変調された無線信号を復調して得られた受信信号が入力され、該受信信号と第１の閾値とを比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号が該第１の閾値を通過する回数をカウントし、カウントした値に基づくカウント信号を出力するカウント手段と、
   前記カウント信号が入力され、該カウント信号と第２の閾値とを比較し、前記カウントした値が前記第２の閾値より大きい場合に１加算し、それ以外の場合に１減算する第１の出力信号を出力する第１の比較手段と、
   前記第１の出力信号が入力され、該第１の出力信号を前記一定時間遅延させた第１の遅延信号を出力する第１の遅延手段と、
   前記第１の出力信号と前記第１の遅延信号とが入力され、該第１の出力信号と該第１の遅延信号との差分を算出し、第１の差分出力信号を出力する第１の差分算出手段と、
   前記第１の差分出力信号の高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段と、
   を備えたことを特徴とするドップラー周波数推定回路。
2. 請求項１に記載のドップラー周波数推定回路であって、
   前記カウント信号が入力され、該カウント信号と第３の閾値とを比較し、前記カウントした値が前記第３の閾値より大きい場合に１加算し、それ以外の場合に１減算する第２の出力信号を出力する第２の比較手段と、
   前記第２の出力信号が入力され、該第２の出力信号を前記一定時間遅延させた第２の遅延信号を出力する第２の遅延手段と、
   前記第２の出力信号と前記第２の遅延信号とが入力され、該第２の出力信号と該第２の遅延信号との差分を算出し、第２の差分出力信号を出力する第２の差分算出手段と、
   前記第１の差分出力信号および前記第２の差分出力信号を入力し、前記第２の差分算出手段および前記第２の差分算出手段の各々で算出された差分の合計値を算出し、加算信号を出力する加算手段と、
   を備え、
   前記平滑手段は、前記加算信号の高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する、
   ことを特徴とするドップラー周波数推定回路。
3. 直交周波数分割多重変調された無線信号を復調して得られた受信信号がそれぞれ入力され、該受信信号とそれぞれ第１及び第２の閾値とを比較し、一定時間毎にその時間内で該受信信号が該閾値を通過する回数をカウントする第１及び第２のカウント手段と、
   前記第１のカウント手段のカウント値をそれぞれ第３及び第４の閾値と比較して比較結果の信号を出力する第１及び第２の比較手段と、
   前記第２のカウント手段のカウント値をそれぞれ第５及び第６の閾値と比較して比較結果の信号を出力する第３及び第４の比較手段と、
   前記第１〜第４の比較手段から出力される信号をそれぞれ前記一定時間だけ遅延させて出力する第１〜第４の遅延手段と、
   前記第１〜第４の比較手段と、該第１〜第４の比較手段に対応する前記第１〜第４の遅延手段から出力される信号のそれぞれの差分を算出する第１〜第４の差分算出手段と、
   前記第１〜第４の差分算出手段で算出された差分の合計値を算出する加算手段と、
   前記加算手段で算出された合計値に含まれる高周波成分を除去してドップラー検出信号を出力する平滑手段と、
   を備えたことを特徴とするドップラー周波数推定回路。

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