JPWO2006085487A1 - ディジタル放送受信機及び同期検出方法 - Google Patents

ディジタル放送受信機及び同期検出方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、ディジタル放送受信機における同期受信の精度向上、同期処理の迅速化等を実現することを目的とする。
直交検波によって生成されるヌルシンボル期間を有するベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄｑをエンベロープ検出して、エンベロープ信号を生成するローパスフィルタ５aと、ディジタルデータＤi，Ｄｑを所定の時間区間毎に平均演算して平均値信号を生成する平均値演算部５bと、エンベロープ信号を所定の減衰率で減衰させた減衰エンベロープ信号と平均値信号とのレベルを比較し、平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さい期間をホールド期間としてローパスフィルタ５aにホールド動作させ、平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さくなる時点から、ホールド期間における減衰エンベロープ信号のレベルより平均値信号のレベルが大きくなる時点までの期間をヌルシンボル期間として判定する同期信号判定部５cを備えて同期受信を行う。

Description

本発明は、ディジタル放送を受信するディジタル放送受信機に関し、特に同期受信の精度向上や同期処理の迅速化等を実現するディジタル放送受信機に関する。
一般に、リアルタイムに放送されてくるディジタル放送を受信するためには、受信機側で同期受信を行う必要がある。
この同期受信を行うため、特開２００４−２０８２８６号公報に開示されているＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式によるＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）システムのディジタル音声放送を受信する放送受信機では、放送局側からベースバンド信号に乗せて所定のフレーム長（フレーム周期）毎に伝送されてくる送信電力の小さいヌルシンボル（Null symbol）を検出するヌルシンボル検出装置が設けられている。
この従来のヌルシンボル検出装置は、同公報の図１に示されているように、振幅検出部と、複数個の同期加算バッファと、移動平均処理部と、伝送モード判定部と、ヌル位置検出部とを有して構成されている。受信すべき放送チャンネルが切り替え選択等されると、初期同期のための処理が開始され、振幅検出部がベースバンド信号のエンベロープを検出し、伝送モードに従って所定のフレーム長毎に繰り返し伝送されてくるヌルシンボルを他のシンボルの振幅との差異に基づいて検出する。
そして、検出された各ヌルシンボルの期間を、伝送モード毎に対応付けられている各同期加算バッファが計測して蓄積していき、移動平均処理部が各同期加算バッファに蓄積された複数の計測データの移動平均値に基づいてヌルシンボルの期間を判定し、伝送モード判定部がその判定されたヌルシンボルの期間に基づいて伝送モードを判定し、更にヌル位置検出部がその伝送モードの判定結果に基づいてヌルシンボルの開始位置で同期パルスを発生することにより、同期パルスに基づいて同期受信を行っている。
特開２００４−２０８２８６号公報
ところで、上記従来の放送受信機では、初期同期の際、振幅検出部がベースバンド信号のエンベロープを単にレベル判定することによって、他のシンボルより小振幅となるヌルシンボルの期間を検出しているにすぎないため、受信強度が変動した場合等では、振幅検出部だけではヌルシンボルの期間を精度良く検出することができず、且つ検出したヌルシンボルの期間に基づいて伝送モードを誤りなく判定することができない場合を生じる。
例えば、ＤＡＢ放送システムでは、フレーム長とヌルシンボル長の異なる４つの伝送モード「１」〜「４」が規定されており、伝送モード「１」のフレーム長とヌルシンボル長は９６msecと１．２９７msec、伝送モード「２」のフレーム長とヌルシンボル長は２４msecと３２４μsec、伝送モード「３」のフレーム長とヌルシンボル長は２４msecと１６８μsec、伝送モード「４」のフレーム長とヌルシンボル長は４８msecと６４８μsecに定められていることから、従来の放送受信機では、特に、フレーム長が同じでヌルシンボル長の差が小さい伝送モード「２」と「３」を識別できるように、各シンボルを精度良く検出することができない場合を招来する。
そこで、上記従来のヌルシンボル検出装置では、多数のフレーム長に亘って各ヌルシンボルの期間を検出及び計測して、各計測データを同期加算バッファに蓄積した後、移動平均処理部が、蓄積されている多数の計測データの移動平均を演算するという統計的手法を講じることで、ヌルシンボルの期間をより高い確度で推定するという処置がなされている。
しかし、このようにして放送局側から伝送された放送との初期同期を取ることとすると、長時間に亘って多数のヌルシンボルを検出した後でなければ同期したことの確定を行うことができないため、初期同期処理に多大な時間を要するという問題がある。例えば、ユーザー等が放送チャンネルを切り替えた場合や、受信状況の良好な放送チャンネルを自動的に探索するためのシーク又はサーチ処理を行う場合に、初期同期を取る必要があるが、上記従来の放送受信機では初期同期処理に多大な時間を要することから、ユーザー等の操作性や利便性を損なう等の問題を招来する。
本発明はこのような従来の問題に鑑みて成されたものであり、同期受信の精度向上、同期処理の迅速化等を図ったディジタル放送受信機と同期検出方法を提供することを目的とする。
請求項１に記載の発明は、ヌルシンボル期間を有する信号を同期受信するディジタル放送受信機であって、前記ヌルシンボル期間を有する信号をエンベロープ検出してエンベロープ信号を生成するローパスフィルタと、前記ヌルシンボル期間を有する信号を所定の時間区間毎に平均演算して平均値信号を生成する平均値演算手段と、前記エンベロープ信号を所定の減衰率で減衰させた減衰エンベロープ信号と前記平均値信号とのレベルを比較し、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さい期間をホールド期間として前記ローパスフィルタにホールド動作させ、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さくなる時点から、前記ホールド期間における減衰エンベロープ信号のレベルより前記平均値信号のレベルが大きくなる時点までの期間を前記伝送信号に含まれるヌルシンボルの期間として判定する同期信号判定手段と、を有することを特徴とする。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のディジタル放送受信機において、前記ローパスフィルタと平均値演算手段と同期信号判定手段は、ディジタル信号処理によって前記エンベロープ信号と平均値信号の生成と前記判定を夫々行うことを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のディジタル放送受信機において、前記ローパスフィルタは、前記ヌルシンボル期間を有する信号に代えて、前記平均値演算手段で生成される前記平均値信号をエンベロープ検出して前記エンベロープ信号を生成することを特徴とする。
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記中間周波信号であることを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする。
請求項６に記載の発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、受信信号を局発信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段を有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする。
請求項７に記載の発明は、請求項４〜６の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記ベースバンド信号をディジタル信号処理によるデータ復調を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、前記同期信号判定手段で判定されるヌルシンボルの期間に同期して、前記復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとを相互相関演算して、当該演算結果から検出した周波数誤差に基づいて前記位相基準シンボルの周波数を調整する制御手段と、を有することを特徴とする。
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、初期同期処理に際して、前記データ復調手段で生成される復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとの相互相関演算によって伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンスを演算し、当該演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする。
請求項９に記載の発明は、請求項８に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記位相基準シンボルの周波数を調整した後、前記チャンネルインパルスレスポンスの演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記周波数変換手段が受信信号を中間周波信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
請求項１１に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記直交復調手段が中間周波信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記再生搬送波信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
請求項１２に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記直交復調手段が受信信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
本発明の実施形態のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図と、放送局から伝送されてくる伝送信号のフレーム構成を模式的に表した図である。 図１のディジタル放送受信機に設けられている同期信号検出部の動作を説明するための波形図である。 実施例１のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図と、同期信号検出部の構成を表したブロック図である。 図３のディジタル放送受信機に設けられている直交復調器の構成例を表したブロック図である。 実施例１のディジタル放送受信機の動作を説明するためのフローチャートである。 実施例１のディジタル放送受信機における時間誤差の補正原理を説明するための図である。 実施例１のディジタル放送受信機に設けられる同期信号検出部の変形例の構成を表したブロック図である。 実施例２のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。 実施例３のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。 実施例４のディジタル放送受信機の構成と周波数変換器の構成例を表したブロック図である。 実施例５のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。
本発明の好適な実施形態として、ＤＡＢシステムのディジタル音声放送を受信するＯＦＤＭ方式のディジタル放送受信機について、図１、図２を参照して説明する。図１(a)は、本実施形態のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図、図１(b)は、放送局から伝送されてくる伝送信号のフレーム構成を模式的に表した図である。図２は、同期信号検出部の動作を説明するための波形図である。
まず、図１(b)を参照して、ＤＡＢシステムにおいて放送されるベースバンドの伝送信号（ベースバンド信号）の構成を説明する。ＤＡＢシステムでは、従来技術で説明したように、フレーム長とヌルシンボル長が異なる４種類の伝送モード「１」〜「４」が規定されている。
各伝送モードで設定されるフレーム長のＤＡＢトランスミッションフレーム（DAB Transmittion Frame）は、先頭部分に伝送電力の小さいヌルシンボル（Null symbol）とそれに続く位相基準シンボル（Phase reference symbol）とから成る同期チャンネル（Synchronization Channel）と、各種制御情報を有するファーストインフォメーションチャンネル（Fast Information Channel）と、ファーストインフォメーションチャンネルに続く複数の伝送シンボルから成るメインサービスチャンネル（Main Service Channel）とを有して構成されている。更に、各々の伝送シンボルが、ガードインターバルと有効シンボル期間とを有する構成となっている。
次に、図１(a)を参照して、本実施形態のディジタル放送受信機１の構成を説明する。
このディジタル放送受信機１は、中間周波数のＩＦ信号を直交検波することによってベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成して出力する直交復調器２ａと、搬送波再生部２ｂ、Ａ／Ｄ変換器３と、データ復調器４の他、同期信号検出部５と制御部６を有して構成されている。
すなわち、直交復調器２ａは、フロントエンド部（図示略）側から供給されるＩＦ信号を、搬送波再生部２ｂで再生される搬送周波数ｆcと等しい周波数の再生搬送波信号に基づいて直交検波することにより、同相成分と直交成分を有するベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、そのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３がサンプリングしディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換して出力する。
データ復調器４は、ディジタルデータＤi，Ｄqを複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ処理）して復号処理を行うことにより、復調データＤmodを生成し、誤り訂正及び復号処理等を行う復号器（図示略）側へ出力する。
同期信号検出部５は、供給されるディジタルデータＤi，Ｄqから伝送電力の小さなヌルシンボルを検出し、検出結果としての同期検出信号Ｄsynを制御部６に供給する、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bと同期信号判定部５cとを有して構成されている。
ここで、上述のローパスフィルタ５aは、ディジタルデータＤi，Ｄqを入力してディジタルローパスフィルタリングを施すことにより、ディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化（値の変化）をエンベロープ検出し、その検出したデータ系列をエンベロープ信号Ｄenvとして同期信号判定部５cに供給する。
また、ローパスフィルタ５aは、同期信号判定部５cから指令されるホールド開始からホールド解除までの期間（ホールド期間）Ｔにおいてエンベロープ信号Ｄenvをホールドして出力するホールド機能を有している。つまり、同期信号判定部５cからホールド開始の指令を受けると、その指令に従って（同期して）エンベロープ信号Ｄenvのレベルをホールドすると共に、そのホールドした一定レベルの信号をエンベロープ信号Ｄenvとして継続して出力し、その後、ホールド解除の指令を受けるとホールド動作を終了してエンベロープ検出を再開することで、ディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化に応じたエンベロープ信号Ｄenvを出力する。
平均値演算部５bは、所定の時間区間毎にディジタルデータＤi，Ｄqを複数サンプル入力すると共に、そのサンプル数のディジタルデータＤi，Ｄqの平均値を演算し、その演算結果であるデータ系列を平均値信号Ｄavとして同期信号判定部５cに供給する。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の基準のサンプリング周波数ｆsが例えば２．０４８ＭＨｚに決められており、平均値演算部５bは、ディジタルデータＤi，Ｄqを３２サンプル入力する毎にその平均値を演算している。したがって、３２サンプルの時間区間毎に平均値が変化する平均値信号Ｄavが、平均値演算部５bから出力される。
同期信号判定部５cは、エンベロープ信号Ｄenvを所定の減衰率（例えば、１／２）で減衰させて入力し、その減衰させたエンベロープ信号（以下「減衰エンベロープ信号」と称する）Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを逐一比較する。そして、減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルであった平均値信号Ｄavが、次式(1)で表されるように、減衰エンベロープ信号Ｄattより小さなレベルに変化した時点を検出すると上述のホールド開始（ホールド期間Ｔの開始）の指令を行って、ローパスフィルタ５aにホールド動作を開始させ、その後、ホールドされた減衰エンベロープ信号Ｄattより小さいレベルであった平均値信号Ｄavが、次式(2)で表されるように、その減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルに変化した時点を検出すると上述のホールド解除（ホールド期間Ｔの終了）の指令を行って、ローパスフィルタ５aにエンベロープ検出によるエンベロープ信号Ｄenvの出力を再開させる。
Figure 2006085487
そして、同期信号判定部５cは、平均値信号Ｄavのレベルが減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルより小さくなる期間をヌルシンボルの期間τであると判定し、その判定した期間τを示す同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。例えば、判定した期間τの間だけ論理“１”から論理“０”に反転する２値信号等から成る同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。
このように、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bと同期信号判定部５cを有する同期信号検出部５によってヌルシンボルを検出することとすると、図２(a)に模式的に示すようなヌルシンボルを有するベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqが生じた場合、ローパスフィルタ５aでエンベロープ検出されるヌルシンボルのエンベロープ信号Ｄenvは、図２(b)に示すように、サンプリング遅延を有するローパスフィルタ５aの伝達特性に起因して、時間的に先に入力されたディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化の影響を受けた波形となり、急峻にレベル変化する実際のヌルシンボルよりも遅延し且つ鈍った（なまった）波形となる。
これに対し、平均値演算部５bで生成されるヌルシンボルの平均値信号Ｄavは、図２(c)に示すように、複数サンプルの平均値のデータ系列であるため、時間的に先のディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化の影響を受けることなく、鈍りのない凹形状の波形となる。
そして、同期信号判定部５cが、上述の鈍った波形のエンベロープ信号Ｄenvを減衰させた減衰エンベロープ信号Ｄatt（図２(d)参照）として入力し、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavとを上記式(1)の条件に従って比較してホールド期間Ｔを設定すると、図２(e)に示すように、ホールド期間Ｔでは、ローパスフィルタ５aのエンベロープ信号Ｄenvと減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルが一定に保たれる。
この結果、同期信号判定部５cがヌルシンボル期間を判定する際、減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が小さいレベルに変化した時点ｔsをヌルシンボル期間の開始時点であると判断し、次に、一定レベルに保たれている減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が大きいレベルに変化した時点ｔeをヌルシンボル期間の終了時点であると判断することによって、上述の時点ｔsからｔeの期間をヌルシンボル期間τであるとする同期検出信号Ｄsynを生成して出力する。
つまり、同期信号判定部５cは、図２(b)に示した鈍ったエンベロープ信号Ｄenvを単にレベル判定してヌルシンボル期間を検出するのではなく、減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が小さいレベルに変化した時点ｔsをヌルシンボル期間τの開始時点と判定するので、ヌルシンボル期間τの開始時点を高い確度で検出することができ、更に、ホールド期間Ｔ内で一定レベルに保たれた減衰エンベロープ信号（すなわち、鈍ったエンベロープ信号Ｄenvの影響を受けていない減衰エンベロープ信号）Ｄattより平均値信号Ｄavの方が大きいレベルに変化した時点ｔeをヌルシンボル期間τの終了時点と判定するので、ヌルシンボル期間τの終了時点を高い確度で検出することができる。このため、ヌルシンボル期間を同期検出信号Ｄsynとして極めて正確に検出することが可能となっている。
次に、制御部６は、同期検出信号Ｄsynで示されるヌルシンボル期間τに対応する伝送モードを判定し、その判定結果に基づいてＤＡＢトランスミッションフレームの構成、すなわちヌルシンボルに続く位相基準シンボルとＦＩＣチャンネルのシンボルと伝送シンボル等の位置とシンボル長を識別する。更に、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データの開始時点を同期検出信号Ｄsynに同期して検出し、その位相基準シンボルの復調データからＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation）シーケンスを抽出して入力する。そして、抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと、予め制御部６内に記憶されている位相基準シンボルとしてのＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行い、相関係数のピーク位置のズレ量から周波数誤差を検出する。
すなわち、ＣＡＺＡＣシーケンスは、自己相関の結果が０になるという自己直交シーケンスであることから、制御部６は、上述の抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行い、それによって得られた相関係数のピーク位置のズレ量を周波数誤差として検出する。
更に、制御部６は、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データの開始時点を同期検出信号Ｄsynに同期して検出し、その位相基準シンボルの復調データ（検出した周波数誤差の分だけ周波数シフトしたデータ）と予め記憶している位相基準シンボルとの相互相関演算を行うことにより、伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンス（Channel Impulse Response：ＣＩＲ）を求め、求めたＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量から時間誤差を検出すると共に、インパルスのピークの有無を判定して、ピーク有りと判定すると初期同期に成功したと判断する。
更に、制御部６は、初期同期成功と判断すると、上述の時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、データ復調器４がディジタルデータＤi，Ｄqをサンプリングして伝送シンボルをデータ復調する際のサンプリング開始時点を調整する。
つまり、時間誤差が０であった場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置は、各伝送シンボルの有効シンボル期間に相当する開始位置と終了位置に一致していることとなり、且つデータ復調器４が上記データ復調を行う際のサンプリング開始時からサンプリング終了時までの範囲（以下「ＦＦＴ窓」と称する）が有効シンボル期間と一致していることになる。これに対し、時間誤差が０でない場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置は、各伝送シンボルの有効シンボル期間に相当する開始位置と終了位置からずれていることになり、且つＦＦＴ窓が有効シンボル期間と一致せずにずれていることになる。
そこで、制御部６が時間誤差の１００％に相当する移動量だけＦＦＴ窓の位置を調整することによって、前後に位置する伝送シンボルをデータ復調の対象とすることなく、有効シンボル期間の有効シンボルを適切にデータ復調することができるように補正している。これにより、シンボル間干渉による復調性能の悪化を未然に防止することができる。
更に、制御部６は、ＦＦＴ窓の位置を補正した後、上述のＣＡＺＡＣシーケンスを利用して既に求めておいた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部内の局部発振器（図示略）に供給し、局発信号の現在の同調周波数を、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ微調整させ、初期同期の処理を完了する。これにより、フロントエンド部内の周波数変換器は、受信アンテナ（図示略）から出力されるＲＦ受信信号に対して正確な同調周波数で周波数変換を行うようになり、直交復調器２とデータ復調器４等における検波とデータ復調等の精度を向上させることができる。
そして、本ディジタル放送受信機１は、初期同期の処理の完了に引き続いて、受信動作を継続する。
以上に説明したように、本実施形態のディジタル放送受信機１によれば、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができる。
更に、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができることから、その検出結果に基づいて位相基準シンボルの位置を正確に検出することができ、周波数誤差と時間誤差を補正するための初期同期処理を短時間で完了することができる。
すなわち、複数回のヌルシンボル検出を行わなければヌルシンボル期間を正確に検出することができない従来技術では、時間誤差と周波数誤差を補正するための処理に移行するのに長時間を要することとなるため、初期同期処理を短時間で完了することができないのに対し、本ディジタル放送受信機１では、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間τを正確に検出することができるため、短時間で時間誤差と周波数誤差を補正して初期同期処理を完了することができる。
更に、一般に知られている従来のディジタル放送受信機では、初期同期に際して、位相基準シンボルから周波数誤差と時間誤差を検出すると、その周波数誤差と時間誤差の例えば５０％分だけＦＦＴ窓の位置と同調周波を微調整した後、再び周波数誤差と時間誤差を検出して、その周波数誤差と時間誤差の例えば５０％分だけＦＦＴ窓の位置と同調周波を微調整するという処理を多数回繰り返すことにより、ＦＦＴ窓の位置と同調周波を徐々に適切な状態に近付けていくようになっているため、初期同期に要する時間が長くなるという問題があった。これに対し、本実施形態のディジタル放送受信機１では、初期同期に際して、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間を正確に検出することができるため、位相基準シンボルから検出した時間誤差と周波数誤差の１００％で、ＦＦＴ窓の位置と同調周波数を調整するだけで、いわゆる同調点に正確に近づけることができる。
このため、本実施形態のディジタル放送受信機１は、上述の一般的な従来のディジタル放送受信機のような、ヌルシンボル検出と周波数誤差の検出を多数回繰り返す必要がなく、短時間に初期同期処理を完了することが可能である。
なお、図１(a)に示した構成では、直交復調器２ａから出力されるアナログのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３によってディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換しているが、ＩＦ信号をアナログディジタル変換して直交復調器２ａに供給すると共に、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂを、ディジタル信号によって直交検波と再生搬送波を再生するディジタル回路で形成し、Ａ／Ｄ変換器３を省略する構成としてもよい。
かかる構成によれば、ディジタル回路の直交復調器２ａに、ＩＦ信号に相当するディジタルデータが供給されることとなるため、その直交復調器２ａが直交検波を行うことで、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqを生成し、データ復調器４と同期信号検出部５に供給することができ、図１(a)に示した回路構成と同様の作用効果を発揮することができる。また、ディジタル放送受信機の更なるディジタル化を実現することができる。
また、このように直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂをディジタル回路で形成して、ＩＦ信号に相当するディジタルデータを直交復調器２ａに供給するＡ／Ｄ変換器を直交復調器２ａの前段に設ける構成とした場合、ディジタルデータＤi，Ｄqに代えて、そのＩＦ信号に相当するディジタルデータを同期信号検出部５に供給してヌルシンボル期間τを検出する構成としてもよい。すなわち、ヌルシンボルは変調等がなされていない信号成分であるため、同期信号検出部５がＩＦ信号に相当するディジタルデータを処理対象としてヌルシンボル検出を行っても、図２(a)〜(e)を参照して説明したのと同様の処理を行うこととなり、ＩＦ信号に相当するディジタルデータに基づいてヌルシンボル期間τを高精度に検出することができる。
また、以上の説明では、ＤＡＢシステムのディジタル音声放送を受信するディジタル放送受信機の実施形態について述べたが、本ディジタル放送受信機１は、図１(b)に示したのと同様のフレーム構成を有する他の放送システムにおける伝送信号（ベースバンド信号）に基づいて初期同期を行う場合にも適用可能である。
また、同期信号検出部５と制御部６をいわゆるハードウェア構成で形成してもよいし、上述した同期信号検出部５と制御部６の機能をコンピュータプログラムで実現し、そのコンピュータプログラムをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）で実行させるいわゆるソフトウェア構成としてもよい。
次に、上述の実施形態に係るより具体的な実施例について、図３ないし図７を参照して説明する。図３は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図１(a)と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図４は、直交復調器の構成を表したブロック図、図５は、本実施例のディジタル放送受信機の動作を説明するためのフローチャート、図６は、時間誤差の補正原理を説明するための図、図７は、同期信号検出部の変形例の構成を表したブロック図である。
図３において、このディジタル放送受信機１は、受信アンテナ８で受信されたＲＦ受信信号を増幅して出力するＲＦ部９と、ＲＦ受信信号と局部発振器７からの局発信号とを混合することで中間周波数のＩＦ信号を生成する周波数変換器１０と、そのＩＦ信号を所定周波数に周波数帯域制限し増幅して出力する中間周波増幅部１１と、中間周波増幅部１１からのＩＦ信号を搬送周波数ｆcの再生搬送波信号に基づいて直交検波することによってベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成する直交復調器２ａと、ベースバンド信号Ｉ，Ｑから上述の搬送周波数ｆcの再生搬送波信号を再生して直交復調器２ａに供給する搬送波再生部２ｂと、ベースバンド信号Ｉ，ＱをディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器３と、データ復調器４、同期信号検出部５、制御部６を有する他、データ復調器４の出力である復調データＤmodに対して誤り訂正等を行って復号処理を行う復号器１２と、復号器１２から出力される復号データを音声データにデコードするＭＰＥＧデコーダ１３と、音声データをアナログ音声信号にディジタルアナログ変換するＤ／Ａ変換器１４と、音声信号を電力増幅してスピーカ等（図示略）に供給する増幅器１５を備えて構成されている。
ここで、直交検波を行う直交復調器２ａは、ＡＳＫ、ＰＳＫ、ＡＰＳＫ等の変調波に対する直交検波を行う典型的な場合の構成例として、図４に示すような構成となっており、乗算器２aaが、搬送波再生部２ｂで再生される搬送周波数ｆcの再生搬送波信号とＩＦ信号とを乗算して所定周波数帯域のローパスフィル２adに通すことで同相成分のベースバンド信号Ｉを出力し、乗算器２abが、−９０°移相器２acを介して供給される再生搬送波信号とＩＦ信号とを乗算して所定周波数帯域のローパスフィル２aeに通すことで直交成分のベースバンド信号Ｑを出力するようになっている。
同期信号検出部５は、図３(b)のブロック図に示すように、図１(a)に示したローパスフィルタ５a及び平均値演算部５bと、同期信号判定部５cを形成する減衰器５caと比較器５cb，５ccを有して構成されている。
ローパスフィルタ５aは、ＩＩＲ型ディジタルフィルタ等のディジタルフィルタで形成されており、ディジタルデータＤi，Ｄqをディジタルフィルタリングすることによりエンベロープ検波し、エンベロープ信号Ｄenvを出力する。また、比較器５ccの出力に従ってホールド期間Ｔの間にディジタルフィルタリングの動作を一時的に停止することで、ホールド期間Ｔの直前にエンベロープ検出したレベルを保持し、図２(d)(e)に例示したように、ホールド期間Ｔの間その保持した一定レベルをエンベロープ信号Ｄenvとして出力する。
平均値演算部５bは、所定サンプル数のディジタルデータＤi，Ｄqをバッファリングするデータバッファと、そのデータバッファに蓄積されたディジタルデータＤi，Ｄqの平均値を演算する演算回路を有し、所定サンプル数の平均値を演算する毎に平均値信号Ｄavを出力して処理を繰り返す。なお、本実施例では、Ａ／Ｄ変換器３の基準サンプリング周波数ｆsが２．０４８ＭＨｚに決められており、平均値演算部５bは、ディジタルデータＤi，Ｄqを３２サンプル入力する毎にその平均値を演算している。
減衰器５caは、エンベロープ信号Ｄenvを１／２の減衰率（すなわち、−６ｄＢ）で減衰させ、減衰エンベロープ信号Ｄattとして出力する。したがって、図２(a)に例示したベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqがローパスフィルタ５aでエンベロープ検出されて、図２(b)に例示したエンベロープ信号Ｄenvが供給されると、減衰器５caは、図２(d)(e)に例示したように、ホールド期間Ｔの間一定レベルとなり全体的に減衰させた減衰エンベロープ信号Ｄattを出力する。
比較器５ccは、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを比較するディジタルコンパレータで形成されている。そして、減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルであった平均値信号Ｄavが減衰エンベロープ信号Ｄattより小さなレベルに変化した時点を検出すると、ローパスフィルタ５aに対してホールド動作開始の指令をし、その後、一定レベルにホールドされた減衰エンベロープ信号Ｄattより小さいレベルであった平均値信号Ｄavがその減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルに変化した時点を検出すると、ローパスフィルタ５aに対してホールド動作解除の指令をすることにより、上述のホールド期間Ｔを設定する。
比較器５cbは、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを比較するディジタルコンパレータで形成されており、平均値信号Ｄavのレベルが減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルより小さくなる期間をヌルシンボルの期間τであると判定し、判定した期間τの間だけ論理“１”から論理“０”に反転する２値信号等から成る同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。
制御部６は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）、あるいはハードウェア構成のディジタル回路で形成されており、実施形態で説明した初期同期処理の機能を有する他、初期同期を完了した後の同期制御を行う。
次に、かかる構成を有するディジタル放送受信機１の動作について、図５及び図６を参照して説明する。
図５において、例えばユーザー等から所望の放送チャンネルへの切り替え指示がなされた場合や、受信状況の良好な放送チャンネルを自動探索するためのシークやサーチ処理の開始の指示がなされた場合のように、初期同期を必要とする指示がなされると、同期処理を開始する。
ステップＳ１において、同期信号検出部５がヌルシンボル期間τを判定するための同期検出処理を行う。
ヌルシンボル期間τが判定されると、ステップＳ２において、制御部６が、同期検出信号Ｄsynで示されたヌルシンボル期間τに基づいて伝送モードを判定し、その判定結果に基づいてデータ復調器４から出力される位相基準シンボルを抽出して入力し、その抽出した位相基準シンボル内のＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行うことにより、周波数誤差を検出する。
次に、ステップＳ３において、制御部６が、ステップＳ２で行った周波数誤差検出が同期処理の開始から第１回目（初回）に当たるか否か判断し、初回であればステップＳ４へ移行する。
次に、制御部６が、ステップＳ４において、初回の周波数誤差に基づいて、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データを周波数シフトさせた後、ステップＳ５において、その周波数シフトされた位相基準シンボルの復調データと予め記憶している位相基準シンボルのデータとの相互相関演算を行うことにより、伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ）を求め、求めたＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量から時間誤差を検出することで、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓の位置ズレ（誤差）を検出する。
次に、ステップＳ６において、制御部６が、ＣＩＲデータ中のインパルスのピークの有無を判定して、ピーク有りと判定するとステップＳ８へ移行して、初期同期に成功したと判断する。一方、ピーク無しと判定すると、ステップＳ７へ移行して、初期同期に失敗したと判断し、今までの同期処理を終了した後、ステップＳ１に戻って同期処理を再開（初回の同期処理として再開）する。
ステップＳ８で初期同期に成功したと判断すると、制御部６はステップＳ９に移行して、上述のステップＳ５で検出した時間誤差の１００％に相当する移動量でＦＦＴ窓の位置を調整することで、シンボル間干渉による復調性能の悪化を未然に防止できるように補正する。
すなわち、図６に示すように、ある伝送シンボル（ｎ）の有効シンボルとＦＦＴ窓との開始位置が一致している場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量（時間誤差）が０となり、伝送シンボル（ｎ）のガードインターバルとＦＦＴ窓との開始位置が一致している場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置が有効シンボルに相当する期間の開始位置に一致していることになり、前方の伝送シンボル（ｎ−１）や後方の伝送シンボル（ｎ＋１）にＦＦＴ窓が掛かっている場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置がガードインターバルに相当する期間から外れていることになる。
そこで、制御部６が時間誤差の１００％に基づいてＦＦＴ窓の位置を調整することによって、前後に位置する伝送シンボルをデータ復調の対象とすることなく、各有効シンボルを適切にデータ復調することができるように調整する。
次に、ステップＳ１０において、制御部６が、ステップＳ２で既に求めておいた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部側の局部発振器７に供給し、局発信号の現在の同調周波数を、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ微調整させた後、初期同期の処理を完了する。これにより、周波数変換器１０は、ＲＦ受信信号に対して正確な同調周波数で周波数変換を行うようになり、直交復調器２とデータ復調器４等における検波とデータ復調等の精度が向上する。
次に、初期同期が完了した後、良好な受信状態を維持するための同期受信の動作について説明する。
初期同期が完了すると、２回目以降の同期処理がステップＳ１から繰り返され、ステップＳ１においてヌルシンボル期間τを判定するための同期検出処理が行われると共に、ステップＳ２において、ＣＡＺＡＣシーケンスを利用した周波数誤差検出が行われる。
次に、ステップＳ３において、制御部６は、周波数誤差検出が２回目以降の同期処理によるものである（初期同期ではない）と判断してステップＳ１１へ移行する。
ステップＳ１１では、制御部６が、その２回目以降の周波数誤差（ｄｆ）がフーリエ変換（ＤＦＴ）の周波数分解能の１／２に相当する周波数より大きいか否か判断し、小さい場合にはステップＳ１２，Ｓ１３の処理を行ってからステップＳ１４へ移行し、大きい場合には直接ステップＳ１４へ移行する。
ステップＳ１２では、制御部６が、データ復調器４の復調データＤmodから位相基準シンボルを抽出して予め記憶している位相基準シンボルのデータとの相互相関演算を行うことでＣＩＲを演算し、そのＣＩＲデータ中のピークの位置ズレからＦＦＴ窓の位置ズレ（時間誤差）を検出する。
次に、ステップＳ１３では、制御部６がデータ復調器４に対して、ステップＳ１２で求めた時間誤差の５０％に相当する移動量に基づいてＦＦＴ窓の位置を調整させることにより、ＦＦＴ窓を有効シンボルに対応させるように補正する。
次に、ステップＳ１４において、制御部６が、上述の周波数誤差（ｄｆ）の５０％に相当する誤差周波数を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部側の局部発振器７に供給し、局発信号の現在の同調周波数をその誤差周波数分だけ微調整させることで、周波数誤差（ｄｆ）の一部周波数分だけの補正を行わせる。
次に、ステップＳ１５では、制御部６が、予め決められている同期判定時間が経過したか否か判断し、未経過の場合には、再びステップＳ１に戻って処理を繰り返す。すなわち、本実施例のディジタル放送受信機１では、初期同期の処理が完了した後の継続受信中では、予め決められた同期判定期間内にステップＳ１からの処理を複数回繰り返すことにより、ステップＳ１３，Ｓ１４においてＦＦＴ窓の位置と同調周波数を次第に適正状態に近付けるようにしている。
そして、同期判定時間が経過すると、制御部６はステップＳ１５において、「経過」と判断してステップＳ１６へ移行する。
ステップＳ１６では、復号器１２が復調データＤmodを誤り訂正して復号を行う際に検出するビットエラーレート（Bit Error Rate：ＢＥＲ）等を制御部６が入力し、そのビットエラーレートの値等に基づいて同期誤差を判定する。そして、ビットエラーレートの値等が良好な受信状態の得られる範囲内である場合、すなわち同期誤差が小さい場合には、ステップＳ１７に移行して同期受信に成功したと判断して、ステップＳ１からの処理を繰り返し、ビットエラーレートの値等が良好な受信状態の得られる範囲外である場合、すなわち同期誤差が大きい場合には、ステップＳ１８に移行して同期受信に失敗したと判断し、今までの同期処理の内容をリセットした後、初期同期の処理（初回の同期処理）を新規に開始すべく、ステップＳ１からの処理を繰り返する。
そして、本ディジタル放送受信機１は、ステップＳ１７において同期成功との判断がなされると、復号器１２とＭＰＥＧデコーダ１３等によって復号及びデコード処理がなされる通常の受信を継続する。
以上説明したように、本実施例のディジタル放送受信機１によると、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができる。
更に、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができることから、複数回のヌルシンボル検出を行うことなく、その検出結果に基づいて位相基準シンボルの位置を正確に検出することができ、周波数誤差と時間誤差を補正するための初期同期処理を短時間で完了することが可能である。
更に、初期同期に際して、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間を正確に検出することができることから、位相基準シンボルから検出した時間誤差と周波数誤差の１００％で、ＦＦＴ窓の位置と同調周波数を調整するだけで、いわゆる同調点に正確に近づけることができるため、短時間に初期同期処理を完了して、引き続き通常の同期受信へと継続することができる。
更に、初期同期が完了してから引き続き通常の受信を行うための同期処理を行っている際、ステップＳ１８において同期受信に失敗した場合に、新規に初期同期処理を行うこととなるが、上述したように初期同期に要する時間そのものを短縮化できることから、通常の同期受信へと再び復帰するまでの時間を短縮化することができる。
なお、図３(b)に示した同期検出部５では、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bの両者に、ベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqを供給する構成となっているが、図７のブロック図に示すように、ディジタルデータＤi，Ｄqを平均値演算部５bに供給して平均値演算を行わせ、生成される平均値信号Ｄavをローパスフィルタ５aに供給してエンベロープ検出を行わせる構成としてもよい。
同期検出部５を図７の構成とすると、平均値演算部５bが高域ノイズ成分等を平均演算によって低減するので、ローパスフィルタ５aの次数を下げることができ、ローパスフィルタ５aを簡素な構成で実現することができる等の効果が得られる。
また、以上の本実施例の説明では、図５中のステップＳ９とＳ１０においてＦＦＴ窓の位置の補正と同調周波数の補正を行っているが、設計仕様等に応じて、いずれか一方の処理を省略してもよい。
また、図３(b)に示した減衰器５caの減衰率は必ずしも１／２（すなわち、−６ｄＢ）でなくともよく、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベル差を乖離させ得る減衰率であることを条件に適宜に決めることが可能である。
また、平均値演算部５bが３２サンプル数ずつの平均値演算を行う場合について説明したが、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数又はローパスフィルタ５aの周波数特性との関係でサンプル数を適宜に設定してもよい。
また、図３(a)に示した構成では、アナログ回路から成る直交復調器２aによってＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、そのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３がディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換することにより、データ復調器４と同期信号検出部５がディジタル信号処理を行うようにしている。しかし、かかる構成に限らず、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に、ＩＦ信号をアナログディジタル変換して直交復調器２ａに供給するＡ／Ｄ変換器を設けると共に、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂをディジタル回路で構成し、Ａ／Ｄ変換器３を省略して、その直交復調器２ａの出力を直接、データ復調器４と同期信号検出部５に供給する構成としてもよい。かかる構成によると、ディジタル回路の直交復調器２ａがディジタル信号処理によって直交検波を行うこととなるため、その直交復調器２ａからベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqが出力されて、データ復調器４と同期信号検出部５に供給される。このため、図３(a)に示した構成と同様の機能を発揮することができ、更に、よりディジタル化を図ったディジタル放送受信機を実現することができる。
次に、図３(a)に示したディジタル放送受信機の変形例に相当する他の実施例について、図８を参照して説明する。なお、図８は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図３(a)と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
図８に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図３(a)に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図３(a)に示したディジタル放送受信機では、前述したように、制御部６が復調データＤmodから抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行うことによって求めた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntに基づいて局部発振器７を制御して局発信号の同調周波数を微調整させ、その微調整された局発信号に基づいて、周波数変換器１０がＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する構成となっている。
これに対し、図８に示す本実施例のディジタル放送受信機１は、周波数微調整信号Ｓcntに基づいて局部発振器７を制御する代わりに、その周波数微調整信号Ｓcntを搬送波再生部２ｂに供給することにより、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させ、その微調整された再生搬送波信号に基づいて直交復調器２ａがＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換する構成となっている。そして、他の構成については、図３(a)のディジタル放送受信機と同様となっている。
すなわち、本実施例のディジタル放送受信機１では、図５のフローチャートを参照して説明した初期同期処理の際のステップＳ１０において、制御部６から搬送波再生部２ｂへ周波数微調整信号Ｓcntを供給することにより、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ再生搬送波信号の周波数ｆcを微調させ、また、図５の２回目以降の同期処理の際のステップＳ４０において、制御部６から搬送波再生部２ｂへ周波数微調整信号Ｓcntを供給することにより、周波数誤差の５０％に相当する周波数分だけ再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させる構成となっている。
かかる構成を有する本実施例のディジタル放送受信機１、すなわち、搬送波再生部２ｂを周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って微調整する構成とすると、例えばユーザー等からの選局操作等によって局部発振器７に設定された同調周波数を周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って微調整することでいわゆる同調点に近付ける効果が得られ、データ復調器４等におけるデータ復調等の精度を向上させることができる。
次に、図８に示したディジタル放送受信機の更に変形例に相当する実施例について、図９を参照して説明する。なお、図９(a)(b)は、本実施例の２態様のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
まず、図９(a)に示すディジタル放送受信機１は、中間周波数増幅部１１と直交復調器２ａの間にＡ／Ｄ変換器３ａが設けられ、図８に示したＡ／Ｄ変換器３が省略された構成となっている。そして、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂがディジタル信号処理によって直交変換と再生搬送波の再生を行うディジタル回路で形成されている。
かかる構成によると、中間周波増幅部１１から出力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器３ａがアナログディジタル変換して、ディジタル回路の直交復調器２ａに供給し、ディジタル回路の搬送波再生部２ｂが、制御部６から供給される周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調させて、直交復調器２ａに供給する。これにより、直交復調器２ａは、ＩＦ信号に相当するディジタルデータを再生搬送波信号に基づくディジタル信号処理によって直交検波し、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqを出力して、データ復調器４と同期信号検出部５に供給する。
このように、ディジタル放送受信機１を図９(a)に示す構成としても、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqをデータ復調器４と同期信号検出部５に供給することができるため、図８に示したディジタル放送受信機と同様の作用効果を発揮することができる。更に、ディジタル放送受信機の更なるディジタル化を実現することが可能である。
次に、図９(b)に示すディジタル放送受信機１は、中間周波数増幅部１１と直交復調器２ａの間にＡ／Ｄ変換器３ａが設けられ、図８に示したＡ／Ｄ変換器３が省略された構成となっている。そして、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂがディジタル信号処理によって直交変換と再生搬送波の再生を行うディジタル回路で形成されている。更に、Ａ／Ｄ変換器３ａによってアナログディジタル変換されたＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifが、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqの代わりに、同期信号検出部５に供給されている。
かかる構成によると、同期信号検出部５は、ＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifに対してヌルシンボル期間τを検出するための処理を行うこととなるが、ヌルシンボルは変調等がなされていない信号成分であるため、図２(a)〜(e)を参照して説明したのと同様の処理を行うこととなる。このため、ＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifをヌルシンボルの検出対象としても、そのヌルシンボル期間τを高精度に検出することができる。
次に、図８に示したディジタル放送受信機の更なる変形例に相当する実施例について、図１０を参照して説明する。なお、図１０(a)は、本実施例のディジタル放送受信機１の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図１０(b)は、直交復調器の後段に従属接続された周波数変換器の構成を表したブロック図である。
図１０(a)に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図８に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図８に示したディジタル放送受信機では、前述したように、直交復調器２ａが直交検波を行うための再生搬送波信号を生成する搬送波再生部２ｂに対して、制御部６が周波数微調整信号Ｓcntを供給して、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させる構成となっている。
これに対して、図１０(a)に示すディジタル放送受信機１では、周波数微調整信号Ｓcntによって搬送波再生部２ｂを制御する代わりに、直交復調器２ａの後段に周波数変換器２ｃを接続し、更に周波数変換器２ｃに供給するための再生搬送波信号を再生する搬送波再生部２ｄを設けて、その搬送波再生部２ｄを周波数微調整信号Ｓcntによって制御する構成となっている。
ここで、直交復調器２ａは、図４に例示した構成を有し、周波数変換部２ｃは、図１０(b)に例示する構成を有している。
すなわち、周波数変換部２ｃは、図１０(b)に示すように、所定の配線接続がなされた乗算器２ca，２cc，２cd，２ceと、減算器２cfと、加算器２cgと、−９０°移相器２chとを有して形成され、周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntに従って搬送波再生部２ｄが微調整した再生搬送波信号と、−９０°移相器２chによって移相された再生搬送波信号とに基づいて、直交復調器２ａからのベースバンド信号Ｉ，Ｑを周波数変換し、その周波数変換したベースバンド信号Ｉ，Ｑを、Ａ／Ｄ変換器３側へ出力する。
かかる構成を有する本実施例のディジタル放送受信機１によれば、直交復調器２ａと搬送数再生部２ｂによって、ＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに直交変換するための基本的な処理を行い、そのベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して周波数変換部２ｃと搬送数再生部２ｄが、周波数微調整信号Ｓcntに従って微調整した再生搬送波信号に基づいて周波数変換を行うので、周波数誤差分の周波数シフトを施したベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成し、Ａ／Ｄ変換器３を介して、データ復調器４と同期信号検出部５側へ供給することができる。このため、いわゆる同調点に近付ける効果が得られ、データ復調器４等におけるデータ復調等の精度を向上させることができる。
なお、本実施例の更なる変形例として、Ａ／Ｄ変換器３を省略すると共に、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に、ＩＦ信号をアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器を設け、更に、直交復調器２ａと周波数変換器２ｃ及び搬送波再生部２ｂ，２ｄをディジタル回路で形成してもよい。
また、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に上述のＡ／Ｄ変換器を設ける構成とした場合に、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqの代わりに、そのＡ／Ｄ変換器の出力、すなわちＩＦ信号に相当するディジタルデータを同期信号検出部５に供給して、ヌルシンボル期間τを検出するようにしてもよい。
次に、更に他の実施例について、図１１を参照して説明する。なお、図１１は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
図１１に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図８に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図８に示したディジタル放送受信機では、ＲＦ受信信号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換器１０と中間周波数増幅部１１及び局部発振器７が設けられているのに対し、図１１に示す本実施例のディジタル放送受信機１では、ＲＦ部９の出力に直交復調器２ａが接続されると共に、直交復調器２ａに同調周波数の局発信号を供給する局部発振器１７が設けられ、その局部発振器１７に制御部６から周波数微調整信号Ｓcntを供給することで、同調周波数を微調整させた局発信号を直交復調器２ａに供給する構成となっている。
かかる構成によると、例えばユーザー等からの選局操作等によって設定された局発信号の同調周波数を、局部発振器１７が周波数微調整信号Ｓcntに従って微調整し、その微調整後の同調周波数の局発信号に基づいて直交復調器２ａが、ＲＦ受信信号を直接ベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器３を介して、データ復調器４と同期信号検出部５へ供給する。
したがって、本実施例のディジタル放送受信機によれば、ＲＦ受信信号をＩＦ信号に周波数変換するための構成を不要にして、構成の簡素化等を実現することができると共に、ヌルシンボル期間τを高精度で検出して初期同期及び同期受信の精度向上を図ることができる。
本発明は、ディジタル放送を受信するディジタル放送受信機に関し、特に同期受信の精度向上や同期処理の迅速化等を実現するディジタル放送受信機に関する。
一般に、リアルタイムに放送されてくるディジタル放送を受信するためには、受信機側で同期受信を行う必要がある。
この同期受信を行うため、特開２００４−２０８２８６号公報に開示されているＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式によるＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）システムのディジタル音声放送を受信する放送受信機では、放送局側からベースバンド信号に乗せて所定のフレーム長（フレーム周期）毎に伝送されてくる送信電力の小さいヌルシンボル（Null symbol）を検出するヌルシンボル検出装置が設けられている。
この従来のヌルシンボル検出装置は、同公報の図１に示されているように、振幅検出部と、複数個の同期加算バッファと、移動平均処理部と、伝送モード判定部と、ヌル位置検出部とを有して構成されている。受信すべき放送チャンネルが切り替え選択等されると、初期同期のための処理が開始され、振幅検出部がベースバンド信号のエンベロープを検出し、伝送モードに従って所定のフレーム長毎に繰り返し伝送されてくるヌルシンボルを他のシンボルの振幅との差異に基づいて検出する。
そして、検出された各ヌルシンボルの期間を、伝送モード毎に対応付けられている各同期加算バッファが計測して蓄積していき、移動平均処理部が各同期加算バッファに蓄積された複数の計測データの移動平均値に基づいてヌルシンボルの期間を判定し、伝送モード判定部がその判定されたヌルシンボルの期間に基づいて伝送モードを判定し、更にヌル位置検出部がその伝送モードの判定結果に基づいてヌルシンボルの開始位置で同期パルスを発生することにより、同期パルスに基づいて同期受信を行っている。
特開２００４−２０８２８６号公報
ところで、上記従来の放送受信機では、初期同期の際、振幅検出部がベースバンド信号のエンベロープを単にレベル判定することによって、他のシンボルより小振幅となるヌルシンボルの期間を検出しているにすぎないため、受信強度が変動した場合等では、振幅検出部だけではヌルシンボルの期間を精度良く検出することができず、且つ検出したヌルシンボルの期間に基づいて伝送モードを誤りなく判定することができない場合を生じる。
例えば、ＤＡＢ放送システムでは、フレーム長とヌルシンボル長の異なる４つの伝送モード「１」〜「４」が規定されており、伝送モード「１」のフレーム長とヌルシンボル長は９６msecと１．２９７msec、伝送モード「２」のフレーム長とヌルシンボル長は２４msecと３２４μsec、伝送モード「３」のフレーム長とヌルシンボル長は２４msecと１６８μsec、伝送モード「４」のフレーム長とヌルシンボル長は４８msecと６４８μsecに定められていることから、従来の放送受信機では、特に、フレーム長が同じでヌルシンボル長の差が小さい伝送モード「２」と「３」を識別できるように、各シンボルを精度良く検出することができない場合を招来する。
そこで、上記従来のヌルシンボル検出装置では、多数のフレーム長に亘って各ヌルシンボルの期間を検出及び計測して、各計測データを同期加算バッファに蓄積した後、移動平均処理部が、蓄積されている多数の計測データの移動平均を演算するという統計的手法を講じることで、ヌルシンボルの期間をより高い確度で推定するという処置がなされている。
しかし、このようにして放送局側から伝送された放送との初期同期を取ることとすると、長時間に亘って多数のヌルシンボルを検出した後でなければ同期したことの確定を行うことができないため、初期同期処理に多大な時間を要するという問題がある。例えば、ユーザー等が放送チャンネルを切り替えた場合や、受信状況の良好な放送チャンネルを自動的に探索するためのシーク又はサーチ処理を行う場合に、初期同期を取る必要があるが、上記従来の放送受信機では初期同期処理に多大な時間を要することから、ユーザー等の操作性や利便性を損なう等の問題を招来する。
本発明はこのような従来の問題に鑑みて成されたものであり、同期受信の精度向上、同期処理の迅速化等を図ったディジタル放送受信機と同期検出方法を提供することを目的とする。
請求項１に記載の発明は、ヌルシンボル期間を有する信号を同期受信するディジタル放送受信機であって、前記ヌルシンボル期間を有する信号をエンベロープ検出してエンベロープ信号を生成するローパスフィルタと、前記ヌルシンボル期間を有する信号を所定の時間区間毎に平均演算して平均値信号を生成する平均値演算手段と、前記エンベロープ信号を所定の減衰率で減衰させた減衰エンベロープ信号と前記平均値信号とのレベルを比較し、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さい期間をホールド期間として前記ローパスフィルタにホールド動作させ、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さくなる時点から、前記ホールド期間における減衰エンベロープ信号のレベルより前記平均値信号のレベルが大きくなる時点までの期間を前記伝送信号に含まれるヌルシンボルの期間として判定する同期信号判定手段と、を有することを特徴とする。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のディジタル放送受信機において、前記ローパスフィルタと平均値演算手段と同期信号判定手段は、ディジタル信号処理によって前記エンベロープ信号と平均値信号の生成と前記判定を夫々行うことを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のディジタル放送受信機において、前記ローパスフィルタは、前記ヌルシンボル期間を有する信号に代えて、前記平均値演算手段で生成される前記平均値信号をエンベロープ検出して前記エンベロープ信号を生成することを特徴とする。
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記中間周波信号であることを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする。
請求項６に記載の発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、受信信号を局発信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段を有し、前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする。
請求項７に記載の発明は、請求項４〜６の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記ベースバンド信号をディジタル信号処理によるデータ復調を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、前記同期信号判定手段で判定されるヌルシンボルの期間に同期して、前記復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとを相互相関演算して、当該演算結果から検出した周波数誤差に基づいて前記位相基準シンボルの周波数を調整する制御手段と、を有することを特徴とする。
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、初期同期処理に際して、前記データ復調手段で生成される復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとの相互相関演算によって伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンスを演算し、当該演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする。
請求項９に記載の発明は、請求項８に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記位相基準シンボルの周波数を調整した後、前記チャンネルインパルスレスポンスの演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記周波数変換手段が受信信号を中間周波信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
請求項１１に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記直交復調手段が中間周波信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記再生搬送波信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
請求項１２に記載の発明は、請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機において、前記制御手段は、前記直交復調手段が受信信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする。
本発明の好適な実施形態として、ＤＡＢシステムのディジタル音声放送を受信するＯＦＤＭ方式のディジタル放送受信機について、図１、図２を参照して説明する。図１(a)は、本実施形態のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図、図１(b)は、放送局から伝送されてくる伝送信号のフレーム構成を模式的に表した図である。図２は、同期信号検出部の動作を説明するための波形図である。
まず、図１(b)を参照して、ＤＡＢシステムにおいて放送されるベースバンドの伝送信号（ベースバンド信号）の構成を説明する。ＤＡＢシステムでは、従来技術で説明したように、フレーム長とヌルシンボル長が異なる４種類の伝送モード「１」〜「４」が規定されている。
各伝送モードで設定されるフレーム長のＤＡＢトランスミッションフレーム（DAB Transmittion Frame）は、先頭部分に伝送電力の小さいヌルシンボル（Null symbol）とそれに続く位相基準シンボル（Phase reference symbol）とから成る同期チャンネル（Synchronization Channel）と、各種制御情報を有するファーストインフォメーションチャンネル（Fast Information Channel）と、ファーストインフォメーションチャンネルに続く複数の伝送シンボルから成るメインサービスチャンネル（Main Service Channel）とを有して構成されている。更に、各々の伝送シンボルが、ガードインターバルと有効シンボル期間とを有する構成となっている。
次に、図１(a)を参照して、本実施形態のディジタル放送受信機１の構成を説明する。
このディジタル放送受信機１は、中間周波数のＩＦ信号を直交検波することによってベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成して出力する直交復調器２ａと、搬送波再生部２ｂ、Ａ／Ｄ変換器３と、データ復調器４の他、同期信号検出部５と制御部６を有して構成されている。
すなわち、直交復調器２ａは、フロントエンド部（図示略）側から供給されるＩＦ信号を、搬送波再生部２ｂで再生される搬送周波数ｆcと等しい周波数の再生搬送波信号に基づいて直交検波することにより、同相成分と直交成分を有するベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、そのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３がサンプリングしディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換して出力する。
データ復調器４は、ディジタルデータＤi，Ｄqを複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ処理）して復号処理を行うことにより、復調データＤmodを生成し、誤り訂正及び復号処理等を行う復号器（図示略）側へ出力する。
同期信号検出部５は、供給されるディジタルデータＤi，Ｄqから伝送電力の小さなヌルシンボルを検出し、検出結果としての同期検出信号Ｄsynを制御部６に供給する、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bと同期信号判定部５cとを有して構成されている。
ここで、上述のローパスフィルタ５aは、ディジタルデータＤi，Ｄqを入力してディジタルローパスフィルタリングを施すことにより、ディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化（値の変化）をエンベロープ検出し、その検出したデータ系列をエンベロープ信号Ｄenvとして同期信号判定部５cに供給する。
また、ローパスフィルタ５aは、同期信号判定部５cから指令されるホールド開始からホールド解除までの期間（ホールド期間）Ｔにおいてエンベロープ信号Ｄenvをホールドして出力するホールド機能を有している。つまり、同期信号判定部５cからホールド開始の指令を受けると、その指令に従って（同期して）エンベロープ信号Ｄenvのレベルをホールドすると共に、そのホールドした一定レベルの信号をエンベロープ信号Ｄenvとして継続して出力し、その後、ホールド解除の指令を受けるとホールド動作を終了してエンベロープ検出を再開することで、ディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化に応じたエンベロープ信号Ｄenvを出力する。
平均値演算部５bは、所定の時間区間毎にディジタルデータＤi，Ｄqを複数サンプル入力すると共に、そのサンプル数のディジタルデータＤi，Ｄqの平均値を演算し、その演算結果であるデータ系列を平均値信号Ｄavとして同期信号判定部５cに供給する。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の基準のサンプリング周波数ｆsが例えば２．０４８ＭＨｚに決められており、平均値演算部５bは、ディジタルデータＤi，Ｄqを３２サンプル入力する毎にその平均値を演算している。したがって、３２サンプルの時間区間毎に平均値が変化する平均値信号Ｄavが、平均値演算部５bから出力される。
同期信号判定部５cは、エンベロープ信号Ｄenvを所定の減衰率（例えば、１／２）で減衰させて入力し、その減衰させたエンベロープ信号（以下「減衰エンベロープ信号」と称する）Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを逐一比較する。そして、減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルであった平均値信号Ｄavが、次式(1)で表されるように、減衰エンベロープ信号Ｄattより小さなレベルに変化した時点を検出すると上述のホールド開始（ホールド期間Ｔの開始）の指令を行って、ローパスフィルタ５aにホールド動作を開始させ、その後、ホールドされた減衰エンベロープ信号Ｄattより小さいレベルであった平均値信号Ｄavが、次式(2)で表されるように、その減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルに変化した時点を検出すると上述のホールド解除（ホールド期間Ｔの終了）の指令を行って、ローパスフィルタ５aにエンベロープ検出によるエンベロープ信号Ｄenvの出力を再開させる。
Figure 2006085487
そして、同期信号判定部５cは、平均値信号Ｄavのレベルが減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルより小さくなる期間をヌルシンボルの期間τであると判定し、その判定した期間τを示す同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。例えば、判定した期間τの間だけ論理“１”から論理“０”に反転する２値信号等から成る同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。
このように、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bと同期信号判定部５cを有する同期信号検出部５によってヌルシンボルを検出することとすると、図２(a)に模式的に示すようなヌルシンボルを有するベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqが生じた場合、ローパスフィルタ５aでエンベロープ検出されるヌルシンボルのエンベロープ信号Ｄenvは、図２(b)に示すように、サンプリング遅延を有するローパスフィルタ５aの伝達特性に起因して、時間的に先に入力されたディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化の影響を受けた波形となり、急峻にレベル変化する実際のヌルシンボルよりも遅延し且つ鈍った（なまった）波形となる。
これに対し、平均値演算部５bで生成されるヌルシンボルの平均値信号Ｄavは、図２(c)に示すように、複数サンプルの平均値のデータ系列であるため、時間的に先のディジタルデータＤi，Ｄqのレベル変化の影響を受けることなく、鈍りのない凹形状の波形となる。
そして、同期信号判定部５cが、上述の鈍った波形のエンベロープ信号Ｄenvを減衰させた減衰エンベロープ信号Ｄatt（図２(d)参照）として入力し、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavとを上記式(1)の条件に従って比較してホールド期間Ｔを設定すると、図２(e)に示すように、ホールド期間Ｔでは、ローパスフィルタ５aのエンベロープ信号Ｄenvと減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルが一定に保たれる。
この結果、同期信号判定部５cがヌルシンボル期間を判定する際、減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が小さいレベルに変化した時点ｔsをヌルシンボル期間の開始時点であると判断し、次に、一定レベルに保たれている減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が大きいレベルに変化した時点ｔeをヌルシンボル期間の終了時点であると判断することによって、上述の時点ｔsからｔeの期間をヌルシンボル期間τであるとする同期検出信号Ｄsynを生成して出力する。
つまり、同期信号判定部５cは、図２(b)に示した鈍ったエンベロープ信号Ｄenvを単にレベル判定してヌルシンボル期間を検出するのではなく、減衰エンベロープ信号Ｄattより平均値信号Ｄavの方が小さいレベルに変化した時点ｔsをヌルシンボル期間τの開始時点と判定するので、ヌルシンボル期間τの開始時点を高い確度で検出することができ、更に、ホールド期間Ｔ内で一定レベルに保たれた減衰エンベロープ信号（すなわち、鈍ったエンベロープ信号Ｄenvの影響を受けていない減衰エンベロープ信号）Ｄattより平均値信号Ｄavの方が大きいレベルに変化した時点ｔeをヌルシンボル期間τの終了時点と判定するので、ヌルシンボル期間τの終了時点を高い確度で検出することができる。このため、ヌルシンボル期間を同期検出信号Ｄsynとして極めて正確に検出することが可能となっている。
次に、制御部６は、同期検出信号Ｄsynで示されるヌルシンボル期間τに対応する伝送モードを判定し、その判定結果に基づいてＤＡＢトランスミッションフレームの構成、すなわちヌルシンボルに続く位相基準シンボルとＦＩＣチャンネルのシンボルと伝送シンボル等の位置とシンボル長を識別する。更に、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データの開始時点を同期検出信号Ｄsynに同期して検出し、その位相基準シンボルの復調データからＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation）シーケンスを抽出して入力する。そして、抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと、予め制御部６内に記憶されている位相基準シンボルとしてのＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行い、相関係数のピーク位置のズレ量から周波数誤差を検出する。
すなわち、ＣＡＺＡＣシーケンスは、自己相関の結果が０になるという自己直交シーケンスであることから、制御部６は、上述の抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行い、それによって得られた相関係数のピーク位置のズレ量を周波数誤差として検出する。
更に、制御部６は、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データの開始時点を同期検出信号Ｄsynに同期して検出し、その位相基準シンボルの復調データ（検出した周波数誤差の分だけ周波数シフトしたデータ）と予め記憶している位相基準シンボルとの相互相関演算を行うことにより、伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンス（Channel Impulse Response：ＣＩＲ）を求め、求めたＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量から時間誤差を検出すると共に、インパルスのピークの有無を判定して、ピーク有りと判定すると初期同期に成功したと判断する。
更に、制御部６は、初期同期成功と判断すると、上述の時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、データ復調器４がディジタルデータＤi，Ｄqをサンプリングして伝送シンボルをデータ復調する際のサンプリング開始時点を調整する。
つまり、時間誤差が０であった場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置は、各伝送シンボルの有効シンボル期間に相当する開始位置と終了位置に一致していることとなり、且つデータ復調器４が上記データ復調を行う際のサンプリング開始時からサンプリング終了時までの範囲（以下「ＦＦＴ窓」と称する）が有効シンボル期間と一致していることになる。これに対し、時間誤差が０でない場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置は、各伝送シンボルの有効シンボル期間に相当する開始位置と終了位置からずれていることになり、且つＦＦＴ窓が有効シンボル期間と一致せずにずれていることになる。
そこで、制御部６が時間誤差の１００％に相当する移動量だけＦＦＴ窓の位置を調整することによって、前後に位置する伝送シンボルをデータ復調の対象とすることなく、有効シンボル期間の有効シンボルを適切にデータ復調することができるように補正している。これにより、シンボル間干渉による復調性能の悪化を未然に防止することができる。
更に、制御部６は、ＦＦＴ窓の位置を補正した後、上述のＣＡＺＡＣシーケンスを利用して既に求めておいた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部内の局部発振器（図示略）に供給し、局発信号の現在の同調周波数を、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ微調整させ、初期同期の処理を完了する。これにより、フロントエンド部内の周波数変換器は、受信アンテナ（図示略）から出力されるＲＦ受信信号に対して正確な同調周波数で周波数変換を行うようになり、直交復調器２とデータ復調器４等における検波とデータ復調等の精度を向上させることができる。
そして、本ディジタル放送受信機１は、初期同期の処理の完了に引き続いて、受信動作を継続する。
以上に説明したように、本実施形態のディジタル放送受信機１によれば、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができる。
更に、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができることから、その検出結果に基づいて位相基準シンボルの位置を正確に検出することができ、周波数誤差と時間誤差を補正するための初期同期処理を短時間で完了することができる。
すなわち、複数回のヌルシンボル検出を行わなければヌルシンボル期間を正確に検出することができない従来技術では、時間誤差と周波数誤差を補正するための処理に移行するのに長時間を要することとなるため、初期同期処理を短時間で完了することができないのに対し、本ディジタル放送受信機１では、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間τを正確に検出することができるため、短時間で時間誤差と周波数誤差を補正して初期同期処理を完了することができる。
更に、一般に知られている従来のディジタル放送受信機では、初期同期に際して、位相基準シンボルから周波数誤差と時間誤差を検出すると、その周波数誤差と時間誤差の例えば５０％分だけＦＦＴ窓の位置と同調周波を微調整した後、再び周波数誤差と時間誤差を検出して、その周波数誤差と時間誤差の例えば５０％分だけＦＦＴ窓の位置と同調周波を微調整するという処理を多数回繰り返すことにより、ＦＦＴ窓の位置と同調周波を徐々に適切な状態に近付けていくようになっているため、初期同期に要する時間が長くなるという問題があった。これに対し、本実施形態のディジタル放送受信機１では、初期同期に際して、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間を正確に検出することができるため、位相基準シンボルから検出した時間誤差と周波数誤差の１００％で、ＦＦＴ窓の位置と同調周波数を調整するだけで、いわゆる同調点に正確に近づけることができる。
このため、本実施形態のディジタル放送受信機１は、上述の一般的な従来のディジタル放送受信機のような、ヌルシンボル検出と周波数誤差の検出を多数回繰り返す必要がなく、短時間に初期同期処理を完了することが可能である。
なお、図１(a)に示した構成では、直交復調器２ａから出力されるアナログのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３によってディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換しているが、ＩＦ信号をアナログディジタル変換して直交復調器２ａに供給すると共に、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂを、ディジタル信号によって直交検波と再生搬送波を再生するディジタル回路で形成し、Ａ／Ｄ変換器３を省略する構成としてもよい。
かかる構成によれば、ディジタル回路の直交復調器２ａに、ＩＦ信号に相当するディジタルデータが供給されることとなるため、その直交復調器２ａが直交検波を行うことで、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqを生成し、データ復調器４と同期信号検出部５に供給することができ、図１(a)に示した回路構成と同様の作用効果を発揮することができる。また、ディジタル放送受信機の更なるディジタル化を実現することができる。
また、このように直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂをディジタル回路で形成して、ＩＦ信号に相当するディジタルデータを直交復調器２ａに供給するＡ／Ｄ変換器を直交復調器２ａの前段に設ける構成とした場合、ディジタルデータＤi，Ｄqに代えて、そのＩＦ信号に相当するディジタルデータを同期信号検出部５に供給してヌルシンボル期間τを検出する構成としてもよい。すなわち、ヌルシンボルは変調等がなされていない信号成分であるため、同期信号検出部５がＩＦ信号に相当するディジタルデータを処理対象としてヌルシンボル検出を行っても、図２(a)〜(e)を参照して説明したのと同様の処理を行うこととなり、ＩＦ信号に相当するディジタルデータに基づいてヌルシンボル期間τを高精度に検出することができる。
また、以上の説明では、ＤＡＢシステムのディジタル音声放送を受信するディジタル放送受信機の実施形態について述べたが、本ディジタル放送受信機１は、図１(b)に示したのと同様のフレーム構成を有する他の放送システムにおける伝送信号（ベースバンド信号）に基づいて初期同期を行う場合にも適用可能である。
また、同期信号検出部５と制御部６をいわゆるハードウェア構成で形成してもよいし、上述した同期信号検出部５と制御部６の機能をコンピュータプログラムで実現し、そのコンピュータプログラムをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）で実行させるいわゆるソフトウェア構成としてもよい。
次に、上述の実施形態に係るより具体的な実施例について、図３ないし図７を参照して説明する。図３は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図１(a)と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図４は、直交復調器の構成を表したブロック図、図５は、本実施例のディジタル放送受信機の動作を説明するためのフローチャート、図６は、時間誤差の補正原理を説明するための図、図７は、同期信号検出部の変形例の構成を表したブロック図である。
図３において、このディジタル放送受信機１は、受信アンテナ８で受信されたＲＦ受信信号を増幅して出力するＲＦ部９と、ＲＦ受信信号と局部発振器７からの局発信号とを混合することで中間周波数のＩＦ信号を生成する周波数変換器１０と、そのＩＦ信号を所定周波数に周波数帯域制限し増幅して出力する中間周波増幅部１１と、中間周波増幅部１１からのＩＦ信号を搬送周波数ｆcの再生搬送波信号に基づいて直交検波することによってベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成する直交復調器２ａと、ベースバンド信号Ｉ，Ｑから上述の搬送周波数ｆcの再生搬送波信号を再生して直交復調器２ａに供給する搬送波再生部２ｂと、ベースバンド信号Ｉ，ＱをディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器３と、データ復調器４、同期信号検出部５、制御部６を有する他、データ復調器４の出力である復調データＤmodに対して誤り訂正等を行って復号処理を行う復号器１２と、復号器１２から出力される復号データを音声データにデコードするＭＰＥＧデコーダ１３と、音声データをアナログ音声信号にディジタルアナログ変換するＤ／Ａ変換器１４と、音声信号を電力増幅してスピーカ等（図示略）に供給する増幅器１５を備えて構成されている。
ここで、直交検波を行う直交復調器２ａは、ＡＳＫ、ＰＳＫ、ＡＰＳＫ等の変調波に対する直交検波を行う典型的な場合の構成例として、図４に示すような構成となっており、乗算器２aaが、搬送波再生部２ｂで再生される搬送周波数ｆcの再生搬送波信号とＩＦ信号とを乗算して所定周波数帯域のローパスフィル２adに通すことで同相成分のベースバンド信号Ｉを出力し、乗算器２abが、−９０°移相器２acを介して供給される再生搬送波信号とＩＦ信号とを乗算して所定周波数帯域のローパスフィル２aeに通すことで直交成分のベースバンド信号Ｑを出力するようになっている。
同期信号検出部５は、図３(b)のブロック図に示すように、図１(a)に示したローパスフィルタ５a及び平均値演算部５bと、同期信号判定部５cを形成する減衰器５caと比較器５cb，５ccを有して構成されている。
ローパスフィルタ５aは、ＩＩＲ型ディジタルフィルタ等のディジタルフィルタで形成されており、ディジタルデータＤi，Ｄqをディジタルフィルタリングすることによりエンベロープ検波し、エンベロープ信号Ｄenvを出力する。また、比較器５ccの出力に従ってホールド期間Ｔの間にディジタルフィルタリングの動作を一時的に停止することで、ホールド期間Ｔの直前にエンベロープ検出したレベルを保持し、図２(d)(e)に例示したように、ホールド期間Ｔの間その保持した一定レベルをエンベロープ信号Ｄenvとして出力する。
平均値演算部５bは、所定サンプル数のディジタルデータＤi，Ｄqをバッファリングするデータバッファと、そのデータバッファに蓄積されたディジタルデータＤi，Ｄqの平均値を演算する演算回路を有し、所定サンプル数の平均値を演算する毎に平均値信号Ｄavを出力して処理を繰り返す。なお、本実施例では、Ａ／Ｄ変換器３の基準サンプリング周波数ｆsが２．０４８ＭＨｚに決められており、平均値演算部５bは、ディジタルデータＤi，Ｄqを３２サンプル入力する毎にその平均値を演算している。
減衰器５caは、エンベロープ信号Ｄenvを１／２の減衰率（すなわち、−６ｄＢ）で減衰させ、減衰エンベロープ信号Ｄattとして出力する。したがって、図２(a)に例示したベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqがローパスフィルタ５aでエンベロープ検出されて、図２(b)に例示したエンベロープ信号Ｄenvが供給されると、減衰器５caは、図２(d)(e)に例示したように、ホールド期間Ｔの間一定レベルとなり全体的に減衰させた減衰エンベロープ信号Ｄattを出力する。
比較器５ccは、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを比較するディジタルコンパレータで形成されている。そして、減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルであった平均値信号Ｄavが減衰エンベロープ信号Ｄattより小さなレベルに変化した時点を検出すると、ローパスフィルタ５aに対してホールド動作開始の指令をし、その後、一定レベルにホールドされた減衰エンベロープ信号Ｄattより小さいレベルであった平均値信号Ｄavがその減衰エンベロープ信号Ｄattより大きなレベルに変化した時点を検出すると、ローパスフィルタ５aに対してホールド動作解除の指令をすることにより、上述のホールド期間Ｔを設定する。
比較器５cbは、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベルを比較するディジタルコンパレータで形成されており、平均値信号Ｄavのレベルが減衰エンベロープ信号Ｄattのレベルより小さくなる期間をヌルシンボルの期間τであると判定し、判定した期間τの間だけ論理“１”から論理“０”に反転する２値信号等から成る同期検出信号Ｄsynを制御部６へ出力する。
制御部６は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）、あるいはハードウェア構成のディジタル回路で形成されており、実施形態で説明した初期同期処理の機能を有する他、初期同期を完了した後の同期制御を行う。
次に、かかる構成を有するディジタル放送受信機１の動作について、図５及び図６を参照して説明する。
図５において、例えばユーザー等から所望の放送チャンネルへの切り替え指示がなされた場合や、受信状況の良好な放送チャンネルを自動探索するためのシークやサーチ処理の開始の指示がなされた場合のように、初期同期を必要とする指示がなされると、同期処理を開始する。
ステップＳ１において、同期信号検出部５がヌルシンボル期間τを判定するための同期検出処理を行う。
ヌルシンボル期間τが判定されると、ステップＳ２において、制御部６が、同期検出信号Ｄsynで示されたヌルシンボル期間τに基づいて伝送モードを判定し、その判定結果に基づいてデータ復調器４から出力される位相基準シンボルを抽出して入力し、その抽出した位相基準シンボル内のＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行うことにより、周波数誤差を検出する。
次に、ステップＳ３において、制御部６が、ステップＳ２で行った周波数誤差検出が同期処理の開始から第１回目（初回）に当たるか否か判断し、初回であればステップＳ４へ移行する。
次に、制御部６が、ステップＳ４において、初回の周波数誤差に基づいて、データ復調器４から出力される位相基準シンボルの復調データを周波数シフトさせた後、ステップＳ５において、その周波数シフトされた位相基準シンボルの復調データと予め記憶している位相基準シンボルのデータとの相互相関演算を行うことにより、伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ）を求め、求めたＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量から時間誤差を検出することで、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓の位置ズレ（誤差）を検出する。
次に、ステップＳ６において、制御部６が、ＣＩＲデータ中のインパルスのピークの有無を判定して、ピーク有りと判定するとステップＳ８へ移行して、初期同期に成功したと判断する。一方、ピーク無しと判定すると、ステップＳ７へ移行して、初期同期に失敗したと判断し、今までの同期処理を終了した後、ステップＳ１に戻って同期処理を再開（初回の同期処理として再開）する。
ステップＳ８で初期同期に成功したと判断すると、制御部６はステップＳ９に移行して、上述のステップＳ５で検出した時間誤差の１００％に相当する移動量でＦＦＴ窓の位置を調整することで、シンボル間干渉による復調性能の悪化を未然に防止できるように補正する。
すなわち、図６に示すように、ある伝送シンボル（ｎ）の有効シンボルとＦＦＴ窓との開始位置が一致している場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置ズレ量（時間誤差）が０となり、伝送シンボル（ｎ）のガードインターバルとＦＦＴ窓との開始位置が一致している場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置が有効シンボルに相当する期間の開始位置に一致していることになり、前方の伝送シンボル（ｎ−１）や後方の伝送シンボル（ｎ＋１）にＦＦＴ窓が掛かっている場合には、ＣＩＲデータ中のインパルスの位置がガードインターバルに相当する期間から外れていることになる。
そこで、制御部６が時間誤差の１００％に基づいてＦＦＴ窓の位置を調整することによって、前後に位置する伝送シンボルをデータ復調の対象とすることなく、各有効シンボルを適切にデータ復調することができるように調整する。
次に、ステップＳ１０において、制御部６が、ステップＳ２で既に求めておいた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部側の局部発振器７に供給し、局発信号の現在の同調周波数を、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ微調整させた後、初期同期の処理を完了する。これにより、周波数変換器１０は、ＲＦ受信信号に対して正確な同調周波数で周波数変換を行うようになり、直交復調器２とデータ復調器４等における検波とデータ復調等の精度が向上する。
次に、初期同期が完了した後、良好な受信状態を維持するための同期受信の動作について説明する。
初期同期が完了すると、２回目以降の同期処理がステップＳ１から繰り返され、ステップＳ１においてヌルシンボル期間τを判定するための同期検出処理が行われると共に、ステップＳ２において、ＣＡＺＡＣシーケンスを利用した周波数誤差検出が行われる。
次に、ステップＳ３において、制御部６は、周波数誤差検出が２回目以降の同期処理によるものである（初期同期ではない）と判断してステップＳ１１へ移行する。
ステップＳ１１では、制御部６が、その２回目以降の周波数誤差（ｄｆ）がフーリエ変換（ＤＦＴ）の周波数分解能の１／２に相当する周波数より大きいか否か判断し、小さい場合にはステップＳ１２，Ｓ１３の処理を行ってからステップＳ１４へ移行し、大きい場合には直接ステップＳ１４へ移行する。
ステップＳ１２では、制御部６が、データ復調器４の復調データＤmodから位相基準シンボルを抽出して予め記憶している位相基準シンボルのデータとの相互相関演算を行うことでＣＩＲを演算し、そのＣＩＲデータ中のピークの位置ズレからＦＦＴ窓の位置ズレ（時間誤差）を検出する。
次に、ステップＳ１３では、制御部６がデータ復調器４に対して、ステップＳ１２で求めた時間誤差の５０％に相当する移動量に基づいてＦＦＴ窓の位置を調整させることにより、ＦＦＴ窓を有効シンボルに対応させるように補正する。
次に、ステップＳ１４において、制御部６が、上述の周波数誤差（ｄｆ）の５０％に相当する誤差周波数を示す周波数微調整信号Ｓcntをフロントエンド部側の局部発振器７に供給し、局発信号の現在の同調周波数をその誤差周波数分だけ微調整させることで、周波数誤差（ｄｆ）の一部周波数分だけの補正を行わせる。
次に、ステップＳ１５では、制御部６が、予め決められている同期判定時間が経過したか否か判断し、未経過の場合には、再びステップＳ１に戻って処理を繰り返す。すなわち、本実施例のディジタル放送受信機１では、初期同期の処理が完了した後の継続受信中では、予め決められた同期判定期間内にステップＳ１からの処理を複数回繰り返すことにより、ステップＳ１３，Ｓ１４においてＦＦＴ窓の位置と同調周波数を次第に適正状態に近付けるようにしている。
そして、同期判定時間が経過すると、制御部６はステップＳ１５において、「経過」と判断してステップＳ１６へ移行する。
ステップＳ１６では、復号器１２が復調データＤmodを誤り訂正して復号を行う際に検出するビットエラーレート（Bit Error Rate：ＢＥＲ）等を制御部６が入力し、そのビットエラーレートの値等に基づいて同期誤差を判定する。そして、ビットエラーレートの値等が良好な受信状態の得られる範囲内である場合、すなわち同期誤差が小さい場合には、ステップＳ１７に移行して同期受信に成功したと判断して、ステップＳ１からの処理を繰り返し、ビットエラーレートの値等が良好な受信状態の得られる範囲外である場合、すなわち同期誤差が大きい場合には、ステップＳ１８に移行して同期受信に失敗したと判断し、今までの同期処理の内容をリセットした後、初期同期の処理（初回の同期処理）を新規に開始すべく、ステップＳ１からの処理を繰り返する。
そして、本ディジタル放送受信機１は、ステップＳ１７において同期成功との判断がなされると、復号器１２とＭＰＥＧデコーダ１３等によって復号及びデコード処理がなされる通常の受信を継続する。
以上説明したように、本実施例のディジタル放送受信機１によると、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができる。
更に、同期信号検出部５によってヌルシンボルを正確に検出することができることから、複数回のヌルシンボル検出を行うことなく、その検出結果に基づいて位相基準シンボルの位置を正確に検出することができ、周波数誤差と時間誤差を補正するための初期同期処理を短時間で完了することが可能である。
更に、初期同期に際して、１回のヌルシンボル検出でヌルシンボル期間を正確に検出することができることから、位相基準シンボルから検出した時間誤差と周波数誤差の１００％で、ＦＦＴ窓の位置と同調周波数を調整するだけで、いわゆる同調点に正確に近づけることができるため、短時間に初期同期処理を完了して、引き続き通常の同期受信へと継続することができる。
更に、初期同期が完了してから引き続き通常の受信を行うための同期処理を行っている際、ステップＳ１８において同期受信に失敗した場合に、新規に初期同期処理を行うこととなるが、上述したように初期同期に要する時間そのものを短縮化できることから、通常の同期受信へと再び復帰するまでの時間を短縮化することができる。
なお、図３(b)に示した同期検出部５では、ローパスフィルタ５aと平均値演算部５bの両者に、ベースバンド信号Ｉ，ＱのディジタルデータＤi，Ｄqを供給する構成となっているが、図７のブロック図に示すように、ディジタルデータＤi，Ｄqを平均値演算部５bに供給して平均値演算を行わせ、生成される平均値信号Ｄavをローパスフィルタ５aに供給してエンベロープ検出を行わせる構成としてもよい。
同期検出部５を図７の構成とすると、平均値演算部５bが高域ノイズ成分等を平均演算によって低減するので、ローパスフィルタ５aの次数を下げることができ、ローパスフィルタ５aを簡素な構成で実現することができる等の効果が得られる。
また、以上の本実施例の説明では、図５中のステップＳ９とＳ１０においてＦＦＴ窓の位置の補正と同調周波数の補正を行っているが、設計仕様等に応じて、いずれか一方の処理を省略してもよい。
また、図３(b)に示した減衰器５caの減衰率は必ずしも１／２（すなわち、−６ｄＢ）でなくともよく、減衰エンベロープ信号Ｄattと平均値信号Ｄavのレベル差を乖離させ得る減衰率であることを条件に適宜に決めることが可能である。
また、平均値演算部５bが３２サンプル数ずつの平均値演算を行う場合について説明したが、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数又はローパスフィルタ５aの周波数特性との関係でサンプル数を適宜に設定してもよい。
また、図３(a)に示した構成では、アナログ回路から成る直交復調器２aによってＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、そのベースバンド信号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換器３がディジタルデータＤi，Ｄqにアナログディジタル変換することにより、データ復調器４と同期信号検出部５がディジタル信号処理を行うようにしている。しかし、かかる構成に限らず、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に、ＩＦ信号をアナログディジタル変換して直交復調器２ａに供給するＡ／Ｄ変換器を設けると共に、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂをディジタル回路で構成し、Ａ／Ｄ変換器３を省略して、その直交復調器２ａの出力を直接、データ復調器４と同期信号検出部５に供給する構成としてもよい。かかる構成によると、ディジタル回路の直交復調器２ａがディジタル信号処理によって直交検波を行うこととなるため、その直交復調器２ａからベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqが出力されて、データ復調器４と同期信号検出部５に供給される。このため、図３(a)に示した構成と同様の機能を発揮することができ、更に、よりディジタル化を図ったディジタル放送受信機を実現することができる。
次に、図３(a)に示したディジタル放送受信機の変形例に相当する他の実施例について、図８を参照して説明する。なお、図８は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図３(a)と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
図８に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図３(a)に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図３(a)に示したディジタル放送受信機では、前述したように、制御部６が復調データＤmodから抽出したＣＡＺＡＣシーケンスと予め記憶しているＣＡＺＡＣシーケンスとの相互相関演算を行うことによって求めた周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntに基づいて局部発振器７を制御して局発信号の同調周波数を微調整させ、その微調整された局発信号に基づいて、周波数変換器１０がＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する構成となっている。
これに対し、図８に示す本実施例のディジタル放送受信機１は、周波数微調整信号Ｓcntに基づいて局部発振器７を制御する代わりに、その周波数微調整信号Ｓcntを搬送波再生部２ｂに供給することにより、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させ、その微調整された再生搬送波信号に基づいて直交復調器２ａがＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換する構成となっている。そして、他の構成については、図３(a)のディジタル放送受信機と同様となっている。
すなわち、本実施例のディジタル放送受信機１では、図５のフローチャートを参照して説明した初期同期処理の際のステップＳ１０において、制御部６から搬送波再生部２ｂへ周波数微調整信号Ｓcntを供給することにより、周波数誤差の１００％に相当する周波数分だけ再生搬送波信号の周波数ｆcを微調させ、また、図５の２回目以降の同期処理の際のステップＳ４０において、制御部６から搬送波再生部２ｂへ周波数微調整信号Ｓcntを供給することにより、周波数誤差の５０％に相当する周波数分だけ再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させる構成となっている。
かかる構成を有する本実施例のディジタル放送受信機１、すなわち、搬送波再生部２ｂを周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って微調整する構成とすると、例えばユーザー等からの選局操作等によって局部発振器７に設定された同調周波数を周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って微調整することでいわゆる同調点に近付ける効果が得られ、データ復調器４等におけるデータ復調等の精度を向上させることができる。
次に、図８に示したディジタル放送受信機の更に変形例に相当する実施例について、図９を参照して説明する。なお、図９(a)(b)は、本実施例の２態様のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
まず、図９(a)に示すディジタル放送受信機１は、中間周波数増幅部１１と直交復調器２ａの間にＡ／Ｄ変換器３ａが設けられ、図８に示したＡ／Ｄ変換器３が省略された構成となっている。そして、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂがディジタル信号処理によって直交変換と再生搬送波の再生を行うディジタル回路で形成されている。
かかる構成によると、中間周波増幅部１１から出力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器３ａがアナログディジタル変換して、ディジタル回路の直交復調器２ａに供給し、ディジタル回路の搬送波再生部２ｂが、制御部６から供給される周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntの指示に従って、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調させて、直交復調器２ａに供給する。これにより、直交復調器２ａは、ＩＦ信号に相当するディジタルデータを再生搬送波信号に基づくディジタル信号処理によって直交検波し、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqを出力して、データ復調器４と同期信号検出部５に供給する。
このように、ディジタル放送受信機１を図９(a)に示す構成としても、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqをデータ復調器４と同期信号検出部５に供給することができるため、図８に示したディジタル放送受信機と同様の作用効果を発揮することができる。更に、ディジタル放送受信機の更なるディジタル化を実現することが可能である。
次に、図９(b)に示すディジタル放送受信機１は、中間周波数増幅部１１と直交復調器２ａの間にＡ／Ｄ変換器３ａが設けられ、図８に示したＡ／Ｄ変換器３が省略された構成となっている。そして、直交復調器２ａと搬送波再生部２ｂがディジタル信号処理によって直交変換と再生搬送波の再生を行うディジタル回路で形成されている。更に、Ａ／Ｄ変換器３ａによってアナログディジタル変換されたＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifが、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqの代わりに、同期信号検出部５に供給されている。
かかる構成によると、同期信号検出部５は、ＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifに対してヌルシンボル期間τを検出するための処理を行うこととなるが、ヌルシンボルは変調等がなされていない信号成分であるため、図２(a)〜(e)を参照して説明したのと同様の処理を行うこととなる。このため、ＩＦ信号に相当するディジタルデータＤifをヌルシンボルの検出対象としても、そのヌルシンボル期間τを高精度に検出することができる。
次に、図８に示したディジタル放送受信機の更なる変形例に相当する実施例について、図１０を参照して説明する。なお、図１０(a)は、本実施例のディジタル放送受信機１の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図１０(b)は、直交復調器の後段に従属接続された周波数変換器の構成を表したブロック図である。
図１０(a)に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図８に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図８に示したディジタル放送受信機では、前述したように、直交復調器２ａが直交検波を行うための再生搬送波信号を生成する搬送波再生部２ｂに対して、制御部６が周波数微調整信号Ｓcntを供給して、再生搬送波信号の周波数ｆcを微調整させる構成となっている。
これに対して、図１０(a)に示すディジタル放送受信機１では、周波数微調整信号Ｓcntによって搬送波再生部２ｂを制御する代わりに、直交復調器２ａの後段に周波数変換器２ｃを接続し、更に周波数変換器２ｃに供給するための再生搬送波信号を再生する搬送波再生部２ｄを設けて、その搬送波再生部２ｄを周波数微調整信号Ｓcntによって制御する構成となっている。
ここで、直交復調器２ａは、図４に例示した構成を有し、周波数変換部２ｃは、図１０(b)に例示する構成を有している。
すなわち、周波数変換部２ｃは、図１０(b)に示すように、所定の配線接続がなされた乗算器２ca，２cc，２cd，２ceと、減算器２cfと、加算器２cgと、−９０°移相器２chとを有して形成され、周波数誤差を示す周波数微調整信号Ｓcntに従って搬送波再生部２ｄが微調整した再生搬送波信号と、−９０°移相器２chによって移相された再生搬送波信号とに基づいて、直交復調器２ａからのベースバンド信号Ｉ，Ｑを周波数変換し、その周波数変換したベースバンド信号Ｉ，Ｑを、Ａ／Ｄ変換器３側へ出力する。
かかる構成を有する本実施例のディジタル放送受信機１によれば、直交復調器２ａと搬送数再生部２ｂによって、ＩＦ信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに直交変換するための基本的な処理を行い、そのベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して周波数変換部２ｃと搬送数再生部２ｄが、周波数微調整信号Ｓcntに従って微調整した再生搬送波信号に基づいて周波数変換を行うので、周波数誤差分の周波数シフトを施したベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成し、Ａ／Ｄ変換器３を介して、データ復調器４と同期信号検出部５側へ供給することができる。このため、いわゆる同調点に近付ける効果が得られ、データ復調器４等におけるデータ復調等の精度を向上させることができる。
なお、本実施例の更なる変形例として、Ａ／Ｄ変換器３を省略すると共に、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に、ＩＦ信号をアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器を設け、更に、直交復調器２ａと周波数変換器２ｃ及び搬送波再生部２ｂ，２ｄをディジタル回路で形成してもよい。
また、中間周波数増幅器１１と直交復調器２ａの間に上述のＡ／Ｄ変換器を設ける構成とした場合に、ベースバンド信号に相当するディジタルデータＤi，Ｄqの代わりに、そのＡ／Ｄ変換器の出力、すなわちＩＦ信号に相当するディジタルデータを同期信号検出部５に供給して、ヌルシンボル期間τを検出するようにしてもよい。
次に、更に他の実施例について、図１１を参照して説明する。なお、図１１は、本実施例のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図であり、図８と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
図１１に示す本実施例のディジタル放送受信機１と図８に示したディジタル放送受信機との構成上の差異を説明すると、図８に示したディジタル放送受信機では、ＲＦ受信信号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換器１０と中間周波数増幅部１１及び局部発振器７が設けられているのに対し、図１１に示す本実施例のディジタル放送受信機１では、ＲＦ部９の出力に直交復調器２ａが接続されると共に、直交復調器２ａに同調周波数の局発信号を供給する局部発振器１７が設けられ、その局部発振器１７に制御部６から周波数微調整信号Ｓcntを供給することで、同調周波数を微調整させた局発信号を直交復調器２ａに供給する構成となっている。
かかる構成によると、例えばユーザー等からの選局操作等によって設定された局発信号の同調周波数を、局部発振器１７が周波数微調整信号Ｓcntに従って微調整し、その微調整後の同調周波数の局発信号に基づいて直交復調器２ａが、ＲＦ受信信号を直接ベースバンド信号Ｉ，Ｑに周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器３を介して、データ復調器４と同期信号検出部５へ供給する。
したがって、本実施例のディジタル放送受信機によれば、ＲＦ受信信号をＩＦ信号に周波数変換するための構成を不要にして、構成の簡素化等を実現することができると共に、ヌルシンボル期間τを高精度で検出して初期同期及び同期受信の精度向上を図ることができる。
本発明の実施形態のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図と、放送局から伝送されてくる伝送信号のフレーム構成を模式的に表した図である。 図１のディジタル放送受信機に設けられている同期信号検出部の動作を説明するための波形図である。 実施例１のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図と、同期信号検出部の構成を表したブロック図である。 図３のディジタル放送受信機に設けられている直交復調器の構成例を表したブロック図である。 実施例１のディジタル放送受信機の動作を説明するためのフローチャートである。 実施例１のディジタル放送受信機における時間誤差の補正原理を説明するための図である。 実施例１のディジタル放送受信機に設けられる同期信号検出部の変形例の構成を表したブロック図である。 実施例２のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。 実施例３のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。 実施例４のディジタル放送受信機の構成と周波数変換器の構成例を表したブロック図である。 実施例５のディジタル放送受信機の構成を表したブロック図である。
符号の説明
２a…直交復調器
４…データ復調器
５…同期信号検出部
５a…ローパスフィルタ
５b…平均値演算部
５c…同期信号判定部
６…制御部
１０…周波数変換器

Claims (13)

  1. ヌルシンボル期間を有する信号を同期受信するディジタル放送受信機であって、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号をエンベロープ検出してエンベロープ信号を生成するローパスフィルタと、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号を所定の時間区間毎に平均演算して平均値信号を生成する平均値演算手段と、
    前記エンベロープ信号を所定の減衰率で減衰させた減衰エンベロープ信号と前記平均値信号とのレベルを比較し、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さい期間をホールド期間として前記ローパスフィルタにホールド動作させ、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さくなる時点から、前記ホールド期間における減衰エンベロープ信号のレベルより前記平均値信号のレベルが大きくなる時点までの期間を前記伝送信号に含まれるヌルシンボルの期間として判定する同期信号判定手段と、
    を有することを特徴とするディジタル放送受信機。
  2. 前記ローパスフィルタと平均値演算手段と同期信号判定手段は、ディジタル信号処理によって前記エンベロープ信号と平均値信号の生成と前記判定を夫々行うことを特徴とする請求項１に記載のディジタル放送受信機。
  3. 前記ローパスフィルタは、前記ヌルシンボル期間を有する信号に代えて、前記平均値演算手段で生成される前記平均値信号をエンベロープ検出して前記エンベロープ信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載のディジタル放送受信機。
  4. 受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、
    前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記中間周波信号であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  5. 受信信号を局発信号に基づいて周波数変換することにより中間周波信号を生成する周波数変換手段と、
    前記中間周波信号を再生搬送波信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段とを有し、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  6. 受信信号を局発信号に基づいてベースバンド信号に周波数変換する直交復調手段を有し、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号は、前記ベースバンド信号であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  7. 前記ベースバンド信号をディジタル信号処理によるデータ復調を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、
    前記同期信号判定手段で判定されるヌルシンボルの期間に同期して、前記復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとを相互相関演算して、当該演算結果から検出した周波数誤差に基づいて前記位相基準シンボルの周波数を調整する制御手段と、
    を有することを特徴とする請求項４〜６の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  8. 前記制御手段は、初期同期処理に際して、前記データ復調手段で生成される復調データに含まれる位相基準シンボルを抽出し、当該抽出した位相基準シンボルと予め記憶している位相基準シンボルとの相互相関演算によって伝播路の応答を示すチャンネルインパルスレスポンスを演算し、当該演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする請求項７に記載のディジタル放送受信機。
  9. 前記制御手段は、前記位相基準シンボルの周波数を調整した後、前記チャンネルインパルスレスポンスの演算結果から検出した時間誤差の１００％に相当する移動量に基づいて、前記データ復調手段のデータ復調の際のサンプリング開始時点を調整することを特徴とする請求項８に記載のディジタル放送受信機。
  10. 前記制御手段は、前記周波数変換手段が受信信号を中間周波信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  11. 前記制御手段は、前記直交復調手段が中間周波信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記再生搬送波信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  12. 前記制御手段は、前記直交復調手段が受信信号をベースバンド信号に周波数変換する際の前記局発信号の周波数を、前記周波数誤差の１００パーセントに相当する誤差周波数に基づいて調整することを特徴とする請求項７〜９の何れか１項に記載のディジタル放送受信機。
  13. ヌルシンボル期間を有する信号を同期受信するディジタル放送受信機における同期検出方法であって、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号をエンベロープ検出してエンベロープ信号を生成するエンベロープ信号生成工程と、
    前記ヌルシンボル期間を有する信号を所定の時間区間毎に平均演算して平均値信号を生成する平均値演算工程と、
    前記エンベロープ信号を所定の減衰率で減衰させた減衰エンベロープ信号と前記平均値信号とのレベルを比較し、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さい期間をホールド期間として前記ローパスフィルタにホールド動作させ、前記平均値信号のレベルが減衰エンベロープ信号のレベルより小さくなる時点から、前記ホールド期間における減衰エンベロープ信号のレベルより前記平均値信号のレベルが大きくなる時点までの期間を前記伝送信号に含まれるヌルシンボルの期間として判定する同期信号判定工程と、
    を有することを特徴とする同期検出方法。
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