JP4128166B2 - アンテナ制御装置、アンテナ制御方法およびデジタル受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ制御装置、アンテナ制御方法およびデジタル受信装置に関し、特に、アンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ制御装置、アンテナ制御方法およびデジタル受信装置に関する。

放送信号を受信する受信装置は、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合をとるために、チューナブルアンテナ整合回路を備える。

図２３は、インピーダンス整合回路に与える制御電圧と、アンテナ全体（チューナブルアンテナとチューナブルアンテナ整合回路）の周波数特性との関係を表わす図である。

図２３を参照して、インピーダンス整合回路に与える電圧がＶ１、Ｖ２、Ｖ３のときで、周波数に対する反射係数またはＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）が相違し、周波数特性が相違する。反射係数またはＶＳＷＲが大きいときには、受信レベルが小さくなる。

あるチャンネルの信号を受信するために、図２３の（２）に示すような周波数特性を備える必要がある場合に、そのような周波数特性が得られるようにインピーダンス整合回路に与える制御電圧をＶ２に調整したとする。

しかし、受信装置が携帯端末のような場合には、人体が接近することなどによってアンテナの周囲環境が変化する。その結果、チューナブルアンテナのインピーダンスの不整合が発生する。たとえば、チューナブルアンテナのインピーダンスが整合しており、実際の周波数特性と所望の周波数特性とがともに図２３の（２）に示す状態のときに、人体の接近などによってチューナブルアンテナのインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になる。

アンテナのインピーダンスの整合ずれを解消するための方法として、たとえば、特許文献１および非特許文献１では、アンテナからの反射電力を方向性結合器でピックアップして得られた検波電圧Ｖｄが最小になるようにバイアス電圧Ｖ１、Ｖ２によってアンテナ内のバラクタダイオードＣｐ、Ｃｓを制御する方法が記載されている。この制御の指導原理にはデジタル制御による最適化アルゴリズムの一種である最急降下法に基づくＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムなどを用いることとしている。
特開２００３−３１８６３６号公報 小川他著「最急降下法による人体近接アクティブアンテナの自動整合」信学技報、ＡＰ２００３−３１（２００３−５）ｐ．３１−３６

しかしながら、特許文献１では、反射電力を得るためにアンテナから電波を送信しなければならず、アンテナから電波を送信しない受信専用端末では、この方法は用いることができない。

ところで、このような受信専用端末において、アンテナのインピーダンスの不整合を検知するための方法として、ビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を用いることが考えられるが、ＢＥＲの計測およびデインタリーブの処理に時間を要するため、アンテナのインピーダンスを整合する制御にタイムラグが発生するという問題がある。

それゆえに、本発明の目的は、受信専用の端末においても、アンテナのインピーダンスの整合ずれを短時間、かつ高精度に解消することのできるアンテナ制御装置、アンテナ制御方法およびデジタル受信装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明のある局面に係るアンテナ制御装置は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、ピークの値と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

好ましくは、制御電圧調整部は、ピークの値が所定の閾値を超えるときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧調整部は、最急降下法にしたがって、ピークの値と参照レベルとの誤差が最小に近づくように制御電圧を順次更新する。

好ましくは、制御電圧調整部は、ピークの値と参照レベルとの誤差を順次算出し、前回の誤差の大きさと今回の誤差の大きさの大小関係にしたがって、制御電圧に所定量を加算するか、または所定量を減算するかを切替える。

また、本発明の別の局面に係るアンテナ制御装置は、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロールアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

好ましくは、１個以上のゲインコントロールアンプが、チューナブルアンテナで受信された信号を増幅する第１のゲインコントロールアンプと、第１のゲインコントロールアンプの出力信号または出力信号が処理された信号を増幅する第２のゲインコントールアンプであるときに、制御電圧調整部は、第２のゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、制御電圧の調整を行なう。

好ましくは、制御電圧調整部は、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧調整部は、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧調整部は、ゲイン制御量と参照レベルとの誤差を順次算出し、前回の誤差の大きさと今回の誤差の大きさの大小関係にしたがって、制御電圧を増加または減少させるかを切替え、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときよりも、制御電圧の１回の変化量が小さい。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御装置は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ピークの値とゲイン制御量とを所定の重みを付けて合成した合成量を生成する合成部と、合成量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御装置は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、ピークの値を選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択する選択部と、ピークの値が選択されたときには、ピークの値と第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御装置は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号に基づいて受信レベルを算出する受信レベル算出部と、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、受信レベルを選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択する選択部と、受信レベルが選択されたときには、受信レベルと第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のある局面に係るアンテナ制御方法は、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ制御方法であって、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するステップと、ピークの値と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整するステップと、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうステップとを含む。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、ピークの値が所定の閾値を超えるときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、最急降下法にしたがって、ピークの値と参照レベルとの誤差が最小に近づくように制御電圧を順次更新する。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、ピークの値と参照レベルとの誤差を順次算出し、前回の誤差の大きさと今回の誤差の大きさの大小関係にしたがって、制御電圧に所定量を加算するか、または所定量を減算するかを切替える。

また、本発明の別の局面に係るアンテナ制御方法は、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロールアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整するステップと、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうステップとを含む。

好ましくは、１個以上のゲインコントロールアンプが、チューナブルアンテナで受信された信号を増幅する第１のゲインコントロールアンプと、第１のゲインコントロールアンプの出力信号または出力信号が処理された信号を増幅する第２のゲインコントールアンプであるときに、制御電圧を調整するステップは、第２のゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、制御電圧の調整を行なう。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、制御電圧の調整を行なわない。

好ましくは、制御電圧を調整するステップは、ゲイン制御量と参照レベルとの誤差を順次算出し、前回の誤差の大きさと今回の誤差の大きさの大小関係にしたがって、制御電圧を増加または減少させるかを切替え、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときよりも、制御電圧の１回の変化量が小さい。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御方法は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するステップと、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ピークの値とゲイン制御量とを所定の重みを付けて合成した合成量を生成するステップと、合成量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整するステップと、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうステップとを含む。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御方法は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、取得した相関値のピークの値を特定するステップと、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、ピークの値を選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択するステップと、ピークの値が選択されたときには、ピークの値と第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整するステップと、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうステップとを含む。

また、本発明のさらに別の局面に係るアンテナ制御方法は、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号に基づいて受信レベルを算出するステップと、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、受信レベルを選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択するステップと、受信レベルが選択されたときには、受信レベルと第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整するステップと、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうステップとを含む。

また、本発明のある局面に係るデジタル受信装置は、地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、ベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、ピークの値と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明の別の局面に係るデジタル受信装置は、地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、ベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、チューナブルアンテナで受信された信号または信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のさらに別の局面に係るデジタル受信装置は、地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、ベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号または信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれのゲインコントールアンプのゲイン制御量と、ピークの値とを所定の重みを付けて合成した合成量を生成する合成部と、合成量と参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のさらに別の局面に係るデジタル受信装置は、地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、ベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号または信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、ピークの値を選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択する選択部と、ピークの値が選択されたときには、ピークの値と第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

また、本発明のさらに別の局面に係るデジタル受信装置は、地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、ベースバンド信号とベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、相関値に基づいて、ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、ベースバンド信号に基づいて受信レベルを算出する受信レベル算出部と、チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号または信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、受信レベルを選択し、ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、ゲイン制御量を選択する選択部と、受信レベルが選択されたときには、受信レベルと第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、ゲイン制御量が選択されたときは、ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、調整された制御電圧を受けて、チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備える。

好ましくは、チューナは、直交周波数分割多重化変調された信号を構成する１３個のセグメントのうち周波数が中央である１個のセグメントのみを抽出する。

本発明によれば、受信専用の端末においても、アンテナのインピーダンスの整合ずれを短時間、かつ高精度に解消することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。

［第１の実施形態］
第１の実施形態では、ベースバンド信号とそれが有効シンボル期間遅延された信号との相関値のピーク値に基づいて、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうデジタル受信装置に関する。

（デジタル放送受信装置の構成）
図１は、第１の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。

図１を参照して、この地上デジタルテレビ放送受信装置１００は、チューナブルアンテナ１０１と、チューナブルアンテナ整合回路１０２と、チューナ１５０と、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換部１０４と、内挿部１０５と、狭帯域キャリア同期部１０６と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）演算部１０７と、広帯域キャリア同期部１０８と、等化部１０９と、デインタリーブ部１１０と、デマッピング部１１１と、誤り訂正部１１２と、フレーム同期・ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）復号部１１３と、相関値算出部１３０と、最大値保持部１１４と、比較部１１５と、モード／ガードインターバル決定部１１６と、シンボル同期部１１７と、クロック同期部１１８と、第２ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部１１９と、アンテナ自動整合制御回路１４０とを備える。

チューナブルアンテナ整合回路１０２およびアンテナ自動整合制御回路１４０は、アンテナ制御装置を構成する。

チューナブルアンテナ１０１は、地上デジタル放送の技術規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Service Digital Broadcast-Terrestrial）にしたがったＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調された信号（以下、ＯＦＤＭ信号）を受信する。ＯＦＤＭ変調方式は、直交する多数の搬送波を変調して多重化する方式であり、マルチキャリア変調方式の一種である。このＯＦＤＭ変調方式は、ガードインターバルという遅延波を吸収するための時間を設けることによって、マルチパスに強いという特徴がある。地上デジタル放送では、１個のチャンネル（帯域約５．６ＭＨｚ）のＯＦＤＭ信号は、１３個のセグメント（１セグメントが約４３０ｋＨｚ）からなる。

図２は、チューナ１５０の詳細な構成を示す図である。同図を参照して、チューナ１５０は、第１ＧＣＡ（Gain Control Amplifier）１５１と、第１ＡＧＣ部１５９と、第２ＧＣＡ１５２と、周波数変換器１５３，１５４と、９０度位相器１５５と、発振器１５６と、ＬＰＦ１５７，１５８とを備える。

第１ＧＣＡ１５１は、チューナブルアンテナ１０１から送られる高周波の無線周波数（ＲＦ）信号に対して第１段階の増幅を行なう。

第１ＡＧＣ部１５９は、第１ＧＣＡ１５１から出力される信号の振幅が一定値となるように、その利得を制御する第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）を第１ＧＣＡ１５９に出力する。第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）の大きさは、ゲイン制御量を表わし、弱電界時ほど大きくなる。第１ＧＣＡ１５９は、第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）の大きさが大きいほど、その利得を大きくする。

第２ＧＣＡ１５２は、第２ＡＧＣ部１１９から第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を受けて、無線周波数（ＲＦ）信号に対して第２段階の増幅を行なう。第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の大きさは、ゲイン制御量を表わし、弱電界時ほど大きくなる。第２ＧＣＡ１５２は、第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の大きさが大きいほど、その利得を大きくする。

発振器１５６は、周波数ｆ１の信号を出力する。

９０度位相器１５５は、発振器１５６から周波数がｆ１の信号を受けて、位相がθで周波数がｆ１の信号を周波数変換器１５３に出力し、位相が（θ＋π／２）または（θ−π／２）で周波数がｆ１の信号を周波数変換器１５４に出力する。

周波数変換器１５３は、９０度位相器１５５から出力される位相がθで周波数がｆ１の信号と、第２ＧＣＡ１５２から出力される増幅された無線周波数（ＲＦ）の信号とをミキシングして、中間周波数（ＩＦ）のＩ軸成分のベースバンド信号を出力する。

周波数変換器１５４は、９０度位相器１５５から出力される位相が（θ＋π／２）または（θ−π／２）で周波数がｆ１の信号と、第２ＧＣＡ１５２から出力される増幅された無線周波数（ＲＦ）の信号とをミキシングして、中間周波数（ＩＦ）のＱ軸成分のベースバンド信号を出力する。

ＬＰＦ１５７は、Ｉ軸成分のベースバンド信号の低周波成分を抽出して、Ａ／Ｄ変換部１０４へ出力する。

ＬＰＦ１５８は、Ｑ軸成分のベースバンド信号の低周波成分を抽出して、Ａ／Ｄ変換部１０４へ出力する。

発振器１５６が発振する信号の周波数ｆ１は、ユーザが選択したチャンネルの１３個のセグメントが抽出できるように調整されている。また、ＬＰＦ１５７およびＬＰＦ１５８は、１３個のセグメントが抽出できるように通過帯域が設定されている。

チューナブルアンテナ整合回路１０２は、可変容量コンデンサを含み、与えられる制御電圧によって可変容量コンデンサの容量が変化することによって、アンテナ全体（チューナブルアンテナ１０１とチューナブルアンテナ整合回路１０２）の周波数特性が変化する。これによって、人体が接近することなどによって、アンテナの周囲環境が変化したときでも、適切な制御電圧をインピーダンス整合回路に与えれば、その周囲環境に応じて周波数特性を変化させることができ、良好な受信特性を維持できる。適切な制御電圧の調整は、後述するアンテナ自動整合制御回路１４０によって行なわれる。

図３（ａ）は、１フレーム期間のＯＦＤＭ信号の構成を示す。同図に示すように、２０４シンボルで１フレームが構成される。１シンボル期間は、有効シンボル期間と、その直前のガードインターバル期間で構成される。有効シンボル期間には、映像または音声信号と、複数個のＴＭＣＣ信号が配置される。

図３（ｂ）は、１シンボル期間のＯＦＤＭ信号の構成を示す。

ガードインターバルの期間の信号は、有効シンボル期間の信号の最後の部分をコピーしたものである。このようなガードインターバル期間を設けることによって、以前のシンボルの反射波の遅延時間がガードインターバルの期間内であれば、以前のシンボルからの干渉を防止することができる。

再び、図１を参照して、Ａ／Ｄ変換部１０４は、アナログのベースバンドのＯＦＤＭ信号をデジタル値に変換する。

内挿部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０４から出力されるベースバンドＯＦＤＭ信号を用いて、クロック同期部１１８から出力されるクロックのタイミングにおけるベースバンドのＯＦＤＭ信号の値を求めて、それを出力する。

狭帯域キャリア同期部１０６は、相関値算出部１３０によって得られた相関値を用いて、内挿部１０５から出力される信号のキャリア間隔内のキャリア同期（周波数同期）を行なう。

ＦＦＴ演算部１０７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号をシンボル単位でその有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算することによってＯＦＤＭ復調、つまり時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。

広帯域キャリア同期部１０８は、ＦＦＴ演算部１０７から出力される信号のキャリア間隔単位のキャリア同期（周波数同期）を行なう。

フレーム同期・ＴＭＣＣ復号部１１３は、２０４個のシンボルからなるフレームの同期を確立するとともに、伝送パラメータを表わす制御信号であるＴＭＣＣを復号する。

等化部１０９は、周波数軸上である規則で埋込まれたパイロット信号を利用して伝送路の特性を推定し、推定した特性で広帯域キャリア同期部１０８から出力される信号の波形を等化（補正）する。

デインタリーブ部１１０は、ＴＭＣＣ信号にしたがって、送信側で耐フェージング用に施されたインタリーブがもとにもどされる。

デマッピング部１１１は、ＴＭＣＣ信号にしたがって、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、またはＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）などのデマッピング処理を行なう。

誤り訂正部１１２は、ＴＭＣＣ信号にしたがって、ビタビ復号とリードソロモン復号による誤り訂正を行い、ＴＳＰ（Transport Stream Packet）を生成する。ＴＳＰは、図示しないデコーダで復号化され、復号化された映像および音声がテレビに表示される。

第２ＡＧＣ部１１９は、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号を受けて、その信号の電力（Ｉ軸成分の信号の２乗とＱ軸成分の信号の２乗との和）の大きさが一定値となるように、その利得を制御する第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を第２ＧＣＡ１５２に出力する。

相関値算出部１３０は、モード／ガードインターバルごとに相関値算出回路１３０ａを含む。各相関値算出回路１３０ａは、並列に動作する。各相関値算出回路１３０ａは、それに固有のモードおよびガードインターバルにしたがって、相関値を算出する。なお、モードが異なると、キャリア間隔、シンボル長、およびキャリア数のうち少なくとも１つが異なる。

（相関値算出回路１３０ａの構成）
図４は、モード／ガードインターバルごとの相関値算出回路１３０ａの構成を示す図である。

図４を参照して、この相関値算出回路１３０ａは、遅延部１３１と、共役複素部１３２と、乗算器１３３と、移動平均部１３４とを含む。

遅延部１３１は、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号ＤＸ（ｔ）を出力する。

共役複素部１３２は、遅延信号ＤＸ（ｔ）の複素共役である複素共役遅延信号ＤＸ′（ｔ）を出力する。

乗算器１３３は、信号Ｘ（ｔ）と、共役複素部１３２から出力される複素共役遅延信号ＤＸ′（ｔ）とを複素乗算し、乗算信号｛Ｘ（ｔ）×ＤＸ′（ｔ）｝を出力する。

移動平均部１３４は、乗算器１３３から出力される乗算信号｛Ｘ（ｔ）×ＤＸ′（ｔ）｝のガードインターバルの期間幅に相当するＮ個のサンプルの移動平均、つまり最新のＮ個の乗算信号｛Ｘ（ｔ）×ＤＸ′（ｔ）｝の平均値を算出して、算出結果を相関値Ｒ（ｔ）として出力する。

図５は、信号Ｘ（ｔ）と、遅延信号ＤＸ（ｔ）と、相関値Ｒ（ｔ）の時間変化を表わす図である。

同図に示すように、遅延信号ＤＸ（ｔ）は、信号Ｘ（ｔ）に対して有効シンボル期間だけ遅延している。それにより、信号Ｘ（ｔ）の有効シンボル期間の最後（これは、遅延信号ＤＸ（ｔ）のガードインターバル期間の最後と等しい）の時点で、相関値Ｒ（ｔ）は、三角波信号のピーク値を示す。

この三角波信号のピーク値は、その値が高いときには、ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）が大きく、その値が小さいときには、ＣＮＲが小さいという特性が実験により確かめられている。また、この三角波信号のピーク値は、ＢＥＲなどと違って時間を要することなく短時間で取得することができる。さらに、この三角波信号のピーク値は、ＣＮＲを精度よく近似できる指標としても良好である。

再び、図１を参照して、最大値保持部１１４は、各相関値算出回路１３０ａから出力される相関値の最大値を保持して、それらを比較部１１５に出力する。

比較部１１５は、各最大値の中で最大の値を特定し、特定した最大の値が所定の閾値を超えるか否かを調べて、比較結果をモード／ガードインターバル決定部１１６に出力する。

モード／ガードインターバル決定部１１６は、比較結果が特定した最大の値が所定の閾値を超えていることを表わす場合には、その最大の値に対応する相関値算出回路を特定し、その相関値算出回路が相関値の算出のために用いたモードおよびガードインターバルを表わすモード／ガードインターバル信号を出力する。モード／ガードインターバル決定部１１６は、特定した最大の値が所定の閾値を越えることを示す比較結果を受けるまでは、モード／ガードインターバル信号を出力しない。

シンボル同期部１１７は、モード／ガードインターバル信号に基づいて、ＦＦＴ演算部１０７でのＦＦＴの窓位置の決定、いわゆるシンボル同期を行なう。

クロック同期部１１８は、モード信号／ガードインターバル信号に基づいて、内挿部１０５において、クロック同期を行なう。

アンテナ自動整合制御回路１４０は、モード／ガードインターバル決定部１１６からモード／ガードインターバル信号を受けて、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値のうち、そのモード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値を用いて、チューナブルアンテナ１０１内のインピーダンス整合回路を制御するための制御電圧を求める。

（アンテナ自動整合制御回路１４０の構成）
図６は、アンテナ自動整合制御回路１４０の構成を示す図である。

図６を参照して、このアンテナ自動整合制御回路１４０は、選択部１９９と、ピーク特定部１４１と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１４２と、制御電圧調整部１４３と、Ｄ／Ａ変換部１４４とを含む。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、選択した相関値Ｒｓ（ｔ）の１シンボル期間ごとにピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する。図５の最下部は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の時間変化を示す。ここで、１シンボル期間は、Ｎｃ個のクロックからなるとするものとする。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する。

制御電圧調整部１４３は、調整期間ごとに制御電圧Ｖを調整する。ここで、１調整期間は、Ｍ個（Ｍは１以上の整数、たとえば１００）のシンボル期間からなるものとする。

制御電圧調整部１４３は、低周波成分からなるピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値１）を超えるときには、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させない。これは、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値１）を超えるときには、ＣＮＲが高いためアンテナのインピーダンスを制御する必要がないので、省電力化のため不必要な制御を回避するためである。

一方、制御電圧調整部１４３は、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値１）以下のときには、ピーク値信号Ｐ（ｔ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
次に、アンテナ自動整合の制御動作を説明する。

図７は、第１の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図７を参照して、まず、制御電圧調整部１４３は、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ２０１）。

制御電圧調整部１４３は、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１４４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ２０２）。

相関値算出部１３０の各相関値算出回路１３０ａは、ｔ＝｛（ｎ−１）×Ｍ×Ｎｃ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝について、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）と、Ｘ（ｔ）を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号ＤＸ（ｔ）との相関値Ｒ（ｔ）を算出する。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ２０３）。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、ｋ＝｛（ｎ−１）×Ｍ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ｝について、相関値Ｒｓ（ｔ）の第ｋ番目のシンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する（ステップＳ２０４）。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する（ステップＳ２０５）。

制御電圧調整部１４３は、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値１）以下かどうかを調べる（ステップＳ２０６）。

制御電圧調整部１４３は、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値１）を超えるときには（ステップＳ２０６でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整は行なわず、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を１つ前の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同じとする（ステップＳ２０７）。

制御電圧調整部１４３は、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値１）以下のときには（ステップＳ２０６でＹＥＳのとき）、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとしては、たとえばピーク値信号Ｐの取り得る最大の値を用いる（ステップＳ２０８）。

制御電圧調整部１４３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１４３は、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ２０９）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ２１０）。

デジタル受信装置１００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ２１１でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ２１２）、上述のステップＳ２０３〜Ｓ２１２の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

［第２の実施形態］
第２の実施形態は、第１の実施形態のアンテナ自動整合制御回路に含まれる制御電圧調整部１４３が第１の実施形態のものと異なる。ここでは、第２の実施形態の制御電圧調整部を制御電圧調整部１４３ａと記す。

制御電圧調整部１４３ａは、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値２）を超えるときには、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させない。これは、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値２）を超えるときには、ＣＮＲが高いためアンテナのインピーダンスを制御する必要がないので、省電力化のため不必要な制御を回避するためである。

一方、制御電圧調整部１４３ａは、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値２）以下のときには、ピーク値信号Ｐ（ｔ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、前回の絶対誤差ｅの大きさと今回の絶対誤差の大きさにしたがって制御電圧を変化させる方向を決めることによって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図８は、第２の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図８を参照して、まず、制御電圧調整部１４３ａは、調整期間の番号ｎを１とする（ステップＳ３０１）。

制御電圧調整部１４３ａは、初期値Ａを第１番目の調整期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１４４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ３０２）。

相関値算出部１３０の各相関値算出回路１３０ａは、ｔ＝｛（ｎ−１）×Ｍ×Ｎｃ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝について、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）と、Ｘ（ｔ）を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号ＤＸ（ｔ）との相関値Ｒ（ｔ）を算出する。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ３０３）。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、ｋ＝｛（ｎ−１）×Ｍ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ｝について、相関値Ｒｓ（ｔ）の第ｋ番目のシンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する（ステップＳ３０４）。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する（ステップＳ３０５）。

制御電圧調整部１４３ａは、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値２）以下かどうかを調べる（ステップＳ３０６）。

制御電圧調整部１４３ａは、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値２）を超えるときには（ステップＳ３０６でＮＯのとき）、そのときのＣＮＲが大きいためインピーダンスの整合をとる必要がないと判断し、今回の制御方向をホールドに設定する（ステップＳ３１２）。

制御電圧調整部１４３ａは、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値２）以下のときには（ステップＳ３０６でＹＥＳのとき）、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとして、たとえばピーク値信号Ｐの取り得る最大の値を用いる（ステップＳ３０７）。

制御電圧調整部１４３ａは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）と等しいときには（ステップＳ３０８でＹＥＳのとき）、適切な値に収束していると判断し、今回の制御方向をホールドに設定する（ステップＳ３１２）。

制御電圧調整部１４３ａは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）よりも大きいときには（ステップＳ３０８でＮＯ、かつステップＳ３０９でＮＯのとき）、前回の制御の方向が正しくない方向であると判断し、今回の制御方向を前回の制御方向と反対方向に設定する（ステップＳ３１０）。

制御電圧調整部１４３ａは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）よりも小さいときには（ステップＳ３０８でＮＯ、かつステップＳ３０９でＹＥＳのとき）、前回の制御の方向が正しい方向であると判断し、今回の制御方向を前回の制御方向と同一方向に設定する（ステップＳ３１１）。

制御電圧調整部１４３ａは、今回の制御方向が正方向であれば（ステップＳ３１３でＹＥＳのとき）、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を｛Ｖ（ｎ）＋α｝に調整する。ここでαは定数である（ステップＳ３１４）。

制御電圧調整部１４３ａは、今回の制御方向が負方向であれば（ステップＳ３１３でＮＯ、かつステップＳ３１５でＹＥＳのとき）、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を｛Ｖ（ｎ）−α｝に調整する。ここでαは定数である（ステップＳ３１６）。

制御電圧調整部１４３ａは、今回の制御方向がホールドであれば（ステップＳ３１３でＮＯ、かつステップＳ３１５でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整を行なわずに、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を第ｎ番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同一とする（ステップＳ３１７）。

Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ３１８）。

デジタル受信装置２００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ３１９でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ３２０）、上述のステップＳ３０３〜Ｓ３２０の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、第１の実施形態と同様に、人体の接近などによってアンテナの周囲環境が変化し、アンテナのインピーダンスの不整合が発生し、実際の周波数特性が変化し、実際の周波数特性と所望の周波数特性とが不一致になった場合でも、実際の周波数特性と所望の周波数特性が一致するように、制御電圧を調整することができる。

［第３の実施形態］
第３の実施形態では、ゲイン制御信号に基づいて、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうデジタル受信装置に関する。

（デジタル放送受信装置の構成）
図９は、第３の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。

図９を参照して、第３の実施形態に係る地上デジタル受信装置３００が、図１の地上デジタル受信装置１００と相違する点は、アンテナ自動整合制御回路である。

第３の実施形態のアンテナ自動整合制御回路１６１は、相関値算出部１３０から相関値Ｒ（ｔ）を受ける代わりに、第２ＡＧＣ部１１９からゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を受ける。

図１０は、アンテナ自動整合制御回路１６１の構成を示す図である。

図１０を参照して、このアンテナ自動整合制御回路１６１は、ＬＰＦ１６２と、制御電圧調整部１６３と、Ｄ／Ａ変換部１６４とを含む。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する。

制御電圧調整部１６３は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値３）以下のときには、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させない。これは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値３）以下のときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が小さく、強電界の状態と判断できるので、アンテナのインピーダンスを制御する必要がないので、省電力化のため不必要な制御を回避するためである。

一方、制御電圧調整部１６３は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値３）を超えるときには、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図１１は、第３の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図１１を参照して、まず、制御電圧調整部１６３は、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ９０１）。

制御電圧調整部１６３は、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１６４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ９０２）。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ９０３）。

制御電圧調整部１６３は、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値３）以下かどうかを調べる。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ９０４）。

制御電圧調整部１６３は、ゲイン制御信号（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値３）以下のときには（ステップＳ９０４でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整は行なわず、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を１つ前の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同じとする（ステップＳ９０５）。

制御電圧調整部１６３は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値３）を超えるときには（ステップＳ９０４でＹＥＳのとき）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとしては、たとえばゲイン制御信号Ｃの取り得る最小の値を用いる（ステップＳ９０６）。

制御電圧調整部１６３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１６３は、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ９０７）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ９０８）。

デジタル受信装置３００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ９０９でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ９１０）、上述のステップＳ９０３〜Ｓ９１０の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、第１の実施形態と同様に、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

［第４の実施形態］
第４の実施形態は、第３の実施形態のアンテナ自動整合制御回路に含まれる制御電圧調整部１４３が第３の実施形態のものと異なる。ここでは、第４の実施形態の制御電圧調整部を制御電圧調整部１６３ａと記す。

制御電圧調整部１６３ａは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値４）を超えるときには、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させない。このように制御電圧Ｖをホールド状態としたのは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値４）を超えるときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が飽和して利得制御ができない状態になり、このような場合にゲイン制御信号Ｃ（ｔ）にしたがって制御電圧Ｖを変化させると、チューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を誤制御する可能性があるからである。

一方、制御電圧調整部１６３ａは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値４）以下のときには、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図１２は、第４の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図１２を参照して、まず、制御電圧調整部１６３ａは、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ４０１）。

制御電圧調整部１６３ａは、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１６４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ４０２）。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ４０３）。

制御電圧調整部１６３ａは、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値４）以下かどうかを調べる。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ４０４）。

制御電圧調整部１６３ａは、ゲイン制御信号（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値４）を超えるときには（ステップＳ４０４でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整は行なわず、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を１つ前の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同じとする（ステップＳ４０５）。

制御電圧調整部１６３ａは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値４）以下のときには（ステップＳ４０４でＹＥＳのとき）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとしては、たとえばゲイン制御信号Ｃの取り得る最小の値を用いる（ステップＳ４０６）。

制御電圧調整部１６３ａは、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１６３ａは、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ４０７）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ４０８）。

デジタル受信装置の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ４０９でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ４１０）、上述のステップＳ４０３〜Ｓ４１０の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、第１の実施形態と同様に、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

［第５の実施形態］
第５の実施形態は、第３の実施形態のアンテナ自動整合制御回路に含まれる制御電圧調整部が第３の実施形態のものと異なる。ここでは、第５の実施形態の制御電圧調整部を制御電圧調整部１６３ｂと記す。

制御電圧調整部１６３ｂは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、前回の絶対誤差ｅの大きさと今回の絶対誤差の大きさにしたがって制御電圧Ｖを変化させる方向を決めることによって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

制御電圧調整部１６３ｂは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値５）を超えるときには、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値５）以下のときよりも、制御電圧Ｖの１回の変化量を小さくする。これは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値５）を超えるときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が飽和して利得制御ができない状態になり、このような場合にゲイン制御信号Ｃ（ｔ）にしたがって制御電圧Ｖを大きく変化させると、チューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を誤制御する可能性があるからである。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図１３は、第５の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図１３を参照して、まず、制御電圧調整部１６３ｂは、調整期間の番号ｎを１とする（ステップＳ５０１）。

制御電圧調整部１６３ｂは、初期値Ａを第１番目の調整期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１４４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１４４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ５０２）。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ５０３）。

制御電圧調整部１６３ｂは、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとして、たとえばゲイン制御信号Ｃの取り得る最小の値を用いる。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ５０４）。

制御電圧調整部１６３ｂは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）と等しいときには（ステップＳ５０５でＹＥＳのとき）、適切な値に収束していると判断し、今回の制御方向をホールドに設定する（ステップＳ５０９）。

制御電圧調整部１６３ｂは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）よりも大きいときには（ステップＳ５０５でＮＯ、かつステップＳ５０６でＮＯのとき）、前回の制御の方向が正しくない方向であると判断し、今回の制御方向を前回の制御方向と反対方向に設定する（ステップＳ５０７）。

制御電圧調整部１６３ｂは、第ｎ番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ）が第（ｎ−１）番目の調整期間の絶対誤差ｅ（ｎ−１）よりも小さいときには（ステップＳ５０５でＮＯ、かつステップＳ５０６でＹＥＳのとき）、前回の制御の方向が正しい方向であると判断し、今回の制御方向を前回の制御方向と同一方向に設定する（ステップＳ５０８）。

制御電圧調整部１６３ｂは、今回の制御方向が正方向のときに（ステップＳ５１０でＹＥＳのとき）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値５）以下なら（ステップＳ５１１でＹＥＳ）、α＝α１とし（ステップＳ５１２）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値５）を超えているときには（ステップＳ５１１でＮＯ）、α＝α２とし（ステップＳ５１３）、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を｛Ｖ（ｎ）＋α｝に調整する。ここでα１およびα２は定数であり、α１＞α２である（ステップＳ５１４）。

制御電圧調整部１６３ｂは、今回の制御方向が負方向のときに（ステップＳ５１０でＮＯ、かつステップＳ５１５でＹＥＳのとき）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値５）以下なら（ステップＳ５１６でＹＥＳ）、α＝α１とし（ステップＳ５１７）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値５）を超えているときには（ステップＳ５１６でＮＯ）、α＝α２とし（ステップＳ５１８）、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を｛Ｖ（ｎ）−α｝に調整する。ここでα１およびα２は定数であり、α１＞α２である（ステップＳ５１９）。

制御電圧調整部１６３ｂは、今回の制御方向がホールドであれば（ステップＳ５１０でＮＯ、かつステップＳ５１５でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整を行なわずに、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を第ｎ番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同一とする（ステップＳ５２０）。

Ｄ／Ａ変換部１６４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ５２１）。

デジタル受信装置の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ５２２でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ５２３）、上述のステップＳ５０３〜Ｓ５２３の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、第１の実施形態と同様に、人体の接近などによってアンテナの周囲環境が変化し、アンテナのインピーダンスの不整合が発生し、実際の周波数特性が変化し、実際の周波数特性と所望の周波数特性とが不一致になった場合でも、実際の周波数特性と所望の周波数特性が一致するように、制御電圧を調整することができる。

［第６の実施形態］
第６の実施形態では、ゲイン制御信号と相関値のピーク値とに基づいて、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうデジタル受信装置に関する。

（デジタル放送受信装置の構成）
図１４は、第６の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。

図１４を参照して、第６の実施形態に係る地上デジタル受信装置５００が、図１の地上デジタル受信装置１００と相違する点は、アンテナ自動整合制御回路である。

第６の実施形態のアンテナ自動整合制御回路１７１は、相関値算出部１３０から相関値Ｒ（ｔ）を受けるのに加えて、第２ＡＧＣ部１１９からゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を受ける。

図１５は、アンテナ自動整合制御回路１７１の構成を示す図である。

図１５を参照して、このアンテナ自動整合制御回路１７１は、選択部１９９と、ピーク特定部１４１と、ＬＰＦ１４２、ＬＰＦ１６２と、信号合成部１７２と、制御電圧調整部１７３と、Ｄ／Ａ変換部１７４とを含む。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、選択した相関値Ｒｓ（ｔ）の各シンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する。

信号合成部１７２は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）とピーク値信号Ｐ（ｔ）とを合成して、合成信号Ｓ（ｔ）＝Ｋ１×Ｐ（ｔ）＋Ｋ２×｛Ｃｍａｘ−Ｃ（ｔ）｝を出力する。ここで、Ｃｍａｘはゲイン制御量Ｃの取り得る最大の値である。Ｋ１およびＫ２は定数であり、制御電圧Ｖが適切に調節されるような値に設定されている。

制御電圧調整部１７３は、合成信号Ｓが所定の閾値（＝閾値６）を超えるときには、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧を変化させない。これは、合成信号Ｓが所定の閾値（＝閾値６）を超えるときには、相関値のピーク値信号Ｐ（ｔ）が大きい状態、および／またはゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が大きい状態であると考えられる。

そして、相関値のピーク値信号Ｐ（ｔ）が大きいときには、ＣＮＲが高いためアンテナのインピーダンスを制御する必要がないので、省電力化のため不必要な制御を回避するためである。また。ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が大きいときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が飽和して利得制御ができない状態になり、このような場合にゲイン制御信号Ｃ（ｔ）にしたがって制御電圧Ｖを大きく変化させると、チューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を誤制御する可能性があるからである。

一方、制御電圧調整部１７３は、合成信号Ｓが所定の閾値（＝閾値６）以下のときには、合成信号Ｓと参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅを算出し、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。

Ｄ／Ａ変換部１７４は、デジタル値である制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図１６は、第６の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図１６を参照して、まず、制御電圧調整部１７３は、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ６０１）。

制御電圧調整部１７３は、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１７４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１７４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ６０２）。

相関値算出部１３０の各相関算出回路１３０ａは、ｔ＝｛（ｎ−１）×Ｍ×Ｎｃ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝について、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）と、Ｘ（ｔ）を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号ＤＸ（ｔ）との相関値Ｒ（ｔ）を算出する。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ６０３）。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、ｋ＝｛（ｎ−１）×Ｍ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ｝について、選択した相関値Ｒｓ（ｔ）の第ｋ番目のシンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する（ステップＳ６０４）。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する。また、ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ６０５）。

信号合成部１７２は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）とピーク値信号Ｐ（ｔ）とを合成して、合成信号Ｓ（ｔ）＝Ｋ１×Ｐ（ｔ）＋Ｋ２×｛Ｃｍａｘ−Ｃ（ｔ）｝を出力する。ここで、Ｃｍａｘはゲイン制御量Ｃの取り得る最大の値である。Ｋ１およびＫ２は定数であり、制御電圧Ｖが適切に調節されるような値に設定されている（ステップＳ６０６）。

制御電圧調整部１７３は、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、合成信号Ｓ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値６）以下かどうかを調べる（ステップＳ６０７）。

制御電圧調整部１７３は、合成信号Ｓ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値６）を超えるときには（ステップＳ６０７でＮＯのとき）、制御電圧Ｖの調整は行なわず、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を１つ前の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）と同じとする（ステップＳ６０８）。

制御電圧調整部１７３は、合成信号Ｓ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値６）以下のときには（ステップＳ６０７でＹＥＳのとき）、合成信号Ｓ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとしては、たとえば合成信号Ｓの取り得る最大の値を用いる（ステップＳ６０９）。

制御電圧調整部１７３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１７３は、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ６１０）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１７４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ６１１）。

デジタル受信装置５００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ６１２でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ６１３）、上述のステップＳ６０３〜Ｓ６１３の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

［第７の実施形態］
第７の実施形態は、アンテナ自動整合制御回路が第６の実施形態のものと異なる。

図１７は、アンテナ自動整合制御回路１８１の構成を示す図である。

図１７を参照して、このアンテナ自動整合制御回路１８１は、選択部１９９と、ピーク特定部１４１と、ＬＰＦ１４２、ＬＰＦ１６２と、信号合成部１７２と、制御電圧調整部１７３と、Ｄ／Ａ変換部１７４とを含む。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、選択した相関値Ｒｓ（ｔ）の各シンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する。

信号選択部１８２は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）とピーク値信号Ｐ（ｔ）とを受けて、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値７）以下のときには、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）として出力し、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値７）を超えるときには、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）として出力する。

このように、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値７）を超えるときに、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）としたのは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値７）を超えるときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が飽和して利得制御ができない状態になり、このような場合にゲイン制御信号Ｃ（ｔ）にしたがって制御電圧Ｖを変化させると、チューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を誤制御する可能性があるからである。

制御電圧調整部１８３は、選択信号Ｌ（ｔ）と参照値との絶対誤差ｅを算出し、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。なお、ここでピーク値信号Ｐ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、第１の参照値ＲＥＦ１が用いられ、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、第２の参照値ＲＥＦ２が用いられる。

Ｄ／Ａ変換部１８４は、デジタル値である制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図１８は、第７の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図１８を参照して、まず、制御電圧調整部１８３は、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ７０１）。

制御電圧調整部１８３は、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１８４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１８４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ７０２）。

相関値算出部１３０の各相関算出回路１３０ａは、ｔ＝｛（ｎ−１）×Ｍ×Ｎｃ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝について、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）と、Ｘ（ｔ）を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号ＤＸ（ｔ）との相関値Ｒ（ｔ）を算出する。ここで、Ｍは１調整期間内のシンボル期間の数であり、Ｎｃは１シンボル期間内のクロックの数である（ステップＳ７０３）。

選択部１９９は、相関値算出部１３０から出力される複数個の相関値Ｒ（ｔ）のうち、モード／ガードインターバル信号に対応する相関値算出回路からの相関値Ｒ（ｔ）を相関値Ｒｓ（ｔ）として選択する。

ピーク特定部１４１は、モード信号およびガードインターバル信号に基づいて、ｋ＝｛（ｎ−１）×Ｍ＋１｝〜｛ｎ×Ｍ｝について、選択した相関値Ｒｓ（ｔ）の第ｋ番目のシンボル期間のピーク値Ｐ′（ｋ）を特定して、それを保持する（ステップＳ７０４）。

ＬＰＦ１４２は、ピーク値Ｐ′（ｋ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、ピーク値信号Ｐ（ｔ）を出力する。また、ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ７０５）。

信号選択部１８２は、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）とピーク値信号Ｐ（ｔｎ）とを受けて、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値７）以下のときには（ステップＳ７０６でＹＥＳ）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）を選択信号Ｌ（ｔｎ）として出力し（ステップＳ７０７）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値７）を超えるときには（ステップＳ７０６でＮＯ）、ピーク値信号Ｐ（ｔｎ）を選択信号Ｌ（ｔｎ）として出力する（ステップＳ７０８）。

制御電圧調整部１８３は、ピーク値信号Ｐ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、選択信号Ｌ（ｔｎ）と第１の参照値ＲＥＦ１との絶対誤差ｅ（ｎ）を算出し、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、選択信号Ｌ（ｔｎ）と第２の参照値ＲＥＦ２との絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。第１の参照値ＲＥＦ１としては、たとえばピーク値信号Ｐの取り得る最大の値が用いられ、第２の参照値ＲＥＦ２としては、たとえばゲイン制御信号Ｃの取り得る最小の値が用いられる（ステップＳ７０９）。

制御電圧調整部１８３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１８３は、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ７１０）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１８４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ７１１）。

デジタル受信装置６００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ７１２でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ７１３）、上述のステップＳ７０３〜Ｓ７１３の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

［第８の実施形態］
第８の実施形態では、受信レベルとゲイン制御信号とに基づいて、チューナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうデジタル受信装置に関する。

（デジタル放送受信装置の構成）
図１９は、第８の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。

図１９を参照して、第８の実施形態に係る地上デジタル受信装置が７００、図１の地上デジタル受信装置１００と相違する点は、アンテナ自動整合制御回路である。

第８の実施形態のアンテナ自動整合制御回路１９１は、相関値算出部１３０から相関値Ｒ（ｔ）を受けるのに代えて、狭帯域キャリア同期部１０６から信号Ｘ（ｔ）を受け、第２ＡＧＣ部１１９からゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を受ける。

図２０は、アンテナ自動整合制御回路１９１の構成を示す図である。

図２０を参照して、このアンテナ自動整合制御回路１９１は、受信レベル算出部１９５と、ＬＰＦ１９６と、ＬＰＦ１６２と、信号選択部１９２と、制御電圧調整部１９３と、Ｄ／Ａ変換部１９４とを含む。

受信レベル算出部１９５は、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）（Ｉ軸の信号Ｉと、Ｑ軸の信号Ｑからなる）を受けて、それを２乗して、受信レベルＰＷ′（ｔ）（＝Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）を算出する。

ＬＰＦ１４２は、受信レベルＰＷ′（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなる受信レベル信号ＰＷ（ｔ）を出力する。

ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する。

信号選択部１９２は、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）と受信レベル信号ＰＷ（ｔ）とを受けて、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値８）以下のときには、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）として出力し、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値８）を超えるときには、受信レベル信号ＰＷ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）として出力する。

このように、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値８）を超えるときに、受信レベル信号ＰＷ（ｔ）を選択信号Ｌ（ｔ）としたのは、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値８）を超えるときには、第２ＧＣＡ１５２の利得が飽和して利得制御ができない状態になり、このような場合にゲイン制御信号Ｃ（ｔ）にしたがって制御電圧Ｖを変化させると、チューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を誤制御する可能性があるからである。

制御電圧調整部１９３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。なお、ここで受信レベル信号ＰＷ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、第１の参照値ＲＥＦ１が用いられ、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、第２の参照値ＲＥＦ２が用いられる。

Ｄ／Ａ変換部１９４は、デジタル値である制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。

（アンテナ自動整合の制御動作）
図２１は、第８の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。

図２１を参照して、まず、制御電圧調整部１９３は、調節期間の番号ｎを１とする（ステップＳ８０１）。

制御電圧調整部１９３は、初期値Ａを第１番目の調節期間の制御電圧Ｖ（１）とし、Ｄ／Ａ変換部１９４に出力する。Ｄ／Ａ変換部１９４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（１）をアナログの制御電圧ｖ（１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ８０２）。

受信レベル算出部１９５は、狭帯域キャリア同期部１０６から信号Ｘ（ｔ）（Ｉ軸の信号Ｉと、Ｑ軸の信号Ｑからなる）を受けて、それを２乗して、受信レベルＰＷ′（ｔ）（＝Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）を算出する（ステップＳ８０３）。

ＬＰＦ１９６は、受信レベルＰＷ′（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなる受信レベル信号ＰＷ（ｔ）を出力する。また、ＬＰＦ１６２は、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の急激な変化を抑えて（高周波成分を除去して）、低周波成分からなるゲイン制御信号Ｃ（ｔ）を出力する（ステップＳ８０４）。

信号選択部１９２は、ｔｎ＝｛ｎ×Ｍ×Ｎｃ｝（ｔｎは、第｛ｎ×Ｍ｝シンボル期間の最後のクロックの時刻を表わす）において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）と受信レベル信号ＰＷ（ｔｎ）とを受けて、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値８）以下のときには（ステップＳ８０５でＹＥＳ）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）を選択信号Ｌ（ｔｎ）として出力し（ステップＳ８０６）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値（＝閾値８）を超えるときには（ステップＳ８０５でＮＯ）、受信レベル信号ＰＷ（ｔｎ）を選択信号Ｌ（ｔｎ）として出力する（ステップＳ８０７）。

制御電圧調整部１９３は、受信レベル信号ＰＷ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、選択信号Ｌ（ｔｎ）と第１の参照値ＲＥＦ１との絶対誤差ｅ（ｎ）を算出し、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が選択信号Ｌ（ｔ）として出力されたときには、選択信号Ｌ（ｔｎ）と第２の参照値ＲＥＦ２との絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。第１の参照値ＲＥＦ１としては、たとえば受信レベル信号ＰＷの取り得る最大の値が用いられ、第２の参照値ＲＥＦ２としては、たとえばゲイン制御信号Ｃの取り得る最小の値が用いられる。

制御電圧調整部１９３は、選択信号Ｌ（ｔｎ）と参照値ＲＥＦとの絶対誤差ｅ（ｎ）を算出する。ここで、参照値ＲＥＦとしては、たとえばＣＮＲが許容可能な最低限の値に対応する選択された方の信号の値（ゲイン制御信号Ｃまたは受信レベル信号ＰＷの選択された方）を用いる（ステップＳ８０８）。

制御電圧調整部１９３は、絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新する。すなわち、制御電圧電圧調整部１９３は、次の式（１）〜（３）にしたがって、第（ｎ＋１）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を算出する（ステップＳ８０９）。

ｄＥ＝ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１） ・・・ （１）
ｄＶ＝Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１） ・・・ （２）
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）−β×（ｄＥ／ｄＶ） ・・・ （３）
ただし、βは定数である。

Ｄ／Ａ変換部１９４は、デジタル値である制御電圧Ｖ（ｎ＋１）をアナログの制御電圧ｖ（ｎ＋１）に変換して、チューナブルアンテナ整合回路１０２に出力する。チューナブルアンテナ整合回路１０２は、与えられた制御電圧ｖ（ｎ＋１）にしたがってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスの整合を行なう（ステップＳ８１０）。

デジタル受信装置７００の電源がオフとなり、アンテナの自動整合処理が終了となるまで（ステップＳ８１１でＹＥＳ）、調整期間の番号ｎを１ずつインクリメントして（ステップＳ８１２）、上述のステップＳ８０３〜Ｓ８１２の処理が繰返される。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル受信装置によれば、人体の接近などによってチューナブルアンテナ１０１のインピーダンスに不整合が発生し、実際の周波数特性が図２３の（２）から（１）に示すように変化し、実際の周波数特性（１）と所望の周波数特性（２）とが不一致の状態になっても、実際の周波数特性が（２）になるように、制御電圧をＶ２に調整することができる。

（変形例）
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、たとえば、以下の変形例も包含する。

（１） セグメントの部分受信
本発明の実施形態では、１３個のセグメントの全体を受信することにしたが、これに限定するものではない。１３個のセグメントのうち中央の１個のセグメントを部分受信することにより、携帯電話向けのサービスを受けることが可能である。そのために、たとえば発振器１５６が発振する信号の周波数ｆ１をユーザが選択したチャンネルに含まれる周波数が中央である１個のセグメントが抽出できるように調整し、ＬＰＦ１５７およびＬＰＦ１５８の通過帯域を、周波数が中央である１個のセグメントが抽出できるように設定すればよい。

（２） ＬＭＳ（Least Mean Square）
本発明の第１の実施形態では、最急降下法によってピーク値Ｐと参照値ＲＥＦとの絶対誤差が最小に近づくように制御電圧を順次更新したが、最急降下法によるＬＭＳアルゴリズムにより、ピーク値Ｐと参照値ＲＥＦとの二乗平均誤差が最小に近づくように制御電圧を順次更新するものとしてもよい。ここで、二乗平均誤差は、最新の所定個数分についてのピーク値Ｐと参照値ＲＥＦとの誤差を平均したものを用いることにすればよい。第３、第５、第６、第７および第８の実施形態においても同様である。

（３） 制御電圧Ｖの振動
第２の実施形態において、ステップＳ３１４およびＳ３１５における定数αは、ｋに依存しない一定値である。そのため、制御電圧Ｖが収束せずに最小値の近傍で振動することが考えられる。そこで、このような振動を避けるために、誤差ｅが小さくなるにしたがってαの値を小さくすることとしてもよい。

あるいは、第ｎ番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ）が、第（ｎ−２）番目の調整期間の制御電圧Ｖ（ｎ−２）と等しいときには、制御電圧Ｖが最小値の付近に収束していると判断して制御電圧Ｖの調整を中止することとしてもよい。

あるいは、｛ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１）｝＜｛Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１）｝となったとき、または｛ｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１）｝＝｛Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１）｝＝０となったときに、制御電圧Ｖの調整を中止することとしてもよい。

（４） 閾値の使用
本発明の第１、第２、第４および第６の実施形態では、ピーク値Ｐ（ｔｎ）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）、および合成信号Ｓ（ｔｎ）が所定の閾値を超えるときに、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を制御電圧Ｖ（ｎ）から変化させないこととし、本発明の第３の実施形態では、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値以下のときに、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖ（ｎ＋１）を制御電圧Ｖ（ｎ）から変化させないこととしたが、これに限定するものではない。

本発明の第１、第２、第４および第６の実施形態において、ピーク値Ｐ（ｔｎ）、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）、および合成信号Ｓ（ｔｎ）が所定の閾値を超えるときでも、制御電圧Ｖの調整を行なうものとしてもよく、本発明の第３の実施形態において、ゲイン制御信号Ｃ（ｔｎ）が所定の閾値以下のときでも、制御電圧Ｖの調整を行なうものとしてもよい。

（５） アンテナ自動整合制御回路でのＤ／Ａ変換
本発明の実施形態では、Ｄ／Ａ変換部によって、デジタルの制御電圧Ｖをアナログに制御電圧ｖに変換したが、これに限定するものではない。ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）とＬＰＦを用いることによって、デジタルの制御電圧Ｖをアナログの制御電圧ｖに変換するものとしてもよい。

（６） アンテナ自動整合制御回路内のＬＰＦ
本発明の実施形態では、ピーク値、ゲイン制御信号、および受信レベルの急激な変化を除去するためＬＰＦを用いたが、これは必須のものではない。これらが急激に変化しないような場合には、これらをそのまま制御電圧調整部に送るものとしてもよい。

また、これらのＬＰＦは、クロックごとに動作するものであっても、シンボルごとに動作するものであってもよい。ＬＰＦがクロックごとに動作する場合にはＬＰＦの出力はクロックごとに変化し、ＬＰＦがシンボルごとに動作する場合にはＬＰＦの出力はシンボルごとに変化する。

（７） 制御電圧切替部
本発明の実施形態では、制御電圧調整部で決定された制御電圧Ｖを１調整期間ごとにＤ／Ａ変換部に出力したが、これに限定するものではない。たとえば、制御電圧調整部の後段に制御電圧切替部を設けて、制御電圧切替部が、１調整期間ごとの制御電圧Ｖを受けて、所定の周期Ｔ（数個の調整期間）ごとに制御電圧ＶをＤ／Ａ変換部に出力することとしてもよい。

（８） 定数の設定
本発明の実施形態で説明した各種の定数は外部から設定可能としてもよい。すなわち、制御電圧Ｖの初期値Ａ、ＬＰＦの時定数、最急降下法の式（３）における定数β、定数α定数α１、定数α２、参照値ＲＥＦ、参照値ＲＥＦ１、参照値ＲＥＦ２、１調整期間を構成するシンボル期間の個数Ｍ、１シンボル期間を構成するクロックの個数Ｎｃ、各実施の形態で用いた閾値、ならびに変形例（７）の周期Ｔなどは、外部から設定可能なものとしてもよい。

（９） 第３の実施形態と第４の実施形態の組合わせ
本発明の第３の実施形態では、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値３）以下のときには、強電界状態であり、不必要な制御を回避して省電力化を図るため、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させないものとした。また、本発明の第４の実施形態では、ゲイン制御信号Ｃ（ｔ）が所定の閾値（＝閾値４）を超えるときには、ＧＣＡが飽和しており、誤制御を回避するため、制御電圧Ｖの調整を行なわず、制御電圧Ｖを変化させないものとした。これらを同時に実施するものとしてもよい。これにより、強電界時の省電力化と、ＧＣＡが飽和しているときの誤制御防止を同時に実現できる。

（１０） ＡＧＣ制御量を２乗、または４乗
本発明の第３〜第８の実施形態では、アンテナ自動整合制御回路内のＬＰＦは、ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）が、アンテナ自動整合制御回路内のＬＰＦに送られたが、これに限定するものではない。アンテナ自動整合制御回路内に２乗演算回路または４乗演算回路を設けて、２乗演算回路または４乗演算回路がゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の２乗または４乗を算出して、算出結果をＬＰＦに出力するものとしてもよい。

（１１） チューナの変形例
本発明の実施形態で説明したチューナは、ダイレクトコンバージョン方式であったが、これに限定するものではなく、たとえばＬｏｗ−ＩＦ方式であってもよい。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のチューナの例を以下に説明する。

図２２は、チューナ９０の詳細な構成を示す図である。同図を参照して、チューナ９０は、第１ＧＣＡ９１と、第１ＡＧＣ部９６と、第２ＧＣＡ９９と、周波数変換器９２，９３と、９０度位相器９４と、発振器９５と、イメージ除去フィルタ９７と、ＢＰＦ９８とを備える。

第１ＧＣＡ９１は、チューナブルアンテナ１０１から送られる高周波の無線周波数（ＲＦ）信号に対して第１段階の増幅を行なう。

発振器９２は、周波数ｆ１の信号を出力する。

９０度位相器９４は、発振器９２から周波数がｆ１の信号を受けて、位相がθで周波数がｆ２の信号を周波数変換器９２に出力し、位相が（θ＋π／２）または（θ−π／２）で周波数がｆ２の信号を周波数変換器９３に出力する。

周波数変換器９２は、９０度位相器９４から出力される位相がθで周波数がｆ２の信号と、第１ＧＣＡ９１から出力される増幅された無線周波数（ＲＦ）の信号とをミキシングして、中間周波数（ＩＦ）のＩ軸成分のベースバンド信号を出力する。

周波数変換器９２は、９０度位相器９４から出力される位相が（θ＋π／２）または（θ−π／２）で周波数がｆ２の信号と、第１ＧＣＡ９１から出力される増幅された無線周波数（ＲＦ）の信号とをミキシングして、中間周波数（ＩＦ）のＱ軸成分のベースバンド信号を出力する。

第１ＡＧＣ部９６は、周波数変換器９２から出力されるベースバンド信号と周波数変換器９３から出力されるベースバンド信号の電力が一定値となるように、その利得を制御する第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）を第１ＧＣＡ９１に出力する。第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）の大きさは、ゲイン制御量を表わし、弱電界時ほど大きくなる。第１ＧＣＡ９１は、第１ゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）の大きさが大きいほど、その利得を大きくする。

イメージ除去フィルタ９７は、周波数変換器９２および周波数変換器９３から出力されるベースバンド信号のイメージ信号を除去する。

ＢＰＦ９８は、ベースバンド信号の所定の帯域成分を抽出して、第２ＧＣＡ９９へ出力する。

第２ＧＣＡ９９は、第２ＡＧＣ部１１９から第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）を受けて、中間周波数（ＩＦ）のベースバンド信号に対して第２段階の増幅を行なってＡ／Ｄ変換部１０４へ出力する。第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の大きさは、ゲイン制御量を表わし、弱電界時ほど大きくなる。第２ＧＣＡ９９は、第２ゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）の大きさが大きいほど、その利得を大きくする。

なお、Ａ／Ｄ変換部１０４によるＡ／Ｄ変換後に、第２ＧＣＡ９９部９９から受けたベースバンド信号（Ｉ軸の信号となる）からＱ軸の信号を作り出すためにヒルベルト変換が行なわれる。

発振器９５が発振する信号の周波数ｆ２は、ユーザが選択したチャンネルの１３個のセグメントが抽出できるように調整される。また、ＢＰＦ９８は、１３個のセグメントが抽出できるように通過帯域が設定されている。

（１２） 第２ＡＧＣ部１１９の位置
本発明の実施形態では、第２ＡＧＣ部１１９は、狭帯域キャリア同期部１０６の出力信号を受けて、その出力信号の電力の大きさが一定となるように第２ＧＣＡ１５２の利得を制御したが、これに限定するものではない。第２ＡＧＣ部１１９は、Ａ／Ｄ変換部１０４または内挿部１０５部の出力信号を受けて、その出力信号の電力が一定となるように第２ＧＣＡ１５２の利得を制御するものとしてもよい。

（１３） 制御電圧Ｖの調整に用いるゲイン制御信号
本発明の実施形態では、デジタル受信装置が第１段目の第１ＧＣＡと第２段目の第２ＧＣＡを備えている場合に、第２段目の第２ＧＣＡを制御するゲイン制御信号ＧＣ２（ｔ）に基づいて、制御電圧Ｖの調節を行なったが、これに限定するものではない。

第１段目の第１ＧＣＡを制御するゲイン制御信号ＧＣ１（ｔ）に基づいて、制御電圧Ｖの調整を行なうものとしてもよい。また、デジタル受信装置が１個のＧＣＡを備えている場合には、そのＧＣＡを制御するゲイン制御信号に基づいて、制御電圧Ｖの調整を行なってもよい。あるいは、デジタル受信装置が１個以上のＧＣＡを備えている場合に、いずれかのＧＣＡを制御するゲイン制御信号に基づいて、制御電圧Ｖの調整を行なうものとしてもよい。

（１４） 調整期間とシンボル期間
本発明の実施形態では、１調整期間は、Ｍ個のシンボル期間からなるものとしたが、１調整期間と１シンボル期間が同一、すなわちＭ＝１であってもよい。

（１５） 受信レベルの算出
本発明の実施形態では、受信レベル算出部１９５は、狭帯域キャリア同期部１０６から出力される信号Ｘ（ｔ）（Ｉ軸の信号Ｉと、Ｑ軸の信号Ｑからなる）を受けて、それを２乗して、受信レベルＰＷ′（ｔ）（＝Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）を算出したが、これに限定するものではない。チューナ１５０から出力されるベースバンド信号またはそのベースバンド信号がデジタル受信装置内のいずれかの構成要素で処理されて出力される信号を用いて（つまりチューナ１５０から出力されるベースバンド信号に基づいて）、受信レベルを算出するものとしてもよい。

（１６） ゲイン制御量とＧＣＡの利得との関係
本発明の実施形態では、ゲイン制御信号の大きさ（ゲイン制御量）は、弱電界時ほど大きくなり、ゲイン制御信号の大きさ（ゲイン制御量）が大きいほど、ＧＣＡはその利得を大きくしたが、ゲイン制御信号の大きさ（ゲイン制御量）と、ＧＣＡの利得の大きさとの関係が逆であってもよい。すなわち、ゲイン制御信号の大きさ（ゲイン制御量）は、弱電界時ほど小さくなり、ゲイン制御信号の大きさ（ゲイン制御量）が大きいほど、ＧＣＡはその利得を小さくするものであってもよい。

なお、このような場合には、第３〜第５の実施形態における参照値ＲＥＦ、第７および第８の実施形態における第２の参照値ＲＥＦ２として、たとえば、ゲイン制御信号Ｃの取り得る最大の値を用いればよい。また、第６の実施形態において、合成信号Ｓ（ｔ）は、Ｋ１×Ｐ（ｔ）＋Ｋ２×｛Ｃ（ｔ）−Ｃｍｉｎ｝とすればよい。ここで、Ｃｍｉｎはゲイン制御量Ｃの取り得る最小の値である。

（１７） 制御電圧Ｖの調整
本発明の第３、第６〜第８の実施形態では絶対誤差ｅを制御電圧Ｖの関数として、最急降下法によって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新したが、これに限定するものではなく、第２の実施形態のように、前回の絶対誤差ｅの大きさと今回の絶対誤差の大きさにしたがって制御電圧の変化させる方向を決めることによって、絶対誤差ｅが最小に近づくように制御電圧Ｖを順次更新するものとしてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

第１の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。 チューナ１５０の詳細な構成を示す図である。 （ａ）は、１フレーム期間のＯＦＤＭ信号の構成を示し、（ｂ）は、１シンボル期間のＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。 モード／ガードインターバルごとの相関値算出回路１３０ａの構成を示す図である。 信号Ｘ（ｔ）と、遅延信号ＤＸ（ｔ）と、相関値Ｒ（ｔ）、ピーク値Ｐ′（ｋ）の時間変化を表わす図である。 アンテナ自動整合制御回路１４０の構成を示す図である。 第１の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第３の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。 アンテナ自動整合制御回路１６１の構成を示す図である。 第３の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第４の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第５の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第６の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。 アンテナ自動整合制御回路１７１の構成を示す図である。 第６の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 アンテナ自動整合制御回路１８１の構成を示す図である。 第７の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 第８の実施形態に係る地上デジタルテレビ放送受信装置の構成を示す図である。 アンテナ自動整合制御回路１９１の構成を示す図である。 第８の実施形態におけるアンテナ自動整合処理の手順を示すフローチャートである。 チューナ９０の構成を示す図である。 インピーダンス整合回路に与える制御電圧と、アンテナ全体（チューナブルアンテナとチューナブルアンテナ整合回路）の周波数特性との関係を表わす図である。

符号の説明

９０，１５０ チューナ、９１，１５１ 第１ＧＣＡ、９２，９３，１５３，１５４ 周波数変換器、９４，１５５ ９０度位相器、９５，１５６ 発振器、９６，１５９ 第１ＡＧＣ部、９７ イメージ除去フィルタ、９８ ＢＰＦ、９９，１５２ 第２ＧＣＡ、１００，３００，５００，７００ 地上デジタルテレビ放送受信装置、１０１ チューナブルアンテナ、１０２ チューナブルアンテナ整合回路、１０４ Ａ／Ｄ変換部、１０５ 内挿部、１０６ 狭帯域キャリア同期部、１０７ ＦＦＴ演算部、１０８ 広帯域キャリア同期部、１０９ 等価部、１１０ デインタリーブ部、１１１ デマッピング部、１１２ 誤り訂正部、１１３ フレーム同期・ＴＭＣＣ復号部、１１４ 最大値保持部、１１５ 比較部、１１６ モード／ガードインターバル決定部、１１７ シンボル同期部、１１８ クロック同期部、１１９ 第２ＡＧＣ部、１３０ 相関値算出部、１３１ 遅延部、１３２ 共役複素部、１３３ 乗算器、１３４ 移動平均部、１４０，１６１，１７１，１８１，１９１ アンテナ自動整合制御回路、１４１ ピーク特定部、１４２，１５７，１５８，１６２，１９６ ＬＰＦ、１４３，１６３，１７３，１８３，１９３ 制御電圧調整部、１４４，１６４，１７４，１８４，１９４ Ｄ／Ａ変換部、１７２ 信号合成部、１８２，１９２ 信号選択部、１９５ 受信レベル算出部、１９９ 選択部。

Claims (4)

1. チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号と前記ベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を取得して、前記取得した相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、
   前記チューナブルアンテナで受信された信号または前記信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、前記ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、前記ピークの値を選択し、前記ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、前記ゲイン制御量を選択する選択部と、
   前記ピークの値が選択されたときには、前記ピークの値と第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、前記ゲイン制御量が選択されたときは、前記ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、
   前記調整された制御電圧を受けて、前記チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備えた、アンテナ制御装置。
   
2. チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分が抽出されたベースバンド信号に基づいて受信レベルを算出する受信レベル算出部と、
   前記チューナブルアンテナで受信された信号または前記信号が処理された信号を増幅するためにデジタル受信装置内に設けられた１個以上のゲインコントロ−ルアンプのうちの、いずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量を取得して、前記ゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、前記受信レベルを選択し、前記ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、前記ゲイン制御量を選択する選択部と、
   前記受信レベルが選択されたときには、前記受信レベルと第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、前記ゲイン制御量が選択されたときは、前記ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、
   前記調整された制御電圧を受けて、前記チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備えた、アンテナ制御装置。
   
3. 地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、
   前記チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、
   前記ベースバンド信号と前記ベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、
   前記相関値に基づいて、前記ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、
   前記相関値に基づいて、前記ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、
   前記相関値のピークの値を特定するピーク特定部と、
   前記チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号または前記信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、
   前記１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、前記ピークの値を選択し、前記ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、前記ゲイン制御量を選択する選択部と、
   前記ピークの値が選択されたときには、前記ピークの値と第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、前記ゲイン制御量が選択されたときは、前記ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、
   前記調整された制御電圧を受けて、前記チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備えた、デジタル受信装置。
   
4. 地上波デジタル放送の直交周波数分割多重化変調された信号を受信するチューナブルアンテナと、
   前記チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号の所望の帯域の成分を抽出してベースバンド信号を生成するチューナと、
   前記ベースバンド信号と前記ベースバンド信号が有効シンボル期間遅延された信号との相関値を算出する相関値算出部と、
   前記相関値に基づいて、前記ベースバンド信号のキャリア同期を行なうキャリア同期部と、
   前記相関値に基づいて、前記ベースバンド信号の有効シンボル期間のみをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算部と、
   前記ベースバンド信号に基づいて受信レベルを算出する受信レベル算出部と、
   前記チューナブルアンテナで受信した直交周波数分割多重化変調された信号または前記信号が処理された信号を増幅するための１個以上のゲインコントロールアンプと、
   前記１個以上のゲインコントロールアンプのうちのいずれかのゲインコントロールアンプのゲイン制御量が所定の閾値を超えるときには、前記受信レベルを選択し、前記ゲイン制御量が所定の閾値以下のときには、前記ゲイン制御量を選択する選択部と、
   前記受信レベルが選択されたときには、前記受信レベルと第１の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整し、前記ゲイン制御量が選択されたときは、前記ゲイン制御量と第２の参照レベルとの誤差の大きさが最小に近づくように制御電圧を調整する制御電圧調整部と、
   前記調整された制御電圧を受けて、前記チュ−ナブルアンテナのインピーダンスの整合を行なうアンテナ整合回路とを備えた、デジタル受信装置。
   

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