JP2682852B2 - 位相同期ループ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、受信装置における局部発振器の発振周波数
を受信信号の搬送波に、絶えず正確に同期させ、保持さ
せるための位相同期ループ回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、ほとんどの受信機、例えばテレビジョン受信機
が採用している受信方式はスーパーヘテロダイン方式と
して知られており受信信号を所定の中間周波数にビート
ダウンする方式である。そして中間周波フィルタとし
て、SAWフィルタなどの超音波フィルタなどが用いられ
ている。しかしながら、この中間周波フィルタの存在が
テレビジョン受信機の１チップ化を困難なものとしてい
る。したがって受信信号を直接、ベースバンド信号に変
換し、チャンネル選択度をベースバンドのローパスフィ
ルタで機能させ、一層の小型高性能化を狙いとする直接
変換方式、すなわちダイレクトコンバージョン方式が試
みられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながらダイレクトコンバージョン方式をテレビ
ジョン信号の受信に応用した場合の問題点として次の点
が挙げられる。

すなわち、テレビジョン信号は搬送波抑圧振幅変調方
式の一つである残留側帯波変調が用いられており、この
変調波をダイレクトコンバージョン方式で受信するため
には、現在のところ同期復調方式以外に復調方式がな
い。すなわち所望のテレビジョン放送の映像搬送波に等
しく局部発振器の周波数と位相を合わせなければならな
い。

しかしながらテレビジョン信号の放送波は、例えば日
本国内では、約90MHzから約770MHz、アメリカ合衆国で
は、約54MHzから約890MHzと、非常に広範囲かつ高い周
波数に及び、局部発振器の周波数と位相の安定度、正確
度の確保のためには位相同期ループ回路が大規模になら
ざるを得ず、その簡素化が望まれていた。

本発明の目的はこのようなダイレクトコンバージョン
方式によるテレビジョン信号の受信において、位相同端
ループ回路の簡素化のための手段を提供するものであ
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、電圧制御信号により発振
周波数が変化する局部発振器と、前記電圧制御信号を発
生する制御回路を有して、受信信号を直接ベースバンド
に変換するダイレクトコンバージョン方式の位相同期ル
ープ回路において、前記制御回路を周波数混合回路ブロ
ックと、周波数引き込み回路ブロックと、位相同期回路
ブロックと、加算器から構成して、受信信号と局部発振
器出力信号の位相同期を実現するようにした。

更に詳しくは、周波数混合回路ブロックにおいては、
受信信号を所定の比に２分配する電力分配器と、局部発
振器からの発振信号を90°の位相差をもたせて２分配す
る90°位相分配器と二つの周波数混合器を有することに
より、周波数変換後の二つのベースバンド信号に90°の
位相差をもたせる。次に周波数引き込み回路ブロックに
おいては、受信搬送波と、受信搬送波と同相の局部発振
器からの発振信号を混合して得られた一方のベースバン
ド信号を基準チャンネルIch、もう一方の90°遅れ、あ
るいは、進みの信号をチャンネルQchとした時、それぞ
れ比較器を通して方形波にし、Ich側の信号をトリガー
としてQch側の信号をサンプリングして、そのパルス列
をローパスフィルターによって高周波成分を除去し、受
信信号の搬送波と局部発振器の発振信号の周波数差を直
流電圧として取り出し加算器を通して局部発振器に制御
信号として入力し受信信号の搬送波と局部発振器の発振
信号の周波数差を位相同期がかけられる引き込み範囲に
まで引き込む。次に引き込み範囲上限程度の遮断周波数
を持ったローパスフィルターに直接Qchのベースバンド
信号を入力し局部発振器の制御信号を得る位相同期回路
ブロックを併用することにより、Qchの信号を最小にす
ることにより基準チャンネルであるIch信号を最大振幅
にすることにより周波数同期と位相同期を達成、保持
し、基準チャンネルのIchから目的の復調信号を得るこ
とができるような構成としたものである。

又、前記周波数混合ブロックにおいて、電力分配器を
局部発振器側に、90°位相分配器を受信信号側に設けて
も同様な位相同期が実現できる。

〔実施例〕

以下本発明の実施例を図面に基づいて詳述する。第１
図は本発明による位相同期ループ回路を用いたテレビジ
ョン受信機の一実施例を示す概要図である。

テレビジョン放送波はアンテナ10によって受信され、
高周波増幅器12によって増幅された後に電力分配器14、
90°位相分配器16、周波数混合器18、20、ベースバンド
増巾器24、26、により構成された周波数混合回路ブロッ
クの電力分配器14によって２分配される。このとき２分
配された二つの信号の位相差は０°で分配される。この
とき180°でもなんら差し支えない。16は90°位相分配
器と呼ばれる移相器の一種で二つの出力ポートからの出
力信号の位相差は90°になる。ここでは、局部発振器42
からの発心信号を二つに分配し、かつ90°の位相差をも
たせている。

局部発振器42は可変容量素子として可変容量ダイオー
ド142を用いそれに逆方向電圧を印加しその電圧を変化
させることによって選局を行なう広帯域可変周波数発振
器である。また44は同調用可変抵抗器であり、その一端
には、所定の直流電圧Ｖが印加されている。この同調用
可変抵抗44を可変することによって所望のテレビジョン
の放送チャンネルを選択することになる。あるいは電気
的プリセット装置を使用してもよい。

ここで本発明の位相同期ループ回路100による非同期
状態から同期状態に移る同期過程を説明する。まず、こ
の同期用可変抵抗器44によってテレビジョンの各放送チ
ャンネル用の可変容量ダイオード印加電圧が印加される
が、これによって発振周波数Floと所望のテレビチャン
ネル搬送波Frfとの周波数差Δｆ、すなわちビート信号
の周波数 Flo−Frf＝Δｆ を約±1MHz程度にまで、近ずけることができる。この局
部発振器42からの出力は90°位相分配器を通ることによ
り２分配され、また互いに90°の位相差を持ち周波数混
合器18と20に入力される。周波数混合器18、20によって
ベースバンド信号に変換されたテレビジョン信号を、例
えば説明のために、受信搬送波と同相の局部発振信号を
混合して得られた信号系110を基準チャンネルIchとし、
基準チャンネルIchに比して90°進んだ、あるいは遅れ
た信号系112をチャンネルQchとする。ただし第４図で
は、QchはIchに比して−90°遅れている様子を示してい
る。

これら両チャンネルの信号はそれぞれ映像信号増幅器
であるベースバンド増巾器24、26で増幅される。Ichは
２分配され、分配された一つの出力は映像音声信号処理
回路ブロック50に入力され、本発明の位相同期ループ回
路によって位相同期状態が保たれた後は、画像再生、及
び音声再生に適した信号に再生処理され、出力端子60、
62から映像、音声信号がそれぞれ出力される。

また分配されたIchのもう一つの出力は周波数引き込
み回路ブロック106に入力端子302を通して入力される。
一方、Qchの信号も周波数引き込み回路ブロック106に入
力端子304を通して入力される。ただしQchの信号は、さ
らに２分配され、一方は周波数引き込み回路ブロック10
6の比較器30へ入力され、他の一方は、遮断周波数を例
えば、5KHz程度に設定されたローパスフィルタ36からな
る位相同期回路ブロック108に、入力端子306より入力さ
れる。ここで非同期状態のビデオ信号、すなわち周波数
Δｆのビート信号を伴ったIchとQchのビデオ信号を第２
図に示す。201は映像信号、202は周波数Δｆのビート信
号である。

さて周波数Δｆのビート信号を伴ったビデオ信号、す
なわち非同期状態のビデオ信号は、基準比較電圧を０ボ
ルト程度に設定した比較器28、30によって周波数Δｆの
方形波に変換される。なお、Ichの比較器28は特に雑音
電圧などの影響を避けたい場合、例えばシュミットトリ
ガー回路が効果的である。

周波数差Δｆが正か負になるかによりQchの出力方形
波信号はIchの方形波出力信号に比して90°遅れ、ある
いは90°進みの信号になる。この時のIchとQchの信号を
第３図に示す。ただしQchの信号は周波数Δｆが正、す
なわちIchに比して90°遅れの場合を示している。

方形波に変換されたIchの信号はトリガーパルスとし
てその立ち上がりのタイミングで単安定マルチバイブレ
ータ32にトリガーをかける。トリガーをかけられた単安
定マルチバイブレータ32は一定の時間幅を持った方形波
パルスを出力する。この時間幅Ｔは、例えばＴ＝100ns
程度に設定する。この波形を第４図（ａ）、（ｂ）に示
す。この単安定マルチバイブレータ32からの方形波パル
スにより時間幅Ｔの間だけONとなるアナログスイッチ34
によってサンプリングされたQch信号は、周波数差Δｆ
が負なら正のパルス列203になり、周波数差Δｆが正な
ら負のパルス列204になる。この波形を第４図の
（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示す。第４図の
（ｃ）は Flo−Frf＝周波数差Δｆ において周波数差Δｆが負の場合、第４図（ｄ）は周波
数差Δｆが正の場合のQchの信号を第４図（ａ）のIchの
信号と第４図（ｂ）の単安定マルチバイブレータ出力に
対応して示したものである。また斜線部はサンプリング
される部分を示している。第４図（ｅ）、（ｆ）は第４
図（ｃ）、（ｄ）における斜線部のサンプリングされた
部分を抜き出したもので、すなわちアナログスイッチ34
の出力におけるサンプリングされたQchのパルス列の波
形を示している。

これらのパルス列をローパスフィルタ38を通して高周
波成分を除去すれば周波数差に応じた直流電圧を出力
し、その電圧が加算器40を通して局部発振器42の直流制
御電圧入力端子43より可変容量ダイオード142に制御電
圧として印加され、局部発振器42の発振周波数をテレビ
ジョン放送波の搬送波に等しくなる方向に作用する。こ
こで可変抵抗器47、45は同調用可変抵抗器44からの直流
電圧と加算器40からの直流電圧を所定の比に分配し、直
流電圧の発振周波数の制御感度を調整する半固定抵抗器
である。この周波数引き込み回路ブロック106によっ
て、同調用可変抵抗器44により粗調されたテレビジョン
放送波と局部発振器の発振周波数の差を約±1MHzから約
±5KHz近辺まで引き込むことができる。

ここまでの過程において位相同期回路ブロック108の
ローパスフィルタ36の遮断周波数が5KHz程度に設定され
ているため、その出力はほとんど無視できる程度であっ
たが、次に周波数引き込み回路ブロックによって周波数
差Δｆが±5KHz程度に接近し、位相同期回路ブロック10
8の同期範囲内にはいるとローパスフィルタ36の出力は
大きくなる。すなわち、このローパスフィルタ36は入力
端子306から入力されたビート成分を伴ったビデオ信号
から5KHzより高い周波数成分を取り除き、入力された信
号とを位相反転して出力し、その電圧が加算器40を通し
て局部発振器42の直流制御電圧入力端子43より可変容量
ダイオード142に制御電圧として印加され、局部発振器4
2の発振周波数をテレビジョン放送波の搬送波に等しく
なるよう、すなわちビート周波数を０とするように働
き、さらにビート成分が０となり周波数同期が達成され
た後もQchにおけるビデオ信号の振幅を最小にし、90°
の位相差をもつIchにおけるビデオ信号を最大となるよ
う作用する。すなわち位相同期も同時に達成され保持さ
れる。

第５図は本発明の他の実施例を示す概要図である。第
１図と同一のものには同一の番号を付してある。第５図
においてはテレビジョン放送波をアンテナ10によって受
信し、高周波増幅器12によって増幅した後に90°位相分
配器16によって二つに分配し、かつ90°の位相差をもた
せている。また、局部発振器42からの発振信号は電力分
配器14によって２分配される。これらの信号、すなわち
おのおの２分配されたテレビジョン放送波と局部発振信
号を二つの周波数混合器18、20によってベースバンド信
号に変換する。

したがってベースバンド信号も第１図の実施例と同様
に、受信搬送波と同相の局部発振信号を混合して得られ
た信号系110を基準チャンネルのIchとし、基準チャンネ
ルのIchに比して90°進んだ、あるいは遅れた信号系112
のチャンネルをQchとしたものが得られる。他の部分は
第１図における実施例と同一であるので、周波数引き込
み回路ブロック、位相同期回路ブロック、加算器は図か
ら省略している。したがって本実施例においてもその動
作、機能は第１図の実施例と同様の効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上の説明で明らかなように本発明によれば、ダイレ
クトコンバージョン方式の受信回路の著しい簡素化、高
性能化、低価格化が可能なばかりでなくIC化も容易であ
る。すなわち、高性能に、かつ量産性に優れるため安価
に製造できる。

なお、以上の説明はテレビジョン受信機で説明した
が、ダイレクトコンバージョン方式を使用したラジオ、
無線電話器、ペジャー、などにおいても同様の効果が得
られることは言うまでもない。

またさらに、スーパーヘテロダイン方式の受信装置、
例えばテレビジョン受信機や、ラジオにおいて、中間周
波数に応用しても同様の効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の位相同期ループ回路を用いた一実施例
を示す概要図、第２図は非同期状態のIchとQchのそれぞ
れのベースバンド増幅器の出力における波形を示す概要
図、第３図は非同期状態のIchとQchのそれぞれの比較器
出力における波形を示す概要図、第４図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は周波数引き
込み回路ブロックの各部分の動作を説明する波形の概要
図、第５図は本発明の他の実施例を示す概要図である。 14……電力分配器、18、20……周波数混合器、16……90
°位相分配器、28、30……比較器、32……単安定マルチ
バイブレータ、34……アナログスイッチ、36、38……ロ
ーパスフィルタ、40……加算器、42……局部発振器、44
……同調用可変抵抗器、100……位相同期ループ回路、1
04……周波数混合回路ブロック、106……周波数引き込
み回路ブロック、108……位相同期回路ブロック、142…
…可変容量ダイオード。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧制御信号により発振周波数が変化する
   局部発振器と前記電圧制御信号を発生する制御回路とを
   有するダイレクトコンバージョン方式の位相同期ループ
   回路において、前記制御回路は周波数混合回路ブロック
   と、周波数引き込み回路ブロックと、位相同期回路ブロ
   ックと、加算器から成り、前記周波数混合回路ブロック
   は、受信信号を所定の比に２分配する電力分配器と、前
   記局部発振器の出力信号を入力して90度の位相差をもた
   せて２分配する位相分配器と、前記電力分配器と前記位
   相分配器の出力を混合し、周波数変換する二つの周波数
   混合器から成り、前記周波数引き込み回路ブロックは、
   前記二つの周波数混合器の出力信号をそれぞれIch、Qch
   とした場合、信号Ich、Qchをそれぞれ飽和させ方形波に
   変換する二つの比較器と、信号Ich側の比較器の出力信
   号によりトリガーをかけて一定のパルス幅をもつサンプ
   ルパルスを発生し、信号Qch側の比較器の出力信号をサ
   ンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされ
   た信号の高周波成分を除去するローパスフィルタ、ある
   いは積分器から成り、前記位相同期回路ブロックは、前
   記信号Qchを入力して高周波成分を除去するローパスフ
   ィルタ、あるいは積分器から成り、前記加算器は前記周
   波数引き込み回路ブロックの出力と前記位相同期回路ブ
   ロックの出力を電圧加算し、前記局部発振器への電圧制
   御信号とする事を特徴とする位相同期ループ回路。
2. 【請求項２】請求項１において、周波数混合回路ブロッ
   クが、受信信号を入力して、90度の位相差をもたせて２
   分配する位相分配器と、前記局部発振器の出力信号を入
   力して、所定の比に２分配する電力分配器と、前記位相
   分配器の出力と、前記電力分配器の出力とを混合して、
   周波数変換する二つの周波数混合器から成る事を特徴と
   する位相同期ループ回路。
3. 【請求項３】サンプリング手段が単安定マルチバイブレ
   ータとアナログスイッチからなる事を特徴とする請求項
   １または請求項２記載の位相同期ループ回路。