JPH04227339A - アップコンバージョンを利用した同期受信回路 - Google Patents
アップコンバージョンを利用した同期受信回路Info
- Publication number
- JPH04227339A JPH04227339A JP2406124A JP40612490A JPH04227339A JP H04227339 A JPH04227339 A JP H04227339A JP 2406124 A JP2406124 A JP 2406124A JP 40612490 A JP40612490 A JP 40612490A JP H04227339 A JPH04227339 A JP H04227339A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- mixer
- output
- frequency
- outputs
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 13
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 12
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 10
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は高周波数を受信する受信
装置における同期受信回路に関するもので、特にアップ
コンバージョンを利用して直接ベースバンドに変換させ
る同期受信回路に関するものである。
装置における同期受信回路に関するもので、特にアップ
コンバージョンを利用して直接ベースバンドに変換させ
る同期受信回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】一般に、テレビジョン及びビデオテープ
レコーダー等のような高周波信号を入力して処理するシ
ステムで使用される高周波チューナはヘテロンダイン方
式の中間周波数、即ち中間周波数の変換方式を使用して
ある。このようなチューナシステムにおいては可変静電
容量ダイオードを利用して、所謂電子式チューナを構成
しているが、機械式チューナ(一名,メカチューナ)と
異なって接点がなく、リモートコントロール等の機能向
上が可能であった。
レコーダー等のような高周波信号を入力して処理するシ
ステムで使用される高周波チューナはヘテロンダイン方
式の中間周波数、即ち中間周波数の変換方式を使用して
ある。このようなチューナシステムにおいては可変静電
容量ダイオードを利用して、所謂電子式チューナを構成
しているが、機械式チューナ(一名,メカチューナ)と
異なって接点がなく、リモートコントロール等の機能向
上が可能であった。
【0003】図1は従来の回路図であって、アンテナA
NTから高周波信号を入力する入力同調部1はPLL回
路6で発生された周波数によって同調されて出力する。 上記入力同調部1で同調された周波数を入力する高周波
増幅器2は利得調節されて増幅出力する。上記高周波増
幅器2の増幅された高周波数を入力する段間同調部3は
PLL回路6で発生された周波数によって同調されて安
定した周波数を出力する。また、PLL回路6で発生さ
れた周波数を入力する局部発振器5は局部発振周波数を
出力する。上記段間同調部3で出力された高周波数と局
部発展器5の出力である局部発振周波数を入力するミキ
サー4は周波数を混合して出力する。上記ミキサー4で
混合された信号を入力するバンドパスフィルター7はフ
ィルタリングして中間周波数を出力する。上記バンドパ
スフィルター7で出力された中間周波数は中間周波増幅
部8を通じて増幅して出力する。上記中間周波増幅部8
で増幅出力された周波数を入力する復調器9は復調して
ベースバンド信号を出力する。
NTから高周波信号を入力する入力同調部1はPLL回
路6で発生された周波数によって同調されて出力する。 上記入力同調部1で同調された周波数を入力する高周波
増幅器2は利得調節されて増幅出力する。上記高周波増
幅器2の増幅された高周波数を入力する段間同調部3は
PLL回路6で発生された周波数によって同調されて安
定した周波数を出力する。また、PLL回路6で発生さ
れた周波数を入力する局部発振器5は局部発振周波数を
出力する。上記段間同調部3で出力された高周波数と局
部発展器5の出力である局部発振周波数を入力するミキ
サー4は周波数を混合して出力する。上記ミキサー4で
混合された信号を入力するバンドパスフィルター7はフ
ィルタリングして中間周波数を出力する。上記バンドパ
スフィルター7で出力された中間周波数は中間周波増幅
部8を通じて増幅して出力する。上記中間周波増幅部8
で増幅出力された周波数を入力する復調器9は復調して
ベースバンド信号を出力する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】上記図1のような従来
の回路は可変静電容量ダイオード(一名,バラクタ)素
子の特性の変化とインダクタンス値を利用してターニン
グしなければならない点によって、各種コイルの使用等
によってディスクリートした素子の数が大くなって生産
方法はサイズ等の問題における多くの制約があった。ま
た、入力高周波(RF)信号を45MHz帯域の中間周
波数信号(IF信号)に変換して出力することにより、
イメージ周波数の成分と中間周波数の成分との入力端の
影響等によってイメージリジェクション及び中間周波数
のリジェクションの特性に問題点があり、また中間周波
数の信号が出力されることにより最終的に願うベースバ
ンド信号を得るためには中間周波数の信号出力を再び復
調しなければならない等の別途の中間周波数の復調端の
構成が必然的である。
の回路は可変静電容量ダイオード(一名,バラクタ)素
子の特性の変化とインダクタンス値を利用してターニン
グしなければならない点によって、各種コイルの使用等
によってディスクリートした素子の数が大くなって生産
方法はサイズ等の問題における多くの制約があった。ま
た、入力高周波(RF)信号を45MHz帯域の中間周
波数信号(IF信号)に変換して出力することにより、
イメージ周波数の成分と中間周波数の成分との入力端の
影響等によってイメージリジェクション及び中間周波数
のリジェクションの特性に問題点があり、また中間周波
数の信号が出力されることにより最終的に願うベースバ
ンド信号を得るためには中間周波数の信号出力を再び復
調しなければならない等の別途の中間周波数の復調端の
構成が必然的である。
【0005】これによって、高周波(RF)の入力端及
び中間周波数のオシレータに関連したインターモジュレ
ーション及び隣接チャネル信号による干渉等の問題点が
あった。
び中間周波数のオシレータに関連したインターモジュレ
ーション及び隣接チャネル信号による干渉等の問題点が
あった。
【0006】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明の目
的はイメージ及び中間周波数の特性を良好にするためア
ップコンバージョンを利用して復調しないで、直接ベー
スバンド信号に変換しうる同期受信回路を提供すること
にある。
的はイメージ及び中間周波数の特性を良好にするためア
ップコンバージョンを利用して復調しないで、直接ベー
スバンド信号に変換しうる同期受信回路を提供すること
にある。
【0007】上記目的を達成するための本発明はアンテ
ナANTから入力された信号が入力フィルター10を通
じて高周波増幅部20に入力されてPLL回路60から
生成された周波数とミキサー30で混合された信号が段
間同調部40によって同調された信号を出力するアップ
コンバージョン回路140と、上記アップコンバージョ
ン回路140で出力された信号と電圧制御発振器100
で発生された信号を混合して出力するミキサー70と、
上記ミキサー70で混合された信号がロウパスフィルタ
ー80を通じてベースバンド増幅部90によって増幅さ
れてベースバンド信号を出力するベースバンド変換回路
95と、上記電圧制御発振器100の出力信号が90°
に位相シフトされた信号がミキサー120によって混合
された信号がロウパスフィルター130を通じて上記電
圧制御発振器100にフィドバックされて位相エラーを
検出する位相エラー検出部32とから構成される同期変
換回路135とからなる。
ナANTから入力された信号が入力フィルター10を通
じて高周波増幅部20に入力されてPLL回路60から
生成された周波数とミキサー30で混合された信号が段
間同調部40によって同調された信号を出力するアップ
コンバージョン回路140と、上記アップコンバージョ
ン回路140で出力された信号と電圧制御発振器100
で発生された信号を混合して出力するミキサー70と、
上記ミキサー70で混合された信号がロウパスフィルタ
ー80を通じてベースバンド増幅部90によって増幅さ
れてベースバンド信号を出力するベースバンド変換回路
95と、上記電圧制御発振器100の出力信号が90°
に位相シフトされた信号がミキサー120によって混合
された信号がロウパスフィルター130を通じて上記電
圧制御発振器100にフィドバックされて位相エラーを
検出する位相エラー検出部32とから構成される同期変
換回路135とからなる。
【0008】
【実施例】以下、本発明に対して添付図面を参照して詳
細に説明する。
細に説明する。
【0009】アンテナANTから高周波信号を入力して
安定された同調信号を出力するアップコンバージョン回
路140と、上記アップコンパージョン回路で出力され
た同調信号を入力して同期信号に変換してベースバンド
信号を出力する同期変換回路150とから構成される。 上記構成中のアップコンバージョン回路140はアンテ
ナANTから出力された高周波信号をフィルタリング出
力する入力フィルター10と、上記入力フィルター10
でフィルタリングされた高周波信号を入力して利得を調
節し増幅して出力する高周波増幅部20と、PLL周波
数を発生するPLL回路60と、上記PLL回路60で
発生されたPLL周波数を入力して局部発振周波数を発
生する局部発振器50と、上記局部発振器50の出力で
ある局部発振周波数と上記高周波増幅部20で出力され
た信号を混合して出力する第1ミキサー30と、上記ミ
キサー30で混合された信号を入力して同調させて出力
する段間同調部40とから構成され、上記同期変換回路
150は電圧制御発振信号を発生する電圧制御発振器1
00と、上記電圧制御発振器100の発振信号と上記ア
ップコンバージョン回路140で出力された同調信号を
入力してミキシングして出力する第2ミキサー70と、
上記第2ミキサー70でミキシングされた信号をフィル
タリングする第2ロウパスフィルター80と、上記ロウ
パスフィルター80でフィルタリングされた信号を増幅
出力するベースバンド増幅器90と、上記電圧制御発振
器100で出力された信号を入力して90°位相遅延さ
れた信号を出力する位相移動器110と、上記位相移動
器110で90°位相が遅延された信号と上記アップコ
ンバージョン回路140の出力信号をミキシングして出
力する第3ミキサー120と、上記第3ミキサー120
でミキシングされた信号をフィルタリングして電圧制御
発振器100にフィドバックさせる第3ロウパスフィル
ター130とから構成される。
安定された同調信号を出力するアップコンバージョン回
路140と、上記アップコンパージョン回路で出力され
た同調信号を入力して同期信号に変換してベースバンド
信号を出力する同期変換回路150とから構成される。 上記構成中のアップコンバージョン回路140はアンテ
ナANTから出力された高周波信号をフィルタリング出
力する入力フィルター10と、上記入力フィルター10
でフィルタリングされた高周波信号を入力して利得を調
節し増幅して出力する高周波増幅部20と、PLL周波
数を発生するPLL回路60と、上記PLL回路60で
発生されたPLL周波数を入力して局部発振周波数を発
生する局部発振器50と、上記局部発振器50の出力で
ある局部発振周波数と上記高周波増幅部20で出力され
た信号を混合して出力する第1ミキサー30と、上記ミ
キサー30で混合された信号を入力して同調させて出力
する段間同調部40とから構成され、上記同期変換回路
150は電圧制御発振信号を発生する電圧制御発振器1
00と、上記電圧制御発振器100の発振信号と上記ア
ップコンバージョン回路140で出力された同調信号を
入力してミキシングして出力する第2ミキサー70と、
上記第2ミキサー70でミキシングされた信号をフィル
タリングする第2ロウパスフィルター80と、上記ロウ
パスフィルター80でフィルタリングされた信号を増幅
出力するベースバンド増幅器90と、上記電圧制御発振
器100で出力された信号を入力して90°位相遅延さ
れた信号を出力する位相移動器110と、上記位相移動
器110で90°位相が遅延された信号と上記アップコ
ンバージョン回路140の出力信号をミキシングして出
力する第3ミキサー120と、上記第3ミキサー120
でミキシングされた信号をフィルタリングして電圧制御
発振器100にフィドバックさせる第3ロウパスフィル
ター130とから構成される。
【0010】上記構成について本発明の一実施例を図2
を参照して説明する。アンテナANTから入力された信
号は入力フィルター10を通じて高周波増幅部20で増
幅される。上記高周波増幅部20で増幅された信号は局
部発振周波数50で発生された局部発振周波数が第1ミ
キサー30によって混合されて中間周波数を生成する。 上記第1ミキサー30で出力された中間周波数は数ギガ
ヘルツ(GHz)帯の周波数であるので、中間周波数と
入力された高周波信号との差が高いので、イメージリジ
ェクションが遙かに向上される。上記ミキサー30で生
成された中間周波数はハンドパスフィルター40を通じ
て同期変換回路150に入力される。上記バンドパスフ
ィルター40で出力された信号は電圧制御発振器100
で発生された信号とともに第2ミキサー70で混合され
てロウパスフィルター80を通じて瀘波されて出力され
る。上記ロウパスフィルター80で瀘波された信号はベ
ースバンド増幅器90によって増幅されてベースバンド
信号が出力される。また、電圧制御発振器100から出
た信号は90°位相移動器を通じて90°に位相遅延さ
れた信号が第3ミキサー120で混合されて第3ロウパ
スフィルター130を通じて電圧制御発振器100にフ
ィドバックされてフェーズエラーを検出する。この過程
を式によって展開してみれば、第2ミキサー70に入力
された信号がAM信号であるとするとV(t)=[Vc
+kVm(t)](COSωωct+Φ1)である。ま
た電圧制御発振器100の出力は、Vo(t)=COS
(ωc+Φ2)であるので、第2ミキサー70の出力が
VI(t)であるとすると、VI(t)=V(t)・V
o(t)=[Vc+kVm(t)](COSωct+Φ
1)・COS(ωct+Φ2)=(1/2)・[Vc+
kVm(t)]{COS(2ωc+Φ1+Φ2)+CO
S(Φ1−Φ2)}である。ところが、この成分が第2
ロウパスフィルター80を通ずると2ωc成分が除去さ
れるので、VI(t)=(1/2)・[Vc+kVm(
t)]COS(Φ1−Φ2)となる。ここで、フェラー
ズエラーを検出してΦ1−Φ2=0であるとすれば、V
I(t)=(1/2)・[Vc+kVm(t)]のベー
スバンド成分が抽出される。一方、電圧制御発振器10
0で移相器110を経て来た出力は電圧制御発振器10
0の出力と90°の位相差があるので、これをVo’(
t)であるとすると、Vo’(t)=sin(ωct+
Φ2)となってVQ(t)=(1/2)・[Vc+KV
m(t)]{COS(ωct+Φ1)・sin(ωct
+Φ2)}=(1/2)・[Vc+kVm(t)]{s
in(2ωct+Φ1+Φ2)+sin(Φ1−Φ2)
}となる。混合信号が第1LPF80を通じて2ωc成
分が除去されると、VQ (t)は次式となる。
を参照して説明する。アンテナANTから入力された信
号は入力フィルター10を通じて高周波増幅部20で増
幅される。上記高周波増幅部20で増幅された信号は局
部発振周波数50で発生された局部発振周波数が第1ミ
キサー30によって混合されて中間周波数を生成する。 上記第1ミキサー30で出力された中間周波数は数ギガ
ヘルツ(GHz)帯の周波数であるので、中間周波数と
入力された高周波信号との差が高いので、イメージリジ
ェクションが遙かに向上される。上記ミキサー30で生
成された中間周波数はハンドパスフィルター40を通じ
て同期変換回路150に入力される。上記バンドパスフ
ィルター40で出力された信号は電圧制御発振器100
で発生された信号とともに第2ミキサー70で混合され
てロウパスフィルター80を通じて瀘波されて出力され
る。上記ロウパスフィルター80で瀘波された信号はベ
ースバンド増幅器90によって増幅されてベースバンド
信号が出力される。また、電圧制御発振器100から出
た信号は90°位相移動器を通じて90°に位相遅延さ
れた信号が第3ミキサー120で混合されて第3ロウパ
スフィルター130を通じて電圧制御発振器100にフ
ィドバックされてフェーズエラーを検出する。この過程
を式によって展開してみれば、第2ミキサー70に入力
された信号がAM信号であるとするとV(t)=[Vc
+kVm(t)](COSωωct+Φ1)である。ま
た電圧制御発振器100の出力は、Vo(t)=COS
(ωc+Φ2)であるので、第2ミキサー70の出力が
VI(t)であるとすると、VI(t)=V(t)・V
o(t)=[Vc+kVm(t)](COSωct+Φ
1)・COS(ωct+Φ2)=(1/2)・[Vc+
kVm(t)]{COS(2ωc+Φ1+Φ2)+CO
S(Φ1−Φ2)}である。ところが、この成分が第2
ロウパスフィルター80を通ずると2ωc成分が除去さ
れるので、VI(t)=(1/2)・[Vc+kVm(
t)]COS(Φ1−Φ2)となる。ここで、フェラー
ズエラーを検出してΦ1−Φ2=0であるとすれば、V
I(t)=(1/2)・[Vc+kVm(t)]のベー
スバンド成分が抽出される。一方、電圧制御発振器10
0で移相器110を経て来た出力は電圧制御発振器10
0の出力と90°の位相差があるので、これをVo’(
t)であるとすると、Vo’(t)=sin(ωct+
Φ2)となってVQ(t)=(1/2)・[Vc+KV
m(t)]{COS(ωct+Φ1)・sin(ωct
+Φ2)}=(1/2)・[Vc+kVm(t)]{s
in(2ωct+Φ1+Φ2)+sin(Φ1−Φ2)
}となる。混合信号が第1LPF80を通じて2ωc成
分が除去されると、VQ (t)は次式となる。
【0011】VQ(t)=(1/2)・[Vc+kVm
(t)]sin(Φ1+Φ2)]ここで信号が電圧制御
発振器ループ帯域幅100,第3ミキサー120,第2
LPF130の閉ループを通ると、電圧制御発振器10
0はΦ1−Φ2=0になるように制御されて電圧制御発
振器100の出力Vo(t)とビデオキャリア信号V(
t)との間のフェーズエラーはなくなる。
(t)]sin(Φ1+Φ2)]ここで信号が電圧制御
発振器ループ帯域幅100,第3ミキサー120,第2
LPF130の閉ループを通ると、電圧制御発振器10
0はΦ1−Φ2=0になるように制御されて電圧制御発
振器100の出力Vo(t)とビデオキャリア信号V(
t)との間のフェーズエラーはなくなる。
【0012】
【発明の効果】上述のようにアップコンバージョンを利
用してイメージ及び中間周波数の特性を良好にし、復調
器なしに直接ベースバンド信号を抽出するので、原価節
減及び工程数を大幅に減少させうる利点がある。
用してイメージ及び中間周波数の特性を良好にし、復調
器なしに直接ベースバンド信号を抽出するので、原価節
減及び工程数を大幅に減少させうる利点がある。
【0013】
【0014】
【図1】従来の回路図である。
【0015】
【図2】本発明による回路図である。
【0016】
10 入力フィルター
20 高周波増幅部
30,70,120 ミキサー
40 段間同調部
50 局部発振器
80,130 ロウパスフィルター
60 PLL回路
90 ベースバンド増幅部
100 電圧制御発振器
110 移相器
140 アップコンバージョン回路
150 同期変換回路
Claims (3)
- 【請求項1】 アンテナと、入力フィルターと、高周
波増幅部と、第1ミキサーと、段間同調部と、局部発振
周波数と、PLL回路とから構成されたアップコンバー
ジョン回路を具備した同期受信回路において、上記アッ
プコンバージョン回路の出力である中間周波数を入力さ
れこれをベースバンド信号に変換するベースバンド変換
部と、上記アップコンバージョン回路の出力である中間
周波数と上記ベースバンド変換部の電圧制御発振信号を
入力して位相エラーを検出して上記ベースバンド変換部
にフィードバックさせる位相エラー検出部とから構成さ
れることを特徴とする回路。 - 【請求項2】 前記ベースバンド変換部が電圧制御発
振信号を発生する電圧発振器と、上記電圧制御発振器の
発振信号と上記アップコンバージョン回路とで出力され
た同調信号を入力しミキシングして出力する第2ミキサ
ーと、上記第2ミキサーでミキシングされた信号をフィ
ルタリングする第2ロウパスフィルタと、上記ロウパス
フィルターでフィルタリングされた信号を増幅出力する
ベースバンド増幅器とから構成されることを特徴とする
請求項1に記載の回路。 - 【請求項3】 前記位相エラー検出部が90°に位相
遅延された信号を出力する移相器と、上記移相器で90
°の位相が遅延された信号と上記アップコンバージョン
回路との出力信号をミキシングして出力する第3ミキサ
ーと、上記第3ミキサーでミキシングされた信号をフィ
ルタリングして電圧制御発振器にフィードバックさせる
第3ロウパスフィルターとから構成されることを特徴と
する請求項1に記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1019890020143A KR910013888A (ko) | 1989-12-29 | 1989-12-29 | 업컨버젼을 이용한 동기 수신회로 |
KR20143/1989 | 1989-12-29 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04227339A true JPH04227339A (ja) | 1992-08-17 |
Family
ID=19294170
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2406124A Pending JPH04227339A (ja) | 1989-12-29 | 1990-12-25 | アップコンバージョンを利用した同期受信回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04227339A (ja) |
KR (1) | KR910013888A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5272977A (en) * | 1992-02-05 | 1993-12-28 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Printing plate mounting apparatus, printing plate replacement apparatus and printing plate replacement method |
US6046628A (en) * | 1997-06-24 | 2000-04-04 | Nec Corporation | Demodulating device comprising a small circuit and a small consumption power |
-
1989
- 1989-12-29 KR KR1019890020143A patent/KR910013888A/ko not_active Application Discontinuation
-
1990
- 1990-12-25 JP JP2406124A patent/JPH04227339A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5272977A (en) * | 1992-02-05 | 1993-12-28 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Printing plate mounting apparatus, printing plate replacement apparatus and printing plate replacement method |
US5363764A (en) * | 1992-02-05 | 1994-11-15 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Printing plate mounting apparatus, printing plate replacement apparatus and printing plate replacement method |
US6046628A (en) * | 1997-06-24 | 2000-04-04 | Nec Corporation | Demodulating device comprising a small circuit and a small consumption power |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR910013888A (ko) | 1991-08-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5321852A (en) | Circuit and method for converting a radio frequency signal into a baseband signal | |
US5937013A (en) | Subharmonic quadrature sampling receiver and design | |
KR920002046B1 (ko) | 수신장치 | |
JPH0678227A (ja) | 放送信号の受信方法及び装置 | |
US20040116096A1 (en) | Radio frequency receiver architecture with tracking image-reject polyphase filtering | |
JPH11355810A (ja) | 計測用受信器 | |
KR0124594B1 (ko) | 고선명 텔레비젼 수상기의 복조시스템 | |
US7076217B1 (en) | Integrated radio transceiver | |
JPS6013567B2 (ja) | テレビジヨン受像機 | |
JPH01300772A (ja) | 映像中間周波信号処理回路 | |
JPH04227339A (ja) | アップコンバージョンを利用した同期受信回路 | |
JPH11289268A (ja) | ダブルコンバージョンチューナ | |
KR920002699B1 (ko) | 직접 동기 수신회로 | |
KR930006667B1 (ko) | 업 컨버젼 및 직접 동기 방식을 이용한 광대역 수신회로 | |
US5648823A (en) | Circuit configuration for intermediate frequency demodulation and device for video signal processing including the circuit | |
KR960000141B1 (ko) | 업컨버젼을 이용한 라디오파 수신회로 | |
US3982198A (en) | Oscillators | |
KR100446945B1 (ko) | 일정한 출력 레벨을 갖는 무조정 튜너 | |
JPH1155142A (ja) | デジタル衛星放送受信機 | |
KR920006068B1 (ko) | 싱글 컨버젼 방식을 이용한 tv 고주파 신호처리시스템 | |
JPH09181628A (ja) | ダブルスーパチューナ | |
US8139159B2 (en) | Single down-conversion television tuner | |
JPH08289221A (ja) | デジタルアナログ共用チューナ | |
KR0137033Y1 (ko) | 디지탈 위성방송 튜너 | |
JPH0328624Y2 (ja) |