JPH01300611A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、レーダ装置その他に用いられて、受信信号
のアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）信号を同相
成分／直交成分検波（１／Ｑ検波）することにより同受
信信号の復調を実現する受信装置に関する。

（従来の技術） 第３図に、Ｉ１０検波別能を有する受信装置の一般的な
構成を示す。

この受信装置によれば、中心周波数かｆＯであリ、かつ
帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとする受信信号（ここ
ではＲＦ倍信号想定）Ｘ（ｔ）は、端子Ｔ１に入力され
て略２等分配された後、それぞれ混合器１１および１２
に入力され、一方ではｃｏｓ　２πｆａｔといった信号
によって検波されて５ｉ（ｔ）という信号として混合器
１１から出力され、他方では−　５ｉｎ２πｆａｔとい
った信号によって検波されてＳＱ　（ｔ＞という信号と
して混合器１２から出力される。因みに、これら信号５
ｉ（ｔ）およびｓｑ　（ｔ）は互いに位相が９０（ｄｅ
ｃ＋）ずれており、このうちの信号５ｉ（ｔ）は同相成
分、他方の信号５ｑ（ｔ）は直交成分とそれぞれ称され
る。すなわちこれらは、ｓ　　（ｔ）＝ｓｉ　　＜ｔ）
＋ｊｓｑ　　（ｔ）という複素信号を表わすものである
。

これら２つの成分５ｉ（ｔ）およびｓｑ　（ｔ）は、次
に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）　２１および２２をそ
れぞれ通過する。これにより、上記混合器１１および１
２における検波の際に発生したハーモニクスやスプリア
ス等の不要波は除去されて、信号５（ｔ）は 一８／２＜ｆ＜Ｂ／２ 、の帯域のみを有することとなる。

こうして不要波の除去された信号ｓ　（ｔ）すなわち信
号５ｉ（ｔ）および５ｑ（ｔ）は、最後に、サンプリン
グ回路３１およびＡ／Ｄ変換器４１、あるいはサンプリ
ング回路３２およびＡ／Ｄ変換器４２を通じて、それぞ
れＢ（受信信号ｘ（ｔ）の帯域幅）に相当するサンプリ
ング周期にてＡ／Ｄ変換される。これにより、同受信装
置の端子Ｔ２からは同相成分についての復調後のディジ
タル信号ｉｎが得られ、他方の端子Ｔ３からは直交成分
についての復調後のディジタル信号ｑｎが得られること
となる。これらが Ｙｎ＝ｉｎ士ｊａｎ という複素信号を表わすことは上述の通りである。

ところで、原理的には、この第３図に示した受信装置に
よっても十分なＩ１０検波は達成されるが、実際に同受
信装置によって高精度の復調信号を得るためには、混合
器１１および１２以降の２つの系のゲイン調整、並びに
上記ＣＯＳやｓｉｎのローカル信号の位相調整等が必須
となり、実用性といった観点においては、この受信装置
もなお問題を残すものであった。

そこで近年は、受信信号のＡ／Ｄ変換処理までを単一の
系にて行い、上述したＩ１０検波についてはこれをディ
ジタルフィルタを用いて実現するようにした受信装置が
提案されている。

第４図にこうした受信装置の一例を示ず。

この第４図に示す受信装置によれば、前記同様中心周波
数ブメｆＯであり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有す
るとする端子Ｔ１への入力受信信号ｘ（ｔ）は、混合器
１０においてＣＯ３２π（ｆ。

−Ｂ）ｔといった信号によって検波され、Ｑ　（ｔ）と
いう信号として該混合器１０から出力された後、ろ波帯
域幅Ｂのバンドパスフィルタ＜ＢＰＦ）２０を通過して
そのハーモニクスやスプリアス等の不要波が除去され、 Ｂ／２＜ｆ＜３Ｂ／２ の帯域のみを有する信号として次段のサンプリング回路
３０およびＡ／Ｄ変換器４０に加えられる。

サンプリング回路３０およびＡ／Ｄ変換器４０では、こ
うして加えられた信号ｘ（ｔ）を４８（Ｂ：受信信＠Ｘ
（ｔ’）並びにＢＰＦ２０の帯域幅）に相当するサンプ
リング周期にてＡ／Ｄ変換してディジタル信号ｘｎを得
る。こうして生成されたディジタル信号ｘｎがディジタ
ルフィルタ５０に入力される。

さて、このディジタルフィルタ５０は、同第４図に示す
Ｈｌ　（Ｚ）フィルタ５１と８２　（Ｚ）Ｖイルタ５２
との２種のフィルタによってＨ（Ｚ）＝ｈｈ　　（Ｚ）
＋ｊｈｈ　　（Ｚ）といった複素関係を満足する構成と
なっており、これにより該フィルタ５０に入力されたデ
ィジタル信号文ｎは、その負の周波数成分が除去され、
正の周波数成分のみが出力されることとなる。すなわち
、Ｈｌ　（Ｚ）フィルタ５１からはその同相成分に対応
するディジタル信号ｉｎが、またＨ２（２）フィルタ５
２からはその直交成分に対応するディジタル信号凸ｎが ５ｎ＝Ｉｎ＋Ｊｑｎ といった複素信号として出力されることとなる。

なおここで、上記１−ｈ　　（ｚ）フィルタ５１および
Ｈ２（Ｚ）フィルタ５２は、それぞれ例えば楕円形のオ
ールパスネットワークを作って設計することができ、−
例として次のようなものが知られている。

Ｈｌ　（ｚ）＝ｚ−１（ｚ−２−ａ２）／　（１−ａ２
ｚ−２） Ｈ２（Ｚ）＝−（Ｚ−２−ｂ２） ／　（１−ｂ２ｚ−２） 因みにこれは２変換による表記であり、Ｚ−１は中位遅
延を示す。またａ　およびｂ２はそれぞれ固定の係数で
あって、例えば ａ２＝０．５８４６８３２ ｂ２＝０．１３８０２５０ である。この式を用いて計算すると、上記各出力ディジ
タル信号ｉｎおよび５ｎの位相は互いに９０　（ｄｅｑ
）ずれていることがわかる。

ディジタルフィルタ５０を通じてこうして生成されたデ
ィジタル信号７ｎおよび５ｎは、最後に、リサンプリン
グ回路６１および６２にそれぞれ加えられて、１／４に
サンプル間引きされる。すなわち、これら信号Ｉｎおよ
びｃａｎは、上記サンプリング回路３０およびＡ／Ｄ変
換器４０により、４Ｂに相当するサンプリング周期をも
ってＡ／Ｄ変換されている信号であることから、リサン
プリング回路６１および６２を通じてこれら信号↑ｎお
よびＱｎを１／４にサンプル間引きすることで、端子Ｔ
２からは同相成分についての所望とする復調用ディジタ
ル信号ｉｎが、また端子Ｔ３からは直交成分についての
所望とする復調ディジタル信号ｑｍが Ｙｍ＝ｉｍ＋ｊｑｍ といった複素信号として得られるようになる。この複素
信号Ｙｍは、先の第３図に示した受信装置によって得ら
れる複素信号Ｙｎに一致する。

このように、第４図に示した受信装置によっても、第３
図に示した受信装置と同様に所望のＩ／Ｑ検波が達成さ
れる。しかもこの第４図に示した受信装置では、ディジ
タルフィルタを用いて直交成分分離を行うようにしてい
ることから、高精度での直交性が維持されるようになり
、また更には、単一の系でＡ／Ｄ変換処理を行うように
していることから、ゲインや位相等についての調整が不
要となる利点もある。

（発明が解決しようとする課題） 第４図に示した受信装置のように、ディジタルフィルタ
を用いてＩ１０検波を行うようにすることで、上述した
意義有る効果をｍることができるようにはなるものの、
受信装置としてこうした構成を採用することは、自ずと
フィルタ前段のＡ／Ｄ変換器入力端におけるＤＣオフセ
ットの問題も併せ抱えることとなる。

第５図は、第４図に示した受信装置におけるディジタル
フィルタ５０の周波数−ゲイン特性を示したものである
が、上述のようにＡ／Ｄ変換器４０の入力端にＤＣオフ
セットが生じることによって、この生じたＤＣＣオフセ
ラ分は、該ディジタルフィルタ５０においても、同第５
図に内部Ｓにて示す如くｏ周波数成分として残存する。

すなわち、同受信装置の復調出力である上記信号ｉｎお
よびｑｍにも、残差としてこのＤＣＣオフセラー分が残
ってしまうこととなる。勿論、こうしたかたちでその復
調出力にＤＣＣオフセラ分が残されることは、精度や信
頼性を損なう要因ともなり、好ましくない。

この発明は、こうしたＡ／Ｄ変換器の入力端に生じるＤ
Ｃオフセットの影響を除去して、信頼性が高く実用性に
も優れたＩ１０検波を実現する受信装置を提供すること
を目的とする。

〔発明の構成） （課題を解決するための手段） この発明では、前記の如く受信信号のＡ／Ｄ変換処理ま
でを単一の系にて行い、同相成分および直交成分をそれ
ぞれ演算するためのフィルタを有したディジタルフィル
タを用いてこのＡ／Ｄ変換信号のＩ１０検波を行う受信
装置を対象として、上記ディジタルフィルタを構成する
フィルタにＯ周波教戒分を除去する特性と同フィルタの
帯域幅を前記サンプリング周期の逆数の１／４で与えら
れる帯域よりも狭帯域とする特性とを併せ持たせるよう
にする。

（作用） Ａ／Ｄ変換によって生じるＤＣオフセットは、こうした
ディジタルフィルタの特性に基づき完全に除去される。

また、上記フィルタにＯ周波教戒分除去特性を持たせる
だけでは、該ディジタルフィルタの３ｄＢ帯域幅は信号
帯域と同一になってしまい、受信装置などの設計におい
て設計マージンを確保することが難しくなるが（こうし
た場合−般に、信号帯域から要求されるナイキストサン
プルレートでサンプルすることは希であり、サンプルレ
ートの点で設計マージンが必要とされる）、上記のよう
にフィルタ帯域幅を狭帯域化すれば、より高いサンプリ
ング周波数でＡ／Ｄ変換することと等価な意味を持たせ
ることができ、上記の設計マージンも良好に確保される
こととなる。すなわち、Ａ／Ｄ変換器等の誤差を見込ん
でも、確実かつ高精度に動作するフィルタを設計するこ
とが可能になる。なお、上述したディジタルフィルタの
ＤＣオフセット除去作用は、温度等、環境条件の変化に
よって生じるＤＣオフセットについても同様に施される
ものであり、こうしたディジタルフィルタの採用により
、ゲインや位相等についてはもとより、ＤＣオフセット
に関してもメンテナンスフリーとなる。

（実施例） 第１図に、この発明にかかる受信装置の一実施例を示す
。

この実施例受信装置は、先の第４図に示した受信装置を
対象として、そのディジタルフィルタ部分に、Ｉ１０検
波機能とＯ周波数成分除去機能とを併わせ有したディジ
タルフィルタ５００を用いて構成したものである。

また第１図において、先の第４図と同一の要素には、全
て同一の符号を付して示している。

すなわち、この第１図に示す実施例受信装置において、
中心周波数がｆｏであり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラム
を有するとする端子Ｔ１への入力受信信号ｘ（ｔ）が、
混合器１０においてｃｏｓ　２π（ｆｏ−Ｂ）ｊといっ
た信号によって検波され、ｘ（ｔ）という信号として該
混合器１０から出ノ〕された後、ろ波帯域幅Ｂのバンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）２０を通過してそのハーモニク
スやスプリアス等の不要波が除去され、 Ｂ／２＜ｆ＜３Ｂ／２ の帯域のみを有する信号としてサンプリング回路３０お
よびＡ／Ｄ変換器４０に加えられること、また更に、こ
の信号、Ｑ（ｔ）が、ここで４８（Ｂ：受信信号ｘ　（
ｔ）並びにＢＰＦ２０の帯域幅）に相当するサンプリン
グ周期にてＡ／Ｄ変換されてディジタル信号マロとなる
ことは、前述した第４図の受信装置の場合と同球である
。

この実施例受信装置では、こうして４Ｂに相当するサン
プリング周期にてＡ／Ｄ変換された信号ｘｎすなわちデ
ィジタルデータ列文ｎが上述したディジタルフィルタ５
００に加えられる。

ディジタルフィルタ５００は、同第１図に示すように、
同相成分算出用の８１　（Ｚ）フィルタ５１と、直交成
分算出用のＨ２（Ｚ）フィルタ５２と、これらＨｌ　（
Ｚ）フィルタ５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ５２の前段
に共通に、かつ２段従属した関係で接続されて、各々入
力されるディジタルデータ列のある時点でのサンプリン
グに対応するデータとその２サンプル前のサンプリング
に対応するデータとの差を、一方ではこれらＨｌ　（Ｚ
）フィルタ５１およびＨ２（ｚ）フィルタ５２に対して
、他方では従属される同一構成フィルタ（フィルタ５３
）に対してそれぞれ出力する（１−Ｚ’）フィルタ５３
および５４とを具えて構成されており、上記ディジタル
データ列ｘｎがこのディジタルフィルタ５００によるフ
ィルタ処理を受けることにより、Ｈｌ　（Ｚ）フィルタ
５１からは、同相成分に対応してそのＯ周波数成分が除
去されかつ所定に狭帯域化されたでイジタル信号（デー
タ列＞ｒｐが、またＨ２（Ｚ）フィルタ５２からは、直
交成分に対応してそのＯ周波数成分が除去されかつ所定
に狭帯域化されたディジタル信号（データ列）６ｐが ５Ｄ＝ｊｐ＋Ｊｑｐ といった複素信号として出力されることとなる。

第２図は、こうしたディジタルフィルタ５００の周波数
−ゲイン特性を示したものであり、先の第５図の特性に
比して明らかなように、このフィルタ５００によれば、
入力ディジタルデータ列ＸｎのＯ周波数成分は良好に除
去されるとともに、その帯域幅も狭帯域化（サンプリン
グ周期の逆数の１／４で与えられる帯域よりも）されて
、その出力には何らのＤＣオフセットも残存しなくなる
ばかりか、狭く平坦な３ｄＢ帯域特性が現われるように
なることがわかる。

リサンプリング回路６１および６２は、ディジタルフィ
ルタ５００を通じてこうして生成されたディジタル信号
Ｔｐおよび凸ｐを、前述同祿１／４にサンプル間引きす
る回路であり、これにより、端子Ｔ２からは同相成分に
ついての所望する＠調ディジタル信号ｉｐが、また端子
Ｔ３からは直交成分についての所望する復調ディジタル
信＠ｑｐが ｙｐ＝；ｐ＋ｊｑｐ といった複素信号として得られるようになる。勿論この
複素信号ＹＤも、先の第３図に示した受信装置あるいは
第４図に示した受信装置によって得られる複素信号Ｙｎ
あるいはＹｍに一致している。

しかも、この実施例受信装置によって復調される複素信
号Ｙｐの場合、第３図の受信装置によって復調される複
素信号Ｙｎに比して、より高精度での直交性が維持され
るようになることは勿論、第４図の受信装置によって復
調される複素信号Ｙｍに比しても、その０周波数成分は
良好に除去されかつ狭帯域な特性となっていることから
、より信頼性の高いものとなっている。

このように、この実施例によれば、ディジタルフィルタ
５００として、（１−ｚ−２）フィルタ５３および５４
といった簡単なフィルタを前記のＨｌ　（Ｚ）フィルタ
５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ５２に共通に接続するだ
けで、これに第２図に示したような良好なＯ周波数成分
除去特性と狭帯域化時性とを併せ持たせることができる
。したがって、その９８理信号（フィルタ処理信号↑ｐ
および６ｐ）を非常に安定で信頼性の高いものとするこ
とができるとともに、受信装置設計の際の設計マージン
も容易に確保することができるようになる。

なお、上記実施例においては、ディジタルフィルタ５０
０（７）？１成を第１図の如くの構成、すなわちＡ／Ｄ
変換出力が（１−ｚ’）フィルタ５４に受入され、この
（１−Ｚ−２）フィルタ５４の出力が同一構成の（１−
ｚ”２）フィルタ５３に入力され、更にこの（１−Ｚ’
）フィルタ５３の出力がＨｌ　（Ｚ）フィルタ５１とＨ
２（Ｚ）フィルタ５２とに並列に加えられる構成とした
が、上記（１−Ｚ’）フィルタ５３および５４の配置に
ついては任意であり、他に例えば、これら（１−２−２
）フィルタ５３および５４を上記１−ｈ　　（Ｚ）フィ
ルタ５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ５２に対してそれぞ
れその前段に各別に配設する構成、あるいは同（１−Ｚ
’）フィルタ５３および５４をこれらＨｌ　（Ｚ）フィ
ルタ５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ５２の各後段に各別
に配設する構成、また更には、＜１”ｚ−２）フィルタ
５３（または５４）についてはこれを第１図に示した如
りＨｌ（２）フィルタ５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ５
２の前段に配し、（１−ｚ’）フィルタ５４（または５
３）のみをこれらＨｌ　（ｚ）フィルタ５１およびＨ２
（Ｚ）フィルタ５２の各後段に各別に配設する構成など
も採用可能である。要は１、これら（１−Ｚ’）フィル
タ５３および５４の２段のフィルタが従属する関係でＩ
１０検波用のフィルタに接続される樹成さえ満足されれ
ばよい。

また、同実施例では、第４図に示した受信ｇ５と同様、
信号帯域幅の４倍の周波数に相当するサンプリング周期
にてＡ／Ｄ変換を行うようにしているが、これは、受信
信号の同相成分および直交成分算出用のフィルタとして
前述したようなＨｌ（２）フィルタ５１およびＨ２（Ｚ
）フィルタ５２を想定していることに起因するものであ
って、これら同相成分および直交成分篩上用の２種のフ
ィルタの構成如何によっては、こうしたＡ／Ｄ変換のた
めのサンプリング周期も変わり得る。

また、上記の○周波教戒分除去や狭帯域化を実現プるた
めのフィルタ（実施例でいう（１−ｚ’）フィルタ５３
あるいは５４）についても、これは基本的にＤＣ成分を
除去し得たり、フィルタとしての３ｄＢ帯域幅を狭くし
得る特性があればよいのであって、その特性も、前述し
た（１−Ｚ’）に限られるものではない。もつとも、上
記のＨｌ（２）フィルタ５１およびＨ２（Ｚ）フィルタ
５２を採用して、上述の如く信号帯域幅の４倍の周波数
に相当するサンプリング周期にてＡ／Ｄ変換を行う場合
には、 ゛■ＤＣ成分を除去する特性。

■有効帯域である正規化周波数０．１２５〜０．３７５
の範囲において中心周波数ｆｏにつき対称となるゲイン
特性。

■同有効帯域に対してフラットなゲイン特性。

■３ｄＢ帯域幅を狭帯域とするフィルタ特性。

等々の所望される特性を簡易に得る上で、この（１−Ｚ
−２＞といったフィルタ特性が特に有効である。

ところで、上記実施例においては、これに入力され復調
処理される受信信号ｘ（ｔ）として、第３図あるいは第
４図に示した受信装置と同様、ＲＦ信号を想定している
が、実用に際しては、混合器１０の前段でこれがＩＦ倍
信号変換され、この変換されたＩＦ倍信号対して前述し
たＡ／Ｄ変換やＩ１０検波が施される。

また、こうした受信装置は、主にレーダ受信装置として
用いられるものであるが、この用途に関しては何ら限定
されるものではなく、Ｉ１０検波が必要とされる受信装
置であれば、他のいかなる受信装置についても良好に適
用される。

（発明の効果） 以上説明したように、この発明によれば、ゲインや位相
、ＤＣオフセット等に関して何らの調整も要することな
く、高Ｍ度での直交性が維持されてかつ信頼性の高い復
調信号を得ることができる。また、狭帯域となって設計
マージンも良好に確保されることから、当該受信装置の
設計も容易となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明にかかる受信装置の一実施例を示すブ
ロック図、第２図は第１図に示した実施例受信装置にお
けるディジタルフィルタのゲイン特性を示す縮図、第３
図は従来の受信装置の一例を示すブロック図、第４図は
従来の受信装置の他の例を示すブロック図、第５図は第
４図に示した受信装置におけるディジタルフィルタのゲ
イン特性を示す線図である。 １０．１１．１２・・・混合器、２０・・・ＢＰＦ。 ２１．２２・・・ＬＰＦ、３０．３１，３２．６１゜６
２・・・サンプリング回路、 ４０．４１．４２・−・Ａ／Ｄ変換器、５０．５００・
・・ディジタルフィルタ、５１・・・ｈｈ　　（Ｚ）フ
ィルタ、 ５２・・・Ｈ２（Ｚ）フィルタ、 ５３．５４・・・（１−Ｚ’）フィルタ。 正蛾ソ′Ｃ周り’、’Ｈ，ｆ／１．　　（ｌｓ：了ンブ
リング周コ」仄）第２図 ＯＣ１２５０，５０，７５１，０ 正規化層フ反五ｆ／ｆ５（ｆ５：１７ンブりンク゛思沢
１敗）第５図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）中心周波数が０でない受信信号を所定のサンプリ
   ング周期にてアナログ／ディジタル変換するとともに、
   このアナログ／ディジタル変換によって得られたディジ
   タルデータ列に受信信号の同相成分および直交成分を算
   出するためのフィルタを施して前記受信信号を復調する
   受信装置において、 前記フィルタに、前記ディジタルデータ列の０周波数成
   分を除去する特性、並びに同フィルタの帯域幅を前記サ
   ンプリング周期の逆数の１／４で与えられる帯域よりも
   狭帯域とする特性を併せ持たせたことを特徴とする受信
   装置。
2. （２）前記所定のサンプリング周期は、前記受信信号の
   中心周波数の４倍に相当する請求項（１）記載の受信装
   置。
3. （３）前記ディジタルデータ列のある時点でのサンプリ
   ングに対応するデータとその２サンプル前のサンプリン
   グに対応するデータとの差を出力とするフィルタを２段
   従属する関係で前記フィルタに接続して、前記ディジタ
   ルデータの０周波数成分を除去し、かつ前記フィルタの
   帯域幅を狭帯域化する請求項（２）記載の受信装置。