JP2006186581A - 直交復調誤差補償方法および直交復調誤差補償回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】予めパターンが設定されている既知信号を用いて変調側の位相誤差および振幅誤差の量を係数として求めておき、受信時にはこの係数を用いて復調側で一方の信号形を基準にしてこれら誤差補償を信号パターンによるDCオフセット成分と共に補償する構成とした。
【選択図】図1
Description
従来の直交復調器回路図を図8に示す。図8において、入力端子47より入力される被変調信号は直交復調器50に入力される。この入力信号は2分配され、一方の信号はミキサ51において局部発振器53の出力信号と乗算され、ローパスフィルタ55によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子48に出力する。また2分配された他方の信号はミキサ52に入力され、局部発振器53の出力信号を90度移相器54により90度位相をシフトされた信号と乗算され、ローパスフィルタ56によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子49に出力する。
Scott A. Olson and Robert E. Stengel, "LINC Imbalance Correction using Baseband Preconditioning," IEEE Radio and Wireless Conference (RAWCON), pp.179-182, Aug. 1999
ベースバンド同相信号が常時0でかつベースバンド直交信号が予め定められた二つの信号レベルが交互に繰り返される周期信号である第2の既知信号と、ベースバンド同相信号とベースバンド直交信号とが予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す第3の既知信号とを用い、上記信号レベルが交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として前記直交変調器の入力端子に入力し、前記直交復調器から得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値すなわち第1のDCオフセットδIとベースバンド直交平均値δQすなわち第2のDCオフセットを求め、前記第1の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値である前記第1のDCオフセットδIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第1のベースバンド同相2乗平均値PI1を求め、前記第2の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値すなわち前記第1のDCオフセットδIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第2のベースバンド同相2乗平均値PI2を求め、前記第3の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第3のベースバンド同相2乗平均値PI3を求め、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1,および前記第1、第2及び第3の各ベースバンド同相出力信号2乗平均値から、送信用被変調信号の直交変調器出力と直交復調器入力間の遅延による位相差αを求め、前記第1の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第1のベースバンド直交2乗平均値PQ1を求め、前記第2の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第2のベースバンド直交2乗平均値PQ2を求め、前記第3の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第3のベースバンド直交2乗平均値PQ3を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1,および第1、第2、第3の各ベースバンド直交出力信号の2乗平均値から前記直交復調器の位相誤差φ2を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1、前記直交復調器の位相誤差φ2、第1、第2、第3の各ベースバンド直交出力信号の2乗平均値から前記直交復調器の振幅誤差G2を求めることにより誤差補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。
図1は本発明による直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図1において、1は受信信号入力端子、2,3は互いに90度の位相差を有する復調信号出力端子、4,5は変調信号入力端子、6は送信信号出力端子、7,31はスイッチ、8は直交復調器、13,14はローパスフィルタ(LPF)、15,16は平均値検出回路、17,18は加算器、19,30は2乗平均値検出回路、20は演算回路、21は位相・振幅補償回路、25は直交変調器である。
第1既知信号は、IREF(t)=[1,-1,1,-,1,1,-1,…,1,-1]、
QREF(t)=[0,0,0,…,0,0]、
第2既知信号は、IREF(t)=[0,0,0,…,0,0]、
QREF(t)=[1,-1,1,-,1,1,-1,…,1,-1]、
第3既知信号は,IREF(t)=[1,-1,1,-,1,1,-1,…,1,-1]、
QREF(t)=[1,-1,1,-,1,1,-1,…,1,-1]、
である。
まずIREF(t)が1と−1とを交互に繰り返す周期信号であり、QREF(t)が常時0である第1既知信号を直交変調器25に入力する。IREF(t)=1のとき、(数9)式より加算器17の出力Idc(t)は、
図2は第2の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図1と同一部分には同一符号を付与している。
図2の直交復調誤差補償回路において直交変調器25は直交復調器8と独立に局部発振器11と90度移相器33とを有している。直交復調器8と直交変調器25で異なる局部発振器11および32を用いることにより、送信と受信の搬送波周波数が異なる場合において直交変調器25を使って通常の信号送信ができる。さらに、このように局部発振器を分離した場合においても、直交復調器8と直交変調器25の各々の位相同期ループの基準信号に同一のものを使えば、第1の実施の形態と同様に位相差αが時間変動しない動作となる。
図3は第3の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図1および図2と同一部分には同一符号を付与している。
本第3の実施の形態では第1のローパスフィルタ13の出力を第1のA/D変換器35に入力し、第2のローパスフィルタ14の出力を第2のA/D変換器36に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、平均値検出、2乗平均、演算、位相・振幅補償を行っている。これらをデジタル信号処理で行うことにより、精度良く動作させることができる。A/D変換器は直交復調器8の前に置き、直交復調器をデジタル回路とする構成とすることも可能である。
図6は第4の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図1乃至図3と同一部分には同一符号を付与している。
本第4の実施の形態は直交変調器25の出力信号の周波数と直交復調器8に入力される受信信号の周波数が異なる場合に有効な構成である。本第4の実施の形態ではスイッチ31およびスイッチ7の間に周波数変換用の発振器45とミキサ46を設けて、直交変調器25の出力信号の周波数を、受信信号入力端子1より入力される受信信号の周波数に合わせるように変換している。これにより第1、第2および第3の実施の形態と同様に直交変調器25の出力信号を直交復調器8の位相誤差検出に用いることができる。
図7は第5の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。2乗平均値検出回路19で求めたPI1,PI2,PQ1およびPQ2の値を比較回路45によってレベル判定し、PI1,PI2,PQ1およびPQ2の少なくとも1つが0に近い著しく小さな値であるとき、前記直交変調器25と前記直交復調器8との間に設けた移相器46を用いて、被変調信号の直交変調器出力から直行復調器入力間における遅延位相差αをシフトして、この位相差αの関数であるPI1,PI2,PQ1およびPQ2が0に近い著しく小さな値にならないようにすることによって、これらPI1,PI2,PQ1およびPQ2が0に近い著しく小さな値のときに生じる検出誤差の補償演算への影響をなくし、精度良く前記直交復調器8の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことができる。
なお、以上の第1乃至第4の実施の形態では出力端子2側のベースバンド同相出力信号を基準として、出力端子3側のベースバンド直交出力信号に対して位相誤差、振幅誤差を補償する処理を行ったが、逆に、ベースバンド直交出力信号を基準として、ベースバンド同相出力信号に対して同様に行うこともできる。
2:復調同相信号出力端子
3:復調90度位相差信号出力端子
4,5:変調信号入力端子
6:送信信号出力端子
7,31:スイッチ
8、50:直交復調器
9,10、26,27、42,43,44:ミキサ
11、32、53:局部発振器
12、33,34,45、54:90度移相器
13,14、55,56:ローパスフィルタ
15,16:平均値検出回路
17,18:加算器
19,30:2乗平均値検出回路
20:演算回路
21:位相・振幅補償回路
22,23:乗算器
24、29:加算器
25:直交変調器
37,38,39:A/D変換器
Claims (12)
- 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第1のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して90度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第2のミキサとを有する直交復調器と、
送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第3のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して90度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第4のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、
予め定められたパターンを有する既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記送信用被変調波信号を前記直交復調器に入力し、
前記直交変調器の前記位相誤差および前記振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
信号受信時には、前記受信同相ベースバンド信号または前記受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数により前記直交復調器の前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第1のミキサと、前記受信用搬送波信号と直交復調器の入力回路で前記被変調信号に対して90度の位相差を与えた信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第2のミキサとを有する直交復調器と、
送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第3のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、出力回路で90度の位相差を与えた直交被変調信号を出力する第4のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、
予め定められたパターンを有する既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、
さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記被変調信号を前記直交復調器に入力し、
前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
信号受信時には、前記受信同相ベースバンド信号または前記受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の前記係数により前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項1又は2の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
前記既知信号の送信同相ベースバンド信号および前記既知信号の送信直交ベースバンド信号を前記直交変調器に入力し、前記同相被変調信号、前記直交被変調信号、および前記送信用被変調信号の各々の交流成分を2乗した上で平均して得た値を、各々第1被変調信号2乗平均値、第2被変調信号2乗平均値、第3被変調信号の2乗平均値として求め、該第1,第2,第3の各送信用被変調信号2乗平均値から前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、該係数を用いて前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項1乃至3の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号がそれぞれ予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す信号を用い、
前記既知信号を前記直交変調器に入力することによって得られる被変調信号で、搬送波成分が互いに直交する2つの被変調信号である第1の被変調信号及び第2の被変調信号と、これら第1の被変調信号と第2の被変調信号の和である第3の被変調信号について、該第1から第3の被変調信号各々の交流成分を2乗した上で平均化することで得られる各々の2乗平均値を第1の被変調信号2乗平均値PRF1、第2の被変調信号2乗平均値PRF2、第3の被変調信号2乗平均値PRF3として求め、
前記第1の被変調信号2乗平均値PRF1と前記第2の被変調信号2乗平均値PRF2との比から前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1を求め、前記第1の被変調信号2乗平均値PRF1もしくは前記第2の被変調信号2乗平均値PRF2と前記第3の被変調信号2乗平均値PRF3との比および前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1から前記直交変調器の位相誤差φ1を求めることを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項1又は2の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
前記既知信号を前記直交変調器に入力し、位相誤差および振幅誤差を有する前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、
前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第1のDCオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第2のDCオフセットとして求め、前記第1のDCオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第2のDCオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、前記第1のDCオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号および前記第2のDCオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号をそれぞれ2乗した上で平均して得たそれぞれの2乗平均値、および前記直交変調器の位相誤差、振幅誤差から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、
信号受信時には、前記ベースバンド同相出力信号から前記第1のDCオフセットを差し引くと共に、前記ベースバンド直交出力信号から前記第2のDCオフセットを差し引き、
前記第1のDCオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号または前記第2のDCオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および前記振幅誤差の係数により補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項1又は2又は5の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号が予め定められた二つの信号レベルを交互に繰り返す周期信号でかつベースバンド直交信号が常時0である第1の既知信号と、
ベースバンド同相信号が常時0でかつベースバンド直交信号が予め定められた二つの信号レベルが交互に繰り返される周期信号である第2の既知信号と、
ベースバンド同相信号とベースバンド直交信号とが予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す第3の既知信号とを用い、
上記信号レベルが交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として前記直交変調器の入力端子に入力し、前記直交復調器から得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値すなわち第1のDCオフセットδIとベースバンド直交平均値δQすなわち第2のDCオフセットを求め、
前記第1の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値である前記第1のDCオフセットδIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第1のベースバンド同相2乗平均値PI1を求め、
前記第2の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値すなわち前記第1のDCオフセットδIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第2のベースバンド同相2乗平均値PI2を求め、
前記第3の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第3のベースバンド同相2乗平均値PI3を求め、
前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1,および前記第1、第2及び第3の各ベースバンド同相出力信号2乗平均値から、送信用被変調信号の直交変調器出力と直交復調器入力間の遅延による位相差αを求め、
前記第1の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第1のベースバンド直交2乗平均値PQ1を求め、
前記第2の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第2のベースバンド直交2乗平均値PQ2を求め、
前記第3の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の1周期分またはそれ以上の時間で2乗平均した第3のベースバンド直交2乗平均値PQ3を求め、
前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1,および第1、第2、第3の各ベースバンド直交出力信号の2乗平均値から前記直交復調器の位相誤差φ2を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数G1、前記直交変調器の位相誤差φ1、前記直交復調器の位相誤差φ2、第1、第2、第3の各ベースバンド直交出力信号の2乗平均値から前記直交復調器の振幅誤差G2を求めることにより誤差補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項6に記載の直交復調誤差補償方法において、
第1ベースバンド同相2乗平均値PI1、第2ベースバンド同相2乗平均値PI2、第1ベースバンド直交2乗平均値PQ1および第2ベースバンド直交2乗平均値PQ2の少なくとも1つが0に近い著しく小さな値である時、前記直交変調器と前記直交復調器との間に設けた移相器を用いて、被変調信号の搬送波と、復調器の局部発振器信号との位相差αをシフトして、この位相差αの関数である第1ベースバンド同相2乗平均値PI1、第2ベースバンド同相2乗平均値PI2、第1ベースバンド直交2乗平均値PQ1および第2ベースバンド直交2乗平均値PQ2が0に近い著しく小さな値にならないようにすることによって、第1ベースバンド同相2乗平均値PI1、第2ベースバンド同相2乗平均値PI2、第1ベースバンド直交2乗平均値PQ1および第2ベースバンド直交2乗平均値PQ2が0に近い著しく小さな値であるときに生じる検出誤差の補償演算への影響を低減して前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第1のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して90度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第2のミキサとを有する直交復調器と、
送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第3のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して90度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第4のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する第1の加算器とを有する直交変調器と、
前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第1の加算器出力信号それぞれの交流成分の2乗平均値を検出する第1の2乗平均値検出回路と、
前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド同相出力信号の平均値を第1DCオフセットとして検出する第1の平均値検出回路と、
前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド直交出力信号の平均値を第1のDCオフセットとして検出する第2の平均値検出回路と、
前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第1DCオフセットを差し引く第2の加算器と、
前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第2DCオフセットを差し引く第3の加算器と、
前記直交復調器の前記第2の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の2乗平均値と前記第3の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の2乗平均値とを検出する第2の2乗平均値検出回路と、
前記第1及び第2の2乗平均値検出回路で求めた2乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、
この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第2の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第3の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路と
を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。 - 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第1のミキサと、前記受信用搬送波信号と入力回路で前記被変調信号に対して90度の位相差を与えた送信用被変調信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第2のミキサとを備える直交復調器と、
送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第3のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号を入力し、90度の位相差を与えて直交被変調信号を出力する第4のミキサと、
前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して前記送信用被変調信号を出力する第1の加算器と、
前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第1の加算器出力信号の交流成分の2乗平均値を検出する第1の2乗平均値検出回路と、
前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第1のDCオフセットとして検出する第1の平均値検出回路と、
前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第2のDCオフセットとして検出する第2平均値検出回路と、
前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第1のDCオフセットを差し引く第2の加算器と、
前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第2のDCオフセットを差し引く第3の加算器と、
前記直交復調器の前記第2の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の2乗平均値と前記第3の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の2乗平均値を検出する第2の2乗平均値検出回路と、
第1及び第2の2乗平均値検出回路で求めた2乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、
この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第2の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第3の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路と、を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。 - 請求項8又は9の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
前記直交変調器と前記直交復調器とで局部発振器の信号を共有することを特徴とする直交復調誤差補償回路。 - 請求項8又は9の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
前記直交変調器と前記直交復調器の各々の位相同期ループで同一の基準信号を用いることを特徴とする直交復調誤差補償回路。 - 請求項8又は9の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
前記第2の2乗平均値検出回路で検出されたベースバンド同相出力信号の2乗平均値とベースバンド直交信号の2乗平均値が所定のレベルに対する大小によって被変調信号の位相を変化させるか否か判定する比較回路と、
該比較回路の判定結果にしたがって被変調信号の位相を変化させる移相器と
を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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JP2006186581A true JP2006186581A (ja) | 2006-07-13 |
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---|---|
JP (1) | JP4312705B2 (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010114508A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Goyo Electronics Co Ltd | 直交復調器 |
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US8290083B2 (en) | 2007-03-09 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Quadrature imbalance mitigation using unbiased training sequences |
US8428175B2 (en) | 2007-03-09 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Quadrature modulation rotating training sequence |
US8526543B2 (en) | 2007-03-09 | 2013-09-03 | Qualcomm Incorporated | Quadrature imbalance estimation using unbiased training sequences |
CN115941056A (zh) * | 2023-03-15 | 2023-04-07 | 北京航空航天大学 | 基于微波光子的正交调制方法及装置 |
CN116346558A (zh) * | 2023-05-23 | 2023-06-27 | 清华大学 | 一种生成正交信号的方法及系统 |
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- 2004-12-27 JP JP2004377052A patent/JP4312705B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2010114508A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Goyo Electronics Co Ltd | 直交復調器 |
CN115941056A (zh) * | 2023-03-15 | 2023-04-07 | 北京航空航天大学 | 基于微波光子的正交调制方法及装置 |
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CN116346558A (zh) * | 2023-05-23 | 2023-06-27 | 清华大学 | 一种生成正交信号的方法及系统 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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