JPS6342253A - ４相位相復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 位相検波出力信号をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル処理により電圧制御発振器の制御電圧を形成し、入力
４相位相変調信号の搬送波位相に位相同期化させると共
に、位相誤差成分を抑圧した搬送波を再生し、安定な４
相位相変調信号の復富周を行わせるものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、位相誤差を抑圧した搬送波を再生して４相位
相変調信号を復調する４相位相復調器に関するものであ
る。

４相位相復調器は、受信した４相位相変調信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既Ｑこ種／、ｊ提案されζ、い
る。イーの場・１）、１踏信４和位相変調信すの搬送波
成分周波数５門同−の周波数で、且つ所定の位相の再生
１般送波りｉ￥する必要があり、ｆｉｎ中、な構成で搬
□送り（ｉを再々ｒし２て復調できろよう乙１′。

する、−とが要望されている。

〔従来の技術） 従来の４相位相復調器の−・例を第４図に示ず。

同図に於いて、３１はハイブリッド回路、３２゜３３は
位相検波器、３４．３５は位相差成分を２逓倍する絶対
値回路、３６は微分回路（ｃｉ／ｄｔ）、３７はミキサ
、３８．３９は低域フィルタ、４０は電圧制御発振器、
４１はＷ：／２の移相を行う移相器であるゆ 入力信号の４相位相変調侶−号１．ｔ、ハ・イブリッド
回路３１により分１呟されて位相検δ（Ｆ器３２．３３
に加えＣトれ、又電圧制御発振２ス４０からの再生１介
聾送波信号が移相器４１により９０°移相されるので、
位相検波器３２．３３には直交１−７だ再生搬送波信号
が加えられることになり１，１相位相変調信号の位相検
波が行われる。この位相検波器３２゜３（（は、例えば
、Ｚ　ｔｉ　’Ｔ　ｉ宥（店調器構成・復有すぞ）ｔ）
の“ｔ？、４相位＋ＩＩ変１λ１信号ん〜ω１．．：、
Ｌ、電圧制御発振器４０の出力の再生搬送波信号をム・
）９、とすると、周波数差成分は、ω、−ω。、−八（
ｒ）と４（す、θ−Δωｔとすると、位相検波器（３″
／２からｓｉｎθ、−−Ｓｕｎθ成分信号が出力され、
又位相検波器３３からＣＯＳθ、−ｃ　ｏ　ｓ　ｔ）成
分（ｇ　’Ｔ；カ出ｊＪ　サれる。

、―れらの位相検波用カイＪイ号−は、絶対値回路３４
により周波数成分が２逓倍されで、Ｓ　Ｉ　ｎ　２θ。

ｓ　ｉ　ｎ　２θ、ＣＯ３２θ、　　−（：　（Ｉ　Ｓ
　；２θ成分信号となり、又次の１１へ対価回路３５乙
、二より１４波欣成分が２逓倍されて、ｓ　ｉｎ４θ１
−ｓｉ口４θ。

ｃｏｓ４θ、−ｃ　ｏ　ｓ　４θ成分イ１ニへ号となる
。、ｒのｓ　ｉ　ｎ　４θ成分侶号を低域フィルタ３９
を介１，７て電圧制御発振器４０に位相同朋用の制’＜
Ｉｌｌ電圧占ｊ２て加える。又ｓ　ｉｎ４θ成分信号を
微分回路３６により微分してミキサ３７に加え、ＳＩＹ
し１θ成分信叶とｃｏｓ４θ成分信月成分信金（掛算）
ｊ７、その混合出力信号を低域フィルタ３８を介して電
圧制御発振器４０！３−周波数制御用の制御電圧として
加える。

この場合、５ｉｎ４θ＝ｓｉｎ４Δωｔの信号は、微分
回路３６により、 となり、ミキサ３７によりン昆合されて、４Δωｃｏｓ
４Δωｔ　−ｃ　ｏ　ｓ　４Δｌ）Ｊ　ｊ＝−２Δω（
１−ｃｏｓ８Δωｔ） の信号が出力される。この２Δωの成分が低域フィルタ
３８により抽出されて電圧制御発振器４゜に加えられる
。即ち、周波数差Δωの成分の制御信号が電圧制御発振
器４０に加えられるので、入力された４相位相変調信号
の周波数に追従ｊ〜だ発振周波数に制御できるから、搬
送波再生の引込範囲を拡大することができる。

第５図は絶対値回路３４．３５の楯略構成を示すもので
あり、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、０．１　＝−Ｏ４はト
ランジスタ、Ｒ１−Ｒ２４は抵抗で、１ランジスタＱｌ
、Ｏ２により一方の差動増幅器を構成１−２．１ランジ
スタＱ３．Ｑ４Ｌｍより他方の差動増幅器を構成してい
る。又ダイオードＤ１〜Ｄ４は、半波整流を行って周波
数成分苓等価的に自乗するもので、余波整流回路とした
場合も同様に等価的な自乗回路を構成することができる
。又抵抗Ｒ２１，Ｒ２２及びＲ２３，Ｒ２４により加算
回路を構成している。

絶対値回路３４の場合は、位相検波出力信号のｓｉｎθ
、ｃｏｃθ、−ＣＯ３θ成分信号が加えられる。なお−
ｓｉｎθ成分信月成分信心ものであるが、動作説明り省
略することができるので図示を省略している。ｓｉｎθ
成分信号とＣＯ５θ成分信号とはそれぞれダイオードＤ
Ｉ、Ｄ２により自乗されて、トランジスタＱｌ、０．２
のべ・−スに加えられ、例えば、トランジスタＱ２のコ
１ノクタからは、（ｃｏｓ’　θ−５ｉｎ”　θ）＝ｃ
ｏｓ２θの信号が出力される。即ち５１周波数成分は２
逓倍されることになる。同様にトランジスタ（ゴｌの：
’、＋　Ｉ／クタからは、　　ＣＯ３２θ成分信号が出
力される。

又抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介してｓｉｎθ成分信号とｃｏ
ｓθ成分信号とが加算され、（ｓｉｎθ＋ｃｏｓθ）の
信号はダイオードＤ３により自乗されてトランジスタＱ
３のベースに加えられる。

又抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を介してｓｉｎθ成分信号と−ｃ
ｏｓθ成分信号とが加算され、（ｓｉｎθ−ｃｏｓθ）
の信号はダイオードＤ４により自乗されてトランジスタ
Ｑ４のベースに加えられる。

従って、トランジスタＱ４のコレクタからは、〔（ｓｉ
ｎθ＋ｃｏｓθ）”−（ｓｉｎθ−ｃｏｓθ）”）＝４
ｓｉｎθｃｏｓθ＝２ｓｉｎ２θの信号が出力され、係
数の２を消去すると、５ｉｎ２θとなり、周波数成分は
２逓倍されることになる。同様にトランジスタＱ３のコ
レクタから、−ｓ　ｉｎ２θ成分信号が出力される。

絶対値回路３５も同様な構成により、絶対値回路３４か
ら出力されたｓ　ｉｎ２θ、−５ｉｎ２θ、ｃｏｓ’ｌ
θ、−ｃｏｓ２θ成分信号の周波数成分を２逓倍するか
ら、５ｉｎ４θ、−５ｉｎ２θ、ｃｏｓ’ｌθ、−ｃｏ
ｓ２θ成分信号が出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述の従来例の４相位相復調器は、ベースバンドに号処
理により搬送波を再生するものであるが、絶対値回路３
４．３５は、アナログ処理によるものであり、それぞれ
振幅レヘル等を合わせる為に複数個所の調整が必要とな
るから、調整時間が長くなる欠点がある。このように調
整個所が多いことは、経時変化により再調整の必要が生
じる欠点がある。又入力４相位相変調信号の搬送波周波
数と電圧制御発振器４０のフリーラン周波数との差が大
きい場合に位相誤差が生じて、固定劣化が増加する欠点
があった。又位相同期ループの帯域幅を広くして同期引
込範囲を広くしている為に、残留位相誤差が生じるので
、固定劣化が大きくなる欠点があった。

本発明は、位相誤差を抑圧した搬送波を再生して、入力
４相位相変調信号を復調することを目的とするものであ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の４相位相復調器は、位相検波出力信号をディジ
タル信号に変換し、ディジタル処理により再生搬送波の
位相誤差を抑圧するものであり、第１図を参照して説明
する。

４相位相変調信号を再生搬送波によって位相検波する位
相検波部１と、この位相検波部１に再生搬送波を加える
為の電圧制御発振器（ＶＣ○）２と、位相検波部１に於
いて４相位相変調信号を直交する再生搬送波によって位
相検波したＩ、Ｑチャネルの検波出力信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器３と、このＡ／Ｄ変換器３
の出力信号のベクトル位置の象限を判定して、第１象限
等の特定の象限に置換する象限決定部４と、この象限決
定部４によって特定象限に置換されたＩ。

Ｑチャネルの象限決定出力信号を比較する比較部５と、
この比較部５の比較出力信号を平均化して電圧制御発振
器２の制御電圧とする平均化部６と、象限決定部４から
の象限決定出力信号を電圧制御発振器２の制御電圧とす
るＤ／Ａ変換器７とを備えたものである。

〔作用〕

象限決定部４により位相検波出力信号のベクトル位置を
特定象限に置換することにより、４相位相変調信号を４
逓倍して無変調信号としたものと等価なディジタル信号
を得ることができ、このディジタル信号をＤ／Ａ変換器
７によりアナログ信号に変換して電圧制御発振器２の位
相同期用の制御電圧とし、位相同期ループを形成する。

又象限決定部４からのＩ、Ｑチャネルの象限決定出力信
号を比較部５により比較することによって位相誤差成分
を求めることができるものであり、この位相誤差成分を
平均化して、電圧制御発振器２に位相誤差抑圧用の制御
電圧とし、再生搬送波の位相誤差を抑圧するものである
。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、１１はハ
イブリッド回路、１２．１３は位相検波器１．　１４．
　１５４Ｊ、Ａ　／　Ｉ）変）負器、Ｉ　Ｇ　＋、、１
−象限央定ｒ１．ＩＩ　Ｈ俗、１７．１８はフリップて
用１ノブ群＜　ｒ”　Ｉｆ’　）、１０は比較回路、２
０はカラ゛・′夕、２１はＩ）／′Ａ変換器、２２ば電
圧制御発搬器、り！３はＤ　／　Ａ変換器、２４はπ／
２の移相を？■う移・相器、２５は保持回路である。ハ
イダリソド回ＩＹ２≦１１　、、！−位÷１１検波器１
２．１３と移相器２４とにより第１図のイ☆相検波部１
が構成され、又Ａ　／　Ｌ’）変換器１４゜１５により
Ａ／Ｄ変挨器３が構成さ４′１２、象限決定回路ＩＧが
象限決定部４に相当１１．２９７１７１１１７１群１７
．１１（）゛比較量１肖１９と乙、でより１七輪部５が
構成され、保持回路２５２．カウンタ２０　Ｊ：　Ｄ／
Ａ変換器２１とにより、平均化部６が構成され、Ｄ／Ａ
変換器２３がＤ　／　Ａ変換器′ｌに相当ｊ５７、電圧
制御発振器２２が電圧制御発振器：日こ相当する。

４相位相変調信シ１はバイブリソ１回路１１へ、−６Ｉ
、り分岐されて位相検波器１２．１３に加えられ、電圧
制御発振器２２からの再生搬送波他−υが移相器２４に
より９０″移相されること６．″より、直交１−２六′
再倖歴）′（波信壮が形成され、−ｔＴ（−ン用桟波Ｊ
’ｊ　１２．１３に加えられろ。従っ−こ、位相検波器
１ニジ。

１３により４相位相変調（、￥ぢ：、ｌ：（ｌχ相検波
さ、））こ、■　（同相）チャネル、’：Ｏ１直交相）
−ｆ・ユ・示ル４との位相検波出力信号が得られる。

位相検波出力信号は、Δ７・・ｌ）譲、ｉ（（ム器１４
．１５（、にμ、り宇Ｈ女ｊニソ１桿ＳｌＡン、のデ、
イ・ンク′ルイ菖シｉ、　（、（７変（り具されτ象限
決定回路１６に刃Ｖ＋＋スられる１、家限決定回１／δ
１６では、入力Ｉ州・１ノ：・：　ｉ’イジクル信号の
３Ｉ限位ｉＩｉ’；判スｉ′シ２て、特定象限、例え乙
；（、第１象限の１ｄ号とｊ７て取り扱・）よ）に置換
するｔ）のＱ　Ｊ）る１、第３図（１，；、象限決定説
明［ｊ、１７ｊｒｌ’）１つ、各象限す、′於けるＩチ
ャネル信号）号と０チャネル信号、しの極性１（１−）
いてみイ”）と、第１象限゛（ピはＩ＞ＯｌＱ　＞　０
、第１）象限７′！はし＝、０．０．＞０、第３９！、
限−ごはＩ　−’　０　。

０〈０、第４象限ではｌ：〉０゜Ｑ　（Ｑの関係となる
。従５．．て、象限決定回路１にご、こ於い”７：　ｌ
；ｉ、Ａ／１）乎：換器１４．１５の出力の１イジクル
イご可１２）朽ｉ性から象限位置を判別ｊ′イ）、丁４
とができる。

又第１象限を特定象限とすると１１、°の第１象限に他
の象限の信号を第１象限にｉｖ換Ｊ′るｔ）ので、虜へ
り、信号ベクトルａ、ｂ、ｃ、ｄについて、第２象限の
信号ベクトルｂを時計方向に９０″回転させると、第１
象限の信号ベクトルａとなり、又第４象限の信号ベク［
・ルｄを反時計カ向に９０″回転させると、第１象限の
信号ベクトルａとなる。

又第３象限の信号ベクｌ−ルＣを１８０’回転させ、或
いは点対象に反転させると、第１象限の１３号ベクトル
ａどなる。従って、第１象限の■チャネル信号をΔｘｔ
、Ｑチャネル信号をΔｙとすると、他の象限の信号を第
１象限に置換する為に、次の表の変換を行うことになる
。

表 象限決定回路１Ｇは、前述のよ・うに、象限判別４ニド
ｆ・ヤネル及び０チヤネルの′７″イジタル仏号・へ［
基ｔ、”−行一い、判別された象限から第１象限！、′
目在（愈する為６．二、］ｊ；１記表のようδ、−１■
チトネル侶−８と（１）チャネル信号との交換或いは極
性反転等の処理を行つ＜＞ので、論理回路或いはブｒ：
１グラム制御によるブロセッザによ、って実現づ−るこ
とができる。

又象限決定回路１Ｇにより特定象限に置換すると、変調
位相に関係Ｌ７ない１８号とＷＮる。即ら、従来例の２
個の絶対値回路により周波数成分を４辺１倍した場合と
等価となる。従って、象限決定部ｊｙ３１Ｇからの象限
決定出力信号を［）／Ａ変換器＞！３によりアナログ１
３号に変換して、位相同期用の制御電圧として電圧制御
発振器２２に加え、位相同期ループを形成する。

又象限決定回路１６からのＩ、Ｑチャネルの象限決定出
力信号は、それぞれフリップフ０　、、ブ群１７．１８
にラッチされ、同一タイミングで比較回路１９に加えら
れて比較される。即ち、第３図に於いて、第１象限に置
換された夏、Ｑチャネルの信号ΔＸ、Δｙを比較するこ
と４Ｃより、位相誤差Δθを求めることができるもので
あり、位相同期ループが同期引込状態となったとしても
、圧縮できない位相誤差Δθが生じることになるが、こ
の位相誤差Δθを前述のようにして求めることができる
。

比較回路１９の出力信号は、サンプル周期で得られるも
のである力）−ら、これを位相誤差抑圧用の制御電圧と
して電圧制御発振器２２に加えても、その制御電圧の変
化に追従できないことになり、従って、ランチ回路等か
らなる保持回路２５に一時的に保持し、それをカウンタ
２０により所定時間カウントして時間平均をとり、その
結果をＤ／Ａ変換器２１によりアナログ信号に変換して
、電圧制御発振器２２の位相誤差制御用の制御電圧とし
て、位相誤差を抑圧するものである。

前述のように、象限決定回路１６によりＩチャネルとＱ
チャネルとの信号を特定象限に置換し、その象限決定出
力信号を比較することにより、位相誤差成分を求めて、
この位相誤差成分が零となるように電圧制御発振器２２
を制御することにより、等価的に電圧制御発振器２２の
フリーラン周波数を、入力４相位相変調イδ号の搬送波
周波数に合わせることになる。又この位相誤差成分が低
い周波数で変化する場合は、比較回路１９に於ける！、
Ｑチャネルの象限決定出力信号の比較制御の応答速度が
、位相誤差成分の変化速度より速ければ、位相誤差が零
となるように、電圧制御発振器２２を制御できることに
なる。従って、搬送波を副信号で周波数変調する複合変
調方式を適用した場合に、４相位相変調信号の搬送波成
分の周波数変化の為に、同期外れ等の特性劣化が生じる
が、前述のように、位相誤差を抑圧した搬送波を再生で
きるので、このような問題を軽減することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、人力４相位相変調信号
を位相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号
に変換し、象限決定部４に於いて特定象限に置換する象
限決定を行い、周波数成分を４逓倍した信号と等価な象
限決定信号を得ることができる。従って、従来例に於け
る２個の絶対値回路を用いる場合に比較して構成が簡単
で且つ殆ど無調整で所望の象限決定出力信号を得ること
ができる。

又このＩ、　Ｑチャネルの象限決定出力信号を比較部５
に於いて比較することにより、位相誤差成分を得ること
ができる。従って、この位相誤差成分を平均化部６によ
り平均化して、電圧制御発振器２の位相誤差抑圧用の制
御電圧とすることができるから、位相同期引込状態で位
相誤差が残留している場合に、その位相誤差を抑圧した
搬送波を再生することができる。又前述の制御は、ディ
ジタル処理により行うものであるから、殆ど無調整で良
い利点があり、安定な搬送波再生を行って入力４相位相
変調信号の復調を行わせることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は象限決定説明図、第４図は
従来例のブロック図、第５図は絶対値回路を示す。 ■は位相検波部、２は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３は
Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）　、４は象限決定部、５は比較
部、６は平均化部、７はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）　、１
１はハイブリッド回路、１２゜１３は位相検波器、１４
．１５はＡ／Ｄ変換器、１６は象限決定回路、１７．１
８はフリップフロラ７”Ｒ−（ＦＦ）　、１９は比較回
路、２ｏはカウンタ、２１はＤ／Ａ変換器、２２は電圧
制御発振器、２３はＤ／Ａ変換器、２４は移相器（π／
２）、２５は保持回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力４相位相変調信号を再生搬送波によって位相検波す
   る位相検波部（１）と、 該位相検波部（１）に加える前記再生搬送波を出力する
   電圧制御発振器（２）と、 前記位相検波部（１）のＩ、Ｑチャネルの検波出力信号
   をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３）と、 該Ａ／Ｄ変換器（３）の出力信号のベクトル位置の象限
   を判定して特定象限に置換する象限決定部（４）と、 該象限決定部（４）のＩ、Ｑチャネルの象限決定出力信
   号を相互に比較する比較部（５）と、該比較部（５）の
   出力信号を平均化して前記電圧制御発振器（２）の位相
   誤差制御用の制御電圧とする平均化部（６）と、 前記象限決定部（４）のＩ、Ｑチャネルの象限決定出力
   信号を前記電圧制御発振器（２）の位相同期用の制御電
   圧に変換するＤ／Ａ変換器（７）とを備えた ことを特徴とする４相位相復調器。