JPH07107999B2 - ４相位相復調器 - Google Patents
４相位相復調器Info
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- JPH07107999B2 JPH07107999B2 JP61155977A JP15597786A JPH07107999B2 JP H07107999 B2 JPH07107999 B2 JP H07107999B2 JP 61155977 A JP61155977 A JP 61155977A JP 15597786 A JP15597786 A JP 15597786A JP H07107999 B2 JPH07107999 B2 JP H07107999B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 位相検波出力信号をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル処理により位相同期回路及び自動周波数制御回路を構
成する電圧制御発振器の制御電圧を形成し、電圧制御発
振器の出力信号を再生搬送波信号として４相位相変調信
号を復調するものであり、殆ど無調整で搬送波を再生で
きるようにしたものである。
ル処理により位相同期回路及び自動周波数制御回路を構
成する電圧制御発振器の制御電圧を形成し、電圧制御発
振器の出力信号を再生搬送波信号として４相位相変調信
号を復調するものであり、殆ど無調整で搬送波を再生で
きるようにしたものである。
本発明は、所定位相の搬送波を再生して４相位相変調信
号を復調する４相位相復調器に関する。
号を復調する４相位相復調器に関する。
４相位相復調器は、受信した４相位相変調信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既に種々提案されている。その
場合、受信４相位相変調信号の搬送波成分周波数と同一
の周波数で、且つ所定の位相の搬送波を得る必要があ
り、簡単な構成で搬送波を再生して復調できるようにす
ることが要望されている。
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既に種々提案されている。その
場合、受信４相位相変調信号の搬送波成分周波数と同一
の周波数で、且つ所定の位相の搬送波を得る必要があ
り、簡単な構成で搬送波を再生して復調できるようにす
ることが要望されている。
従来の４相位相復調器の一例を第５図に示す。同図に於
いて、31はハイブリッド回路、32,33は位相検波器、34,
35は位相差成分を２倍にする絶対値回路、36は微分回路
（d/dt）、37は掛算器としてのミキサ、38,39は低域フ
ィルタ、40は電圧制御発振器、41はπ/2の移相を行う移
相器である。
いて、31はハイブリッド回路、32,33は位相検波器、34,
35は位相差成分を２倍にする絶対値回路、36は微分回路
（d/dt）、37は掛算器としてのミキサ、38,39は低域フ
ィルタ、40は電圧制御発振器、41はπ/2の移相を行う移
相器である。
入力信号の４相位相変調信号は、ハイブリッド回路31に
より分岐されて位相検波器32,33に加えられ、又電圧制
御発振器40からの再生搬送波信号が移相器41により90°
移相され、位相検波器32,33には直交した再生搬送波信
号が加えられることになり、４相位相変調信号の位相検
波が行われる。この位相検波器32,33は、例えば、二重
平衡変調器と同様の構成とすることができるものであ
り、４相位相変調信号をωiとし、電圧制御発振器40の
出力の再生搬送波信号をωoとすると、周波数差成分は
ωi−ωo＝Δωとなり、θ＝Δωｔとすると、位相検波
器32からsinθ，−sinθ成分信号が出力され、位相検波
器33からcosθ，−cosθ成分信号が出力される。
より分岐されて位相検波器32,33に加えられ、又電圧制
御発振器40からの再生搬送波信号が移相器41により90°
移相され、位相検波器32,33には直交した再生搬送波信
号が加えられることになり、４相位相変調信号の位相検
波が行われる。この位相検波器32,33は、例えば、二重
平衡変調器と同様の構成とすることができるものであ
り、４相位相変調信号をωiとし、電圧制御発振器40の
出力の再生搬送波信号をωoとすると、周波数差成分は
ωi−ωo＝Δωとなり、θ＝Δωｔとすると、位相検波
器32からsinθ，−sinθ成分信号が出力され、位相検波
器33からcosθ，−cosθ成分信号が出力される。
これらの位相検波出力信号は、絶対値回路34によって周
波数成分（位相差成分）が２逓倍され、sin2θ，−sin2
θ,cos2θ，−cos2θ成分信号となり、次の絶対値回路3
5により更に２逓倍されて、sin4θ，−sin4θ,cos4θ，
−cos4θ成分信号となる。sin4θ成分信号を低域フィル
タ39を介して電圧制御発振器40に位相制御信号として加
える。又sin4θ成分信号を微分回路36により微分してミ
キサ37に加え、このミキサ37に於いてcos4θ成分信号と
混合し、低域フィルタ38を介して電圧制御発振器40に周
波数制御信号として加える。
波数成分（位相差成分）が２逓倍され、sin2θ，−sin2
θ,cos2θ，−cos2θ成分信号となり、次の絶対値回路3
5により更に２逓倍されて、sin4θ，−sin4θ,cos4θ，
−cos4θ成分信号となる。sin4θ成分信号を低域フィル
タ39を介して電圧制御発振器40に位相制御信号として加
える。又sin4θ成分信号を微分回路36により微分してミ
キサ37に加え、このミキサ37に於いてcos4θ成分信号と
混合し、低域フィルタ38を介して電圧制御発振器40に周
波数制御信号として加える。
この場合、sin4θ＝sin4Δωｔの信号は、微分回路36に
より微分されるから、 ∂sin4Δωt/∂ｔ＝４Δωcos4Δωｔ …（１） となる。又ミキサ37によりcos4θ成分信号と混合され
て、 ４Δωcos4Δωｔ・cos4Δωｔ ＝−２Δω（１−cos8Δωｔ） …（２） の信号が出力される。
より微分されるから、 ∂sin4Δωt/∂ｔ＝４Δωcos4Δωｔ …（１） となる。又ミキサ37によりcos4θ成分信号と混合され
て、 ４Δωcos4Δωｔ・cos4Δωｔ ＝−２Δω（１−cos8Δωｔ） …（２） の信号が出力される。
この２Δωの成分が低域フィルタ38により抽出されて電
圧制御発振器40に加えられる。即ち、周波数差Δωの成
分の制御信号が電圧制御発振器40に加えられるので、入
力された４相位相変調信号の周波数に追従した発振周波
数に制御できることになり、搬送波再生の引込範囲を拡
大することができる。
圧制御発振器40に加えられる。即ち、周波数差Δωの成
分の制御信号が電圧制御発振器40に加えられるので、入
力された４相位相変調信号の周波数に追従した発振周波
数に制御できることになり、搬送波再生の引込範囲を拡
大することができる。
第６図は絶対値回路34,35の概略構成を示すものであ
り、D1〜D4はダイオード、Q1〜Q4はトランジスタ、R1〜
R24は抵抗で、トランジスタQ1,Q2により一方の差動増幅
器を構成し、トランジスタQ3,Q4により他方の差動増幅
器を構成している。又ダイオードD1〜D4は、半波整流を
行って周波数成分を等価的に自乗するもので、全波整流
回路とした場合も同様に等価的な自乗回路を構成するこ
とができる。又抵抗R21,R22及びR23,R24により加算回路
を構成している。
り、D1〜D4はダイオード、Q1〜Q4はトランジスタ、R1〜
R24は抵抗で、トランジスタQ1,Q2により一方の差動増幅
器を構成し、トランジスタQ3,Q4により他方の差動増幅
器を構成している。又ダイオードD1〜D4は、半波整流を
行って周波数成分を等価的に自乗するもので、全波整流
回路とした場合も同様に等価的な自乗回路を構成するこ
とができる。又抵抗R21,R22及びR23,R24により加算回路
を構成している。
絶対値回路34の場合は、位相検波出力信号のsinθ,cos
θ，−cosθ成分信号が加えられる。なお、−sinθ成分
信号も用いるものであるが、動作説明上省略することが
できるので、図示を省略している。sinθ成分信号とcos
θ成分信号とはそれぞれダイオードD1,D2により自乗さ
れてトランジスタQ1,Q2のベースに加えられ、例えば、
トランジスタQ2のコレクタからは、 （cos2θ−sin2θ）＝cos2θ …（３） の信号が出力される。即ち、周波数成分は２逓倍される
ことになる。同様に、トランジスタQ1のコレクタから
は、−cos2θ成分信号が出力される。
θ，−cosθ成分信号が加えられる。なお、−sinθ成分
信号も用いるものであるが、動作説明上省略することが
できるので、図示を省略している。sinθ成分信号とcos
θ成分信号とはそれぞれダイオードD1,D2により自乗さ
れてトランジスタQ1,Q2のベースに加えられ、例えば、
トランジスタQ2のコレクタからは、 （cos2θ−sin2θ）＝cos2θ …（３） の信号が出力される。即ち、周波数成分は２逓倍される
ことになる。同様に、トランジスタQ1のコレクタから
は、−cos2θ成分信号が出力される。
又抵抗R21,R22を介してsinθ成分信号とcosθ成分信号
とが加算され（sinθ＋cosθ）の信号は、ダイオードD3
により自乗されてトランジスタQ3のベースに加えられ
る。又抵抗R23,R24を介してsinθ成分信号と−cosθ成
分信号とが加算され、（sinθ−cosθ）の信号はダイオ
ードD4により自乗されてトランジスタQ4のベースに加え
られる。従って、トランジスタQ4のコレクタから、 （sinθ＋cosθ）2−（sinθ−cosθ）2＝4sinθcosθ
＝2sin2θ …（４） の信号が出力され、係数２を消去すると、sin2θとな
る。即ち、周波数成分は２逓倍されることになる。同様
に、トランジスタQ3のコレクタから−sin2θ成分信号が
出力される。
とが加算され（sinθ＋cosθ）の信号は、ダイオードD3
により自乗されてトランジスタQ3のベースに加えられ
る。又抵抗R23,R24を介してsinθ成分信号と−cosθ成
分信号とが加算され、（sinθ−cosθ）の信号はダイオ
ードD4により自乗されてトランジスタQ4のベースに加え
られる。従って、トランジスタQ4のコレクタから、 （sinθ＋cosθ）2−（sinθ−cosθ）2＝4sinθcosθ
＝2sin2θ …（４） の信号が出力され、係数２を消去すると、sin2θとな
る。即ち、周波数成分は２逓倍されることになる。同様
に、トランジスタQ3のコレクタから−sin2θ成分信号が
出力される。
絶対値回路35も同様な構成により、絶対値回路34から出
力されたsin2θ，−sin2θ,cos2θ，−cos2θ成分信号
の周波数成分を２逓倍するから、sin4θ，−sin4θ,cos
4θ，−cos4θ成分が出力される。
力されたsin2θ，−sin2θ,cos2θ，−cos2θ成分信号
の周波数成分を２逓倍するから、sin4θ，−sin4θ,cos
4θ，−cos4θ成分が出力される。
前述の従来の４相位相復調器は、再生搬送波の位相誤差
信号及び周波数誤差信号をベースバンド信号の処理によ
って得るものであるが、絶対値回路34,35は、アナログ
信号処理によるものであり、それぞれ振幅レベル等を合
わせる為の複数個所の調整が必要となるから、調整時間
が長くなる欠点がある。このように調整個所が多いこと
は、経時変化により再調整の必要が生じる可能性が大き
い欠点がある。又部品点数が多くなることから、大型化
する欠点がある。
信号及び周波数誤差信号をベースバンド信号の処理によ
って得るものであるが、絶対値回路34,35は、アナログ
信号処理によるものであり、それぞれ振幅レベル等を合
わせる為の複数個所の調整が必要となるから、調整時間
が長くなる欠点がある。このように調整個所が多いこと
は、経時変化により再調整の必要が生じる可能性が大き
い欠点がある。又部品点数が多くなることから、大型化
する欠点がある。
本発明は、殆ど無調整で所望の搬送波を再生して４相位
相変調信号を復調することを目的とする。
相変調信号を復調することを目的とする。
本発明の４相位相復調器は、第１図を参照して説明する
と、４相位相変調の入力信号を再生搬送波によって位相
検波する位相検波部１と、この位相検波部１に加える再
生搬送波を出力する電圧制御発振器（VCO）２と、位相
検波部１のI,Qチャネルの検波出力信号をディジタル信
号に変換するA/D変換器３と、このA/D変換器３のI,Qチ
ャネルの出力信号の極性を基に、I,Qチャネルの出力信
号が第１象限〜第４象限の何れの象限に位置するかを判
定し、I,Qチャネルの出力信号を第１象限〜第４象限の
中の一つを特定象限とし、その特定象限に置換して、同
一位相変調状態に変換する象限決定部４と、この象限決
定部４の出力信号の少なくとも一方のチャネルの信号
と、象限決定部４の１サンプル前の出力信号との差分を
とるデータ比較部５と、このデータ比較部５の出力信号
を平均化して電圧制御発振器２の発振周波数を制御する
制御電圧とする平均化部６と、象限決定部４の出力信号
を電圧制御発振器２の位相制御用の制御電圧に変換する
D/A変換器７とを備えている。
と、４相位相変調の入力信号を再生搬送波によって位相
検波する位相検波部１と、この位相検波部１に加える再
生搬送波を出力する電圧制御発振器（VCO）２と、位相
検波部１のI,Qチャネルの検波出力信号をディジタル信
号に変換するA/D変換器３と、このA/D変換器３のI,Qチ
ャネルの出力信号の極性を基に、I,Qチャネルの出力信
号が第１象限〜第４象限の何れの象限に位置するかを判
定し、I,Qチャネルの出力信号を第１象限〜第４象限の
中の一つを特定象限とし、その特定象限に置換して、同
一位相変調状態に変換する象限決定部４と、この象限決
定部４の出力信号の少なくとも一方のチャネルの信号
と、象限決定部４の１サンプル前の出力信号との差分を
とるデータ比較部５と、このデータ比較部５の出力信号
を平均化して電圧制御発振器２の発振周波数を制御する
制御電圧とする平均化部６と、象限決定部４の出力信号
を電圧制御発振器２の位相制御用の制御電圧に変換する
D/A変換器７とを備えている。
象限決定部４は、A/D変換器３のI,Qチャネルのディジタ
ル信号の極性が両方共正極性の時は第１象限、両方共負
極性の時は第３象限、Ｉチャネルのディジタル信号が負
極性でＱチャネルのディジタル信号が正極性の時は第２
象限、Ｉチャネルのディジタル信号が正極性でＱチャネ
ルのディジタル信号が負極性の時は第４象限と判定す
る。そして、例えば、第１象限を特定象限とすると、第
１象限と判定した場合はそのまま出力し、第３象限と判
定した場合は極性を反転して出力する。又第２象限と判
定した場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性を反
転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャネ
ルのディジタル信号の極性をそのままとしてＩチャネル
のディジタル信号として出力する。又第４象限と判定し
た場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性をそのま
まとしてＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャ
ネルのディジタル信号の極性を反転してＩチャネルのデ
ィジタル信号として出力する。
ル信号の極性が両方共正極性の時は第１象限、両方共負
極性の時は第３象限、Ｉチャネルのディジタル信号が負
極性でＱチャネルのディジタル信号が正極性の時は第２
象限、Ｉチャネルのディジタル信号が正極性でＱチャネ
ルのディジタル信号が負極性の時は第４象限と判定す
る。そして、例えば、第１象限を特定象限とすると、第
１象限と判定した場合はそのまま出力し、第３象限と判
定した場合は極性を反転して出力する。又第２象限と判
定した場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性を反
転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャネ
ルのディジタル信号の極性をそのままとしてＩチャネル
のディジタル信号として出力する。又第４象限と判定し
た場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性をそのま
まとしてＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャ
ネルのディジタル信号の極性を反転してＩチャネルのデ
ィジタル信号として出力する。
従って、象限決定部４からの出力信号は、第１象限等の
特定象限に置換されるから、同一位相変調状態となる。
即ち、４相位相変調信号を４逓倍して無変調信号とした
場合と等価なディジタル信号を得ることができる。
特定象限に置換されるから、同一位相変調状態となる。
即ち、４相位相変調信号を４逓倍して無変調信号とした
場合と等価なディジタル信号を得ることができる。
又D/A変換器７は、象限決定部４からの特定象限に置換
されたディジタル信号を、例えば、変換基準点を用いて
アナログ信号に変換することにより、再生搬送波信号の
位相誤差に相当する信号とすることができるから、その
アナログ信号を電圧制御発振器２の制御電圧として位相
制御を行うものである。ここで、位相制御とは、位相同
期化を行うことを意味するものである。
されたディジタル信号を、例えば、変換基準点を用いて
アナログ信号に変換することにより、再生搬送波信号の
位相誤差に相当する信号とすることができるから、その
アナログ信号を電圧制御発振器２の制御電圧として位相
制御を行うものである。ここで、位相制御とは、位相同
期化を行うことを意味するものである。
又データ比較部５は、象限決定部４により特定象限に置
換された少なくとも一方のチャネルのディジタル信号
と、それより１サンプル前のディジタル信号との差分を
とることにより、周波数誤差の正負に対応した信号を得
ることができる。即ち、微分したことに相当する出力信
号が得られる。この出力信号を平均化部６により平均化
してアナログ信号とすることにより、周波数制御用の制
御電圧として電圧制御発振器２に加え、入力された４相
位相変調信号の搬送波周波数と同一の再生搬送波周波数
とするこができる。
換された少なくとも一方のチャネルのディジタル信号
と、それより１サンプル前のディジタル信号との差分を
とることにより、周波数誤差の正負に対応した信号を得
ることができる。即ち、微分したことに相当する出力信
号が得られる。この出力信号を平均化部６により平均化
してアナログ信号とすることにより、周波数制御用の制
御電圧として電圧制御発振器２に加え、入力された４相
位相変調信号の搬送波周波数と同一の再生搬送波周波数
とするこができる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の実施例のブロック図であり、11はハイ
ブリッド回路、12,13は位相検波器、14,15はA/D変換
器、16は象限決定回路、17はフリップフロップ群（F
F）、18はデータ比較回路、19はデータ保持回路、20は
カウンタ、21はD/A変換器、22は電圧制御発振器、23はD
/A変換器、24はπ/2の移相を行う移相器である。
ブリッド回路、12,13は位相検波器、14,15はA/D変換
器、16は象限決定回路、17はフリップフロップ群（F
F）、18はデータ比較回路、19はデータ保持回路、20は
カウンタ、21はD/A変換器、22は電圧制御発振器、23はD
/A変換器、24はπ/2の移相を行う移相器である。
ハイブリッド回路11と位相検波器12,13と移相器24とに
より、第１図の位相検波部１が構成され、A/D変換器14,
15により第１図のA/D変換器３が構成され、象限決定回
路16が第１図の象限決定部４に対応し、フリップフロッ
プ群17とデータ比較回路18とにより、第１図のデータ比
較部５が構成され、データ保持部19とカウンタ20とD/A
変換器21とにより、第１図の平均化部６が構成され、D/
A変換器23が第１図のD/A変換器７に対応し、電圧制御発
振器22が第１図の電圧制御発振器２に対応する。
より、第１図の位相検波部１が構成され、A/D変換器14,
15により第１図のA/D変換器３が構成され、象限決定回
路16が第１図の象限決定部４に対応し、フリップフロッ
プ群17とデータ比較回路18とにより、第１図のデータ比
較部５が構成され、データ保持部19とカウンタ20とD/A
変換器21とにより、第１図の平均化部６が構成され、D/
A変換器23が第１図のD/A変換器７に対応し、電圧制御発
振器22が第１図の電圧制御発振器２に対応する。
４相位相変調信号は、ハイブリッド回路11により分岐さ
れて位相検波器12,13に加えられ、電圧制御発振器22か
らの再生搬送波信号が移相器24により90°移相されるこ
とにより、直交した再生搬送波信号が形成されて位相検
波器12,13に加えられる。従って、位相検波器12,13によ
り４相位相変調信号は位相検波される。
れて位相検波器12,13に加えられ、電圧制御発振器22か
らの再生搬送波信号が移相器24により90°移相されるこ
とにより、直交した再生搬送波信号が形成されて位相検
波器12,13に加えられる。従って、位相検波器12,13によ
り４相位相変調信号は位相検波される。
位相検波出力信号は、A/D変換器14,15により複数ビット
構成の例えば３ビットのディジタル信号に変換されて象
限決定回路16に加えられる。象限決定回路16は、入力さ
れたディジタル信号の象限位置を判定して、第１象限〜
第４象限の中の一つの特定象限、例えば第１象限に置換
する。
構成の例えば３ビットのディジタル信号に変換されて象
限決定回路16に加えられる。象限決定回路16は、入力さ
れたディジタル信号の象限位置を判定して、第１象限〜
第４象限の中の一つの特定象限、例えば第１象限に置換
する。
第３図は本発明の実施例の象限決定を含む動作説明図で
あり、（Ａ）に示すように、各象限に於けるＩチャネル
信号とＱチャネル信号との極性についてみると、第１象
限ではＩ＞0,Q＞０、第２象限ではＩ＜0,Q＞０、第３象
限ではＩ＜0,Q＜０、第４象限ではＩ＞0,Q＜０の関係と
なる。従って、象限決定回路16は、A/D変換器14,15の出
力のディジタル信号の極性から象限位置を判定すること
ができる。
あり、（Ａ）に示すように、各象限に於けるＩチャネル
信号とＱチャネル信号との極性についてみると、第１象
限ではＩ＞0,Q＞０、第２象限ではＩ＜0,Q＞０、第３象
限ではＩ＜0,Q＜０、第４象限ではＩ＞0,Q＜０の関係と
なる。従って、象限決定回路16は、A/D変換器14,15の出
力のディジタル信号の極性から象限位置を判定すること
ができる。
又第１象限を特定象限とすると、この第１象限に他の象
限の信号を置換するものであり、第１象限〜第４象限の
信号ベクトルa,b,c,dについて、第２象限の信号ベクト
ルｂを時計方向に90°回転させると、第１象限の信号ベ
クトルａとなる。又第４象限の信号ベクトルｄを反時計
方向に90°回転させると、第１象限の信号ベクトルａと
なる。又第３象限の信号ベクトルｃを180°回転させる
と、或いは点対称に反転させると、第１象限の信号ベク
トルａとなる。従って、第１象限のＩチャネル信号をΔ
ｘ、Ｑチャネルの信号をΔｙとすると、第２象限〜第４
象限の信号を第１象限に置換する為に、次の表の変換を
行うことになる。
限の信号を置換するものであり、第１象限〜第４象限の
信号ベクトルa,b,c,dについて、第２象限の信号ベクト
ルｂを時計方向に90°回転させると、第１象限の信号ベ
クトルａとなる。又第４象限の信号ベクトルｄを反時計
方向に90°回転させると、第１象限の信号ベクトルａと
なる。又第３象限の信号ベクトルｃを180°回転させる
と、或いは点対称に反転させると、第１象限の信号ベク
トルａとなる。従って、第１象限のＩチャネル信号をΔ
ｘ、Ｑチャネルの信号をΔｙとすると、第２象限〜第４
象限の信号を第１象限に置換する為に、次の表の変換を
行うことになる。
象限決定回路16は、前述のように、A/D変換器14,15のI,
Qチャネルの出力ディジタル信号Δx,Δｙの極性を基に
象限判別を行うものであり、＋Δx,＋Δｙの場合は第１
象限と判別し、−Δx,−Δｙの場合は第３象限と判別す
る。又−Δx,＋Δｙの場合は第２象限、＋Δx,−Δｙの
場合は第４象限と判別する。
Qチャネルの出力ディジタル信号Δx,Δｙの極性を基に
象限判別を行うものであり、＋Δx,＋Δｙの場合は第１
象限と判別し、−Δx,−Δｙの場合は第３象限と判別す
る。又−Δx,＋Δｙの場合は第２象限、＋Δx,−Δｙの
場合は第４象限と判別する。
そして、判別された象限から特定象限の例えば第１象限
に置換する場合、表に示すような置換処理を行うもので
あり、判別された象限が第１象限の場合はそのまま出力
し、第３象限の場合は極性を反転して出力する。又第２
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号−Δｘの極
性を反転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱ
チャネルのディジタル信号＋Δｙの極性をそのままとし
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。又第４
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号＋Δｘの極
性をそのままとしてＱチャネルのディジタル信号とし、
且つＱチャネルのディジタル信号−Δｙの極性を反転し
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。このよ
うなI,Qチャネルのディジタル信号の極性を基に象限を
判別し、特定象限に置換する為の極性反転やI,Qチャネ
ルのディジタル信号の交換の処理は、論理回路或いはプ
ログラム制御によるプロセッサによって実現することが
できる。
に置換する場合、表に示すような置換処理を行うもので
あり、判別された象限が第１象限の場合はそのまま出力
し、第３象限の場合は極性を反転して出力する。又第２
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号−Δｘの極
性を反転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱ
チャネルのディジタル信号＋Δｙの極性をそのままとし
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。又第４
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号＋Δｘの極
性をそのままとしてＱチャネルのディジタル信号とし、
且つＱチャネルのディジタル信号−Δｙの極性を反転し
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。このよ
うなI,Qチャネルのディジタル信号の極性を基に象限を
判別し、特定象限に置換する為の極性反転やI,Qチャネ
ルのディジタル信号の交換の処理は、論理回路或いはプ
ログラム制御によるプロセッサによって実現することが
できる。
又象限決定回路16により、特定象限の例えば第１象限に
置換することによって、各種の位相変調状態を同一位相
変調状態に変換したことになる。即ち、４相位相変調信
号を４逓倍して無変調信号を得る場合と同様な位相変調
成分を無くしたものとなり、第５図に示す従来例に於け
る２個の絶対値回路により４逓倍する場合と等価とな
る。従って、象限決定回路16の出力信号をD/A変換器23
によりアナログ信号に変換して、位相制御用の制御電圧
とすることができ、この制御電圧によって電圧制御発振
器22を制御する位相同期ループが形成されていることに
なる。
置換することによって、各種の位相変調状態を同一位相
変調状態に変換したことになる。即ち、４相位相変調信
号を４逓倍して無変調信号を得る場合と同様な位相変調
成分を無くしたものとなり、第５図に示す従来例に於け
る２個の絶対値回路により４逓倍する場合と等価とな
る。従って、象限決定回路16の出力信号をD/A変換器23
によりアナログ信号に変換して、位相制御用の制御電圧
とすることができ、この制御電圧によって電圧制御発振
器22を制御する位相同期ループが形成されていることに
なる。
この場合、第３図の（Ｂ）に示すように、特定象限の例
えば第１象限のＰ点が正規の信号点位置とすると、I,Q
チャネルのディジタル信号はΔx,Δｙで表示され、Δｘ
＝Δｙとなる。しかし、再生搬送波位相のずれにより、
この正規の信号点Ｐからずれた信号点Ａとなると、I,Q
チャネルのディジタル信号Δｘ′，Δｙ′は、Δｘ′＜
Δｙ′の関係となり、又信号点Ｂとなると、I,Qチャネ
ルのディジタル信号Δｘ″，Δｙ″は、Δｘ″＞Δｙ″
の関係となる。
えば第１象限のＰ点が正規の信号点位置とすると、I,Q
チャネルのディジタル信号はΔx,Δｙで表示され、Δｘ
＝Δｙとなる。しかし、再生搬送波位相のずれにより、
この正規の信号点Ｐからずれた信号点Ａとなると、I,Q
チャネルのディジタル信号Δｘ′，Δｙ′は、Δｘ′＜
Δｙ′の関係となり、又信号点Ｂとなると、I,Qチャネ
ルのディジタル信号Δｘ″，Δｙ″は、Δｘ″＞Δｙ″
の関係となる。
従って、Δｘ＝Δｙとなるように、即ち、正規の信号点
ＰへＡ点から、又はＢ点からそれぞれ矢印で示すよう
に、電圧制御発振器22の出力信号位相を制御すれば良い
ことになり、その為のΔｘ−Δｘ′，Δｙ−Δｙ′或い
はΔｘ−Δｘ″，Δｙ−Δｙ″に相当する値を得ること
は容易である。例えば、D/A変換器23に於けるディジタ
ル信号からアナログ信号への変換の基準点をＰ点の値
（Δx,Δｙ）を用い、象限決定回路16からの特定象限に
置換したディジタル信号をアナログ信号に変換すると、
位相差に対応する信号成分を得ることができる。即ち、
前述の位相制御用の制御電圧とすることができる。な
お、ループフィルタ等は必要に応じて接続することがで
きるものであり、簡略化の為に図示を省略している。
ＰへＡ点から、又はＢ点からそれぞれ矢印で示すよう
に、電圧制御発振器22の出力信号位相を制御すれば良い
ことになり、その為のΔｘ−Δｘ′，Δｙ−Δｙ′或い
はΔｘ−Δｘ″，Δｙ−Δｙ″に相当する値を得ること
は容易である。例えば、D/A変換器23に於けるディジタ
ル信号からアナログ信号への変換の基準点をＰ点の値
（Δx,Δｙ）を用い、象限決定回路16からの特定象限に
置換したディジタル信号をアナログ信号に変換すると、
位相差に対応する信号成分を得ることができる。即ち、
前述の位相制御用の制御電圧とすることができる。な
お、ループフィルタ等は必要に応じて接続することがで
きるものであり、簡略化の為に図示を省略している。
象限決定回路16の出力信号は、前述のD/A変換器23と、
フリップフロップ群17とデータ比較回路18とに加えられ
る。フリップフロップ群17は象限決定出力信号を１ダン
プル時間保持するもので、データ比較回路18では、象限
決定出力信号と、それより１サンプル前の象限決定出力
信号とを比較する。比較結果は象限決定出力信号の傾き
方向を示すものとなる。即ち、象限決定出力信号と、そ
れより１サンプル前の象限決定出力信号との差分をと
り、その差分値が正か負かによって傾き方向を識別でき
る。従って、従来例に於ける４逓倍した周波数成分信号
を微分する処理に相当することになる。
フリップフロップ群17とデータ比較回路18とに加えられ
る。フリップフロップ群17は象限決定出力信号を１ダン
プル時間保持するもので、データ比較回路18では、象限
決定出力信号と、それより１サンプル前の象限決定出力
信号とを比較する。比較結果は象限決定出力信号の傾き
方向を示すものとなる。即ち、象限決定出力信号と、そ
れより１サンプル前の象限決定出力信号との差分をと
り、その差分値が正か負かによって傾き方向を識別でき
る。従って、従来例に於ける４逓倍した周波数成分信号
を微分する処理に相当することになる。
データ比較回路18の出力信号は、サンプル周期のもので
あり、これを直ちに電圧制御発振器22の制御電圧として
も、電圧制御発振器22の発振周波数は追従しないから、
ラッチ回路等からなるデータ保持回路19により一時的に
保持し、その出力信号をカウンタ20で所定時間カウント
して時間平均をとり、その結果をD/A変換器21によりア
ナログ信号に変換して、電圧制御発振器22の周波数制御
用の制御電圧とし、自動周波数制御回路を形成する。
あり、これを直ちに電圧制御発振器22の制御電圧として
も、電圧制御発振器22の発振周波数は追従しないから、
ラッチ回路等からなるデータ保持回路19により一時的に
保持し、その出力信号をカウンタ20で所定時間カウント
して時間平均をとり、その結果をD/A変換器21によりア
ナログ信号に変換して、電圧制御発振器22の周波数制御
用の制御電圧とし、自動周波数制御回路を形成する。
第４図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａ）は
４相位相変調信号の搬送波周波数ωiに対して、電圧制
御発振器22の発振周波数ωoが低い場合（ωo＜ωi）を
示し、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極
性の第１象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性でＱチャ
ネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル信号Ich
とＱチャネル信号Qchとが負極性の第３象限と、Ｉチャ
ネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の第
４象限とが、反時計方向に回転する場合に相当する。
４相位相変調信号の搬送波周波数ωiに対して、電圧制
御発振器22の発振周波数ωoが低い場合（ωo＜ωi）を
示し、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極
性の第１象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性でＱチャ
ネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル信号Ich
とＱチャネル信号Qchとが負極性の第３象限と、Ｉチャ
ネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の第
４象限とが、反時計方向に回転する場合に相当する。
そして、第１象限のＱチャネル信号Qchと、第２象限の
Ｉチャネル信号Ichの極性を反転した信号と、第３象限
のＱチャネル信号Qchの極性を反転した信号と、第４象
限のＩチャネル信号Ichとをそれぞれ選択した場合を、
第４図（ｂ）に示す。即ち、特定象限の例えば第１象限
に置換した状態をアナログ的に示すものであり、象限決
定回路16の出力信号に相当し、統て第１象限に置換する
ことにより、位相変調成分がなくなった信号となる。
Ｉチャネル信号Ichの極性を反転した信号と、第３象限
のＱチャネル信号Qchの極性を反転した信号と、第４象
限のＩチャネル信号Ichとをそれぞれ選択した場合を、
第４図（ｂ）に示す。即ち、特定象限の例えば第１象限
に置換した状態をアナログ的に示すものであり、象限決
定回路16の出力信号に相当し、統て第１象限に置換する
ことにより、位相変調成分がなくなった信号となる。
又第４図の（ｃ）はサンプリングクロック信号を示し、
サンプリングクロック信号に従ってA/D変換が行われ、
データ比較回路18におけるデータ比較が行われる。この
データ比較回路18に於けるデータ比較は、前述のよう
に、象限決定出力信号とそれより１サンプル前の象限決
定出力信号とを比較するもので、それによって、特定象
限に置換した象限決定出力信号の傾きが判る。第４図の
（ｂ）の場合は、正の傾きを示す比較出力信号が得ら
れ、カウンタ20により平均化されて、D/A変換器21によ
りアナログの制御電圧に変換され、この制御電圧により
電圧制御発振器22の発振周波数ωoを上昇させて、ωo＝
ωiとなるように制御する。
サンプリングクロック信号に従ってA/D変換が行われ、
データ比較回路18におけるデータ比較が行われる。この
データ比較回路18に於けるデータ比較は、前述のよう
に、象限決定出力信号とそれより１サンプル前の象限決
定出力信号とを比較するもので、それによって、特定象
限に置換した象限決定出力信号の傾きが判る。第４図の
（ｂ）の場合は、正の傾きを示す比較出力信号が得ら
れ、カウンタ20により平均化されて、D/A変換器21によ
りアナログの制御電圧に変換され、この制御電圧により
電圧制御発振器22の発振周波数ωoを上昇させて、ωo＝
ωiとなるように制御する。
又第４図の（ｄ）は、（ａ）の場合と反対に、４相位相
変調信号の搬送波周波数ωiに対して電圧制御発振器22
の発振周波数ωoが高い場合（ωo＞ωi）に示し、Ｉチ
ャネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の
第４象限と、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchと
が負極性の第３象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性で
Ｑチャネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル
信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極性の第１象限とが
時計方向に回転する場合に相当する。
変調信号の搬送波周波数ωiに対して電圧制御発振器22
の発振周波数ωoが高い場合（ωo＞ωi）に示し、Ｉチ
ャネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の
第４象限と、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchと
が負極性の第３象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性で
Ｑチャネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル
信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極性の第１象限とが
時計方向に回転する場合に相当する。
そして、前述の（ｂ）の場合と同様に、第４象限のＩチ
ャネル信号Ichと、第３象限のＱチャネル信号Qchの極性
を反転した信号と、第２象限のＩチャネル信号Ichの極
性を反転した信号と、第１象限のＱチャネル信号Qchと
をそれぞれ選択した場合を、第４図の（ｅ）に示す。即
ち、特定象限の例えば第１象限に置換した状態をアナロ
グ的に示し、象限決定回路16の出力信号に相当し、その
傾きは、（ｂ）の場合と反対となる。又（ｆ）は（ｃ）
と同一のサンプリングクロック信号示す。
ャネル信号Ichと、第３象限のＱチャネル信号Qchの極性
を反転した信号と、第２象限のＩチャネル信号Ichの極
性を反転した信号と、第１象限のＱチャネル信号Qchと
をそれぞれ選択した場合を、第４図の（ｅ）に示す。即
ち、特定象限の例えば第１象限に置換した状態をアナロ
グ的に示し、象限決定回路16の出力信号に相当し、その
傾きは、（ｂ）の場合と反対となる。又（ｆ）は（ｃ）
と同一のサンプリングクロック信号示す。
このように、ωo＞ωiの場合は、データ比較によって、
前述のωo＜ωiの場合と反対に負の傾きを示す比較出力
信号が得られ、カウンタ20によって平均化され、この傾
きに対応した周波数制御用の制御電圧がD/A変換器21に
よりアナログの制御電圧に変換されて電圧制御発振器22
に加えられ、電圧制御発振器22の発振周波数ωoを低下
させて、ωo＝ωiとなるように制御する。
前述のωo＜ωiの場合と反対に負の傾きを示す比較出力
信号が得られ、カウンタ20によって平均化され、この傾
きに対応した周波数制御用の制御電圧がD/A変換器21に
よりアナログの制御電圧に変換されて電圧制御発振器22
に加えられ、電圧制御発振器22の発振周波数ωoを低下
させて、ωo＝ωiとなるように制御する。
即ち、位相θ＝ωｔ＋φとすると、データ比較回路18に
よりデータ比較することによって、等価的に微分したこ
とになるから、∂θ／∂ｔ＝ωとなり、周波数成分が抽
出され、それによって、電圧制御発振器22の発振周波数
が制御される。この場合、データ比較回路18に於いて
は、１サンプルの前後の象限決定回路16の出力信号を比
較し、周波数差（ωo−ωi）の正負を決定し、カウンタ
20により平均化し、D/A変換器21によりアナログの制御
電圧に変換して電圧制御発振器22を制御することにな
る。
よりデータ比較することによって、等価的に微分したこ
とになるから、∂θ／∂ｔ＝ωとなり、周波数成分が抽
出され、それによって、電圧制御発振器22の発振周波数
が制御される。この場合、データ比較回路18に於いて
は、１サンプルの前後の象限決定回路16の出力信号を比
較し、周波数差（ωo−ωi）の正負を決定し、カウンタ
20により平均化し、D/A変換器21によりアナログの制御
電圧に変換して電圧制御発振器22を制御することにな
る。
前述の周波数差（ωo−ωi）について、第３図の
（Ｃ），（Ｄ）を参照して説明する。第４図の（ａ），
（ｂ）のように、ωo＜ωiの場合、周波数差が小さい
と、（Ｃ）に示すものとなり、又周波数差が大きいと
（Ｄ）に示すものとなる。従って、（Ｃ），（Ｄ）に於
いて、時刻t2に於ける信号と、それより１サンプル前の
時刻t1に於ける信号とを比較すると、正極性の差分信号
Δd1，Δd2となり、Δd1＜Δd2の関係となる。即ち、デ
ータ比較回路18に於いて、象限決定出力信号とそれより
１サンプル前の象限決定出力信号との差分をとることに
より、周波数ωo，ωiの高低の関係と差分の大きさとを
判定することができる。それに基づいて、周波数差（ω
o−ωi）が零となるように電圧制御発振器22を制御する
ことができる。
（Ｃ），（Ｄ）を参照して説明する。第４図の（ａ），
（ｂ）のように、ωo＜ωiの場合、周波数差が小さい
と、（Ｃ）に示すものとなり、又周波数差が大きいと
（Ｄ）に示すものとなる。従って、（Ｃ），（Ｄ）に於
いて、時刻t2に於ける信号と、それより１サンプル前の
時刻t1に於ける信号とを比較すると、正極性の差分信号
Δd1，Δd2となり、Δd1＜Δd2の関係となる。即ち、デ
ータ比較回路18に於いて、象限決定出力信号とそれより
１サンプル前の象限決定出力信号との差分をとることに
より、周波数ωo，ωiの高低の関係と差分の大きさとを
判定することができる。それに基づいて、周波数差（ω
o−ωi）が零となるように電圧制御発振器22を制御する
ことができる。
以上説明したように、本発明は、４相位相変調信号を位
相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号に変
換し、そのディジタル信号を用いて特定象限に置換する
象限決定を行うことにより、４逓倍した場合と等価な位
相変調成分を含まない象限決定出力信号を得ることがで
きる。又この象限決定出力信号とそれより１サンプル前
の象限決定出力信号とを比較して差分をとることによ
り、微分した場合と等価な周波数差を含む信号を得るこ
とができる。この場合、４相位相変調信号の搬送波周波
数と、電圧制御発振器の発振周波数との大小関係が判る
から、電圧制御発振器の周波数制御用の制御電圧を形成
することができる。従って、ディジタル処理により殆ど
無調整で電圧制御発振器の周波数制御用並びに位相制御
用の制御電圧を形成することができるから、同期引込範
囲を拡大し、且つ安定な搬送波を再生して、４相位相変
調信号を復調することができる利点がある。
相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号に変
換し、そのディジタル信号を用いて特定象限に置換する
象限決定を行うことにより、４逓倍した場合と等価な位
相変調成分を含まない象限決定出力信号を得ることがで
きる。又この象限決定出力信号とそれより１サンプル前
の象限決定出力信号とを比較して差分をとることによ
り、微分した場合と等価な周波数差を含む信号を得るこ
とができる。この場合、４相位相変調信号の搬送波周波
数と、電圧制御発振器の発振周波数との大小関係が判る
から、電圧制御発振器の周波数制御用の制御電圧を形成
することができる。従って、ディジタル処理により殆ど
無調整で電圧制御発振器の周波数制御用並びに位相制御
用の制御電圧を形成することができるから、同期引込範
囲を拡大し、且つ安定な搬送波を再生して、４相位相変
調信号を復調することができる利点がある。
第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は本発明の実施例の象限決定
を含む動作説明図、第４図は本発明の実施例の動作説明
図、第５図は従来例のブロック図、第６図は絶対値回路
を示す。 １は位相検波部、２は電圧制御発振器（VCO）、３はA/D
変換器、４は象限決定部、５はデータ比較部、６は平均
化部、７はD/A変換器、11はハイブリッド回路、12,13は
位相検波器、14,15はA/D変換器、16は象限決定回路、17
はフリップフロップ群（FF）、18はデータ比較回路、19
はデータ保持回路、20はカウンタ、21はD/A変換器、22
は電圧制御発振器、23はD/A変換器、24は移相器であ
る。
施例のブロック図、第３図は本発明の実施例の象限決定
を含む動作説明図、第４図は本発明の実施例の動作説明
図、第５図は従来例のブロック図、第６図は絶対値回路
を示す。 １は位相検波部、２は電圧制御発振器（VCO）、３はA/D
変換器、４は象限決定部、５はデータ比較部、６は平均
化部、７はD/A変換器、11はハイブリッド回路、12,13は
位相検波器、14,15はA/D変換器、16は象限決定回路、17
はフリップフロップ群（FF）、18はデータ比較回路、19
はデータ保持回路、20はカウンタ、21はD/A変換器、22
は電圧制御発振器、23はD/A変換器、24は移相器であ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】４相位相変調の入力信号を再生搬送波によ
って位相検波する位相検波部（１）と、 該位相検波部（１）に加える前記再生搬送波を出力する
電圧制御発振器（２）と、 前記位相検波部（１）のI,Qチャネルの検波出力信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換器（３）と、 該A/D変換器（３）のI,Qチャネルの出力信号の極性を基
に、該I,Qチャネルの出力信号が第１象限〜第４象限の
何れの象限に位置するかを判定し、該I,Qチャネルの出
力信号を特定象限に置換して、同一位相変調状態に変換
する象限決定部（４）と、 該象限決定部（４）の出力信号の少なくとも一方のチャ
ネルの信号と、該象限決定部（４）の１サンプル前の出
力信号の該一方のチャネルの信号との差分をとるデータ
比較部（５）と、 該データ比較部（５）の出力信号を平均化して前記電圧
制御発振器（２）の発振周波数を制御する制御電圧とす
る平均化部（６）と、 前記象限決定部（４）の出力信号を前記電圧制御発振器
（２）の位相制御用の制御電圧に変換するD/A変換器
（７）とを備えた ことを特徴とする４相位相復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61155977A JPH07107999B2 (ja) | 1986-07-04 | 1986-07-04 | ４相位相復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61155977A JPH07107999B2 (ja) | 1986-07-04 | 1986-07-04 | ４相位相復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6313552A JPS6313552A (ja) | 1988-01-20 |
| JPH07107999B2 true JPH07107999B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=15617664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61155977A Expired - Fee Related JPH07107999B2 (ja) | 1986-07-04 | 1986-07-04 | ４相位相復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107999B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US8883455B2 (en) | 1998-05-01 | 2014-11-11 | Gen-Probe Incorporated | Method for detecting the presence of a nucleic acid in a sample |
| US8973736B2 (en) | 2011-11-07 | 2015-03-10 | Beckman Coulter, Inc. | Magnetic damping for specimen transport system |
| US9046507B2 (en) | 2010-07-29 | 2015-06-02 | Gen-Probe Incorporated | Method, system and apparatus for incorporating capacitive proximity sensing in an automated fluid transfer procedure |
| US9046506B2 (en) | 2011-11-07 | 2015-06-02 | Beckman Coulter, Inc. | Specimen container detection |
| US9372156B2 (en) | 2005-03-10 | 2016-06-21 | Gen-Probe Incorporated | System for processing contents of a receptacle to detect an optical signal emitted by the contents |
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| US9910054B2 (en) | 2011-11-07 | 2018-03-06 | Beckman Coulter, Inc. | System and method for processing samples |
-
1986
- 1986-07-04 JP JP61155977A patent/JPH07107999B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (22)
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