WO2016132520A1 - Fm-cwレーダおよびfm-cw信号の生成方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an FM-CW radar utilizing frequency modulation by an FM-CW (Frequency Modulated Continuous Waves) method and a method of generating an FM-CW signal transmitted by the FM-CW radar.
- FM-CW Frequency Modulated Continuous Waves
- the FM-CW radar is easy to configure, and the signal processing is easy because the frequency band handled by the baseband is a relatively low frequency, and so on. It is often used for
- an Up chirp signal that changes the transmission frequency from low frequency to high frequency and a Down chirp signal that changes high frequency to low frequency are used, and the sum of peak frequencies of beat signals obtained from each and From the peak frequency difference, the distance to the target object and the relative velocity are calculated.
- VCO voltage control oscillator
- a frequency divider that divides an output signal of a VCO whose oscillation frequency changes according to an analog control voltage by a division number N, and phase information detected from the output signal of the frequency divider
- a configuration includes a digital phase detector that outputs digital phase information, and a differentiator that differentiates the digital phase information output from the digital phase detector and converts it into digital frequency information.
- the present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to obtain an FM-CW radar and a method of generating an FM-CW signal capable of properly coping with the characteristic variation of the VCO due to aging and the like. .
- the present invention is an FM-CW radar that utilizes frequency modulation by the FM-CW method, wherein the FM-CW radar is characterized by a reflected wave from a target object.
- a signal processing unit for converting an analog signal generated by the high frequency circuit into a digital signal and detecting at least a distance to the target object and a velocity of the target object.
- the signal processing unit is a lookup table in which an initial value of modulation control data is stored.
- the signal processing unit calculates frequency information from the phase information of the output of the voltage controlled oscillator, and generates correction data generated using the calculation result. And updates the data stored in the look-up table.
- Block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment Block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment in which some components are omitted Diagram for explaining each parameter constituting modulation control data stored in LUT Flowchart showing flow of calculation processing of frequency information in microcomputer A block diagram showing a flow of calculation processing when the processing shown in FIG.
- FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment.
- the FM-CW radar according to the first embodiment is an FM-CW radar that uses frequency modulation by the FM-CW method, and as shown in FIG. 1, the radio signal of the transmission signal is transmitted via the transmission antenna 1 (Tx).
- the signal processing unit 14 detects the distance to the target object and the velocity of the target object, and detects the orientation of the target object if necessary, and the control circuit 12 that controls various control voltages supplied to the high frequency circuit 13 It is configured as a component.
- the high frequency circuit 13 receives, as a basic element, a VCO modulation voltage which is a triangular wave voltage signal as a transmission command from the signal processing unit 14 and generates a frequency modulated high frequency signal, and most of the high frequency signals output by the VCO 4 Power divider 3 for giving the rest as a local signal, and mixer 5 for applying a local signal and frequency-converting, specifically down-converting the received signal of receiving antenna 2 by the local signal Have.
- Each element of the high frequency circuit 13 is configured by an MMIC (Microwave Monolithic IC).
- a baseband amplifier circuit 6, a prescaler 15, a mixer 17 and a reference frequency generator 18 are provided between the high frequency circuit 13 and the signal processing unit 14. The functions of these components will be described later.
- the signal processing unit 14 converts the triangular wave voltage signal, which is a transmission command from the microcomputer 10, into an analog signal by converting the triangular wave voltage signal, which is a transmission command from the microcomputer 10, into a high frequency circuit 13.
- the microcomputer 10 has a look-up table (hereinafter referred to as “LUT” as appropriate) 9 for storing triangular wave voltage signal data to be applied to the VCO 4.
- the FM-CW radar is provided with an ambient temperature monitor 11 for monitoring the ambient temperature, and a detection value of the ambient temperature monitor 11 is configured to be input to the microcomputer 10.
- the control circuit 12 controls various control voltages supplied to each MMIC in the high frequency circuit 13 under the control of the microcomputer 10.
- the microcomputer 10 is provided with a non-volatile memory 19.
- each MMIC in the high frequency circuit 13 has a variation depending on a production lot. Therefore, the control voltage values individually adjusted and determined for each product of the millimeter wave transmission / reception module are stored in the non-volatile memory 19 in the microcomputer 10. At the time of actual operation, the control voltage value is read from the non-volatile memory 19 by the microcomputer 10 and supplied to each MMIC in the high frequency circuit 13 through the control circuit 12.
- the VCO 4 receives the VCO modulation voltage, which is a triangular wave voltage signal, from the signal processing unit 14 and is a high frequency signal FM including a rising modulation signal whose frequency rises within a fixed period and a falling modulation signal falling within a fixed period. -Generate a CW signal. Most of the generated FM-CW signal is supplied from the power distributor 3 to the transmitting antenna 1, and millimeter wave radio waves are emitted from the transmitting antenna 1 toward the target object. In addition, the remaining FM-CW signal, that is, the portion not supplied to the transmitting antenna 1 is supplied to the mixer 5 as a local signal.
- the VCO modulation voltage which is a triangular wave voltage signal
- the reflected wave at the target object captured by the receiving antenna 2 is input to the mixer 5 as a received signal.
- the mixer 5 mixes the received signal from the receiving antenna 2 with the local signal from the power distributor 3 and outputs a beat signal having a frequency difference between the two.
- the beat signal is appropriately amplified to a level by the baseband amplifier circuit 6 and input to the microcomputer 10 through the ADC 8.
- the microcomputer 10 obtains the distance to the target object and the relative velocity from the frequency in the rising modulation period and the frequency in the falling modulation period of the input beat signal, and also obtains the azimuth of the target object if necessary.
- the frequency-divided signal of the VCO 4 is dropped to a frequency of a certain integer fraction by the prescaler 15 and is input to the mixer 17.
- the mixer 17 mixes the output signal from the prescaler 15 with the local signal from the reference frequency generator 18, and outputs a signal having a frequency difference between the two.
- the output signal of the mixer 17 is input to the microcomputer 10 via the ADC 16 and used to update triangular wave voltage signal data in the LUT 9.
- the frequency band of the signal input to the ADC 16 is the frequency band of the signal output by the prescaler 15. Therefore, although a processing clock having a higher processing clock than the ADC 16 used in FIG. 1 is required, there is an advantage that the mixer 17 and the reference frequency generator 18 are not used, which reduces the cost and the reliability of the millimeter wave transceiver module. It is valid.
- FIG. 3 is a diagram for explaining each parameter constituting modulation control data stored in the LUT 9.
- FIG. 4 is a flow chart showing the flow of calculation processing of frequency information in the microcomputer 10.
- FIG. 5 is a block diagram showing the flow of calculation processing when the processing shown in FIG. 4 is performed by a dedicated processor.
- FIG. 6 is a flowchart showing a flow of correction processing by polynomial approximation.
- FIG. 7 is a time chart for explaining the updating of the LUT and the transmission process after the updating.
- modulation control data stored in the LUT 9 will be described with reference to FIG.
- the modulation control data is composed of a voltage step DV, a start voltage BV, a time step DC, and a time data number DN.
- the horizontal axis represents time
- the vertical axis represents a voltage value.
- the parameters of the time step DC and the number of time data DN are parameters on the time axis
- the start voltage BV and the voltage step DV are parameters on the voltage axis.
- Voltage step DV It is set to an integral multiple of the voltage resolution in the DAC 7, and basically it is a constant value.
- the voltage resolution is 5/1024 ⁇ 0.00488 V.
- the start voltage of the modulation control data which is set to be an integral multiple of the voltage resolution of the DAC 7 as in the voltage step DV.
- Timed DC The maintenance time at a certain voltage value is set to an integral multiple of the minimum time resolution of the microcomputer 10. Basically, this time step DC controls the shape of the waveform.
- the default chirp data stored in the LUT 9 as an initial value has a fixed time interval DC.
- Time data number DN It is an accumulated value of time step DC in any one section, and means the number of data in the one section.
- the voltage step DV is fixed, and the time step DC is changed to form a target waveform in order to increase the accuracy of the correction. It is needless to say that the voltage step DV may not be constant but may be variable.
- step S101 in FIG. 4 and the processing in the cosine function and sine function generator 31 and the multipliers 32a and 32b in FIG. 5 correspond to this.
- the data sampled by the ADC 16 is separated into two signals of I (In-phase, in-phase) component and Q (Quadrature, quadrature) component by orthogonal detection.
- the signals of these I component and Q component are expressed by the following equations.
- step S102 of FIG. 4 and the process of the low pass filter (hereinafter referred to as “LPF”) 33a and 33 in FIG. 5 correspond to this.
- each of the I signal and the Q signal obtained in the orthogonal demodulation process in step S101 is multiplied by a weighting coefficient by a FIR (Finite Impulse Response) filter.
- FIR Finite Impulse Response
- This FIR filter processing can be expressed by the following equation. Note that the filter processing is not limited to the FIR filter, and an IIR (Infinite Impulse Response) filter may be used.
- step S103 of FIG. 4 The process of step S103 of FIG. 4 and the process of the arctangent function calculator 34 of FIG. 5 correspond to this.
- step S103 an instantaneous phase ⁇ (n) represented by the following equation is generated.
- step S104 of FIG. 4 and the process of the frequency calculator 35 in FIG. 5 correspond to this.
- an instantaneous frequency f '' (n) represented by the following equation is generated.
- the obtained frequency is converted to a value in the 76 to 77 GHz band by the conversion equation shown by the following equation.
- the above equation (5) is a calculation equation when the local oscillation signal frequency f xo of the reference frequency generator 18 is 19 GHz, that is, when the divided signal of the VCO 4 is monitored in the 19 GHz band.
- step S105 of FIG. 4 corresponds to this.
- the frequency data is shifted in consideration of the delay time generated by the FIR filter in the relationship between the time and the frequency obtained in the process of steps S101 to S104.
- shift processing represented by the following equation is performed.
- the frequency information calculated by the flow of the “calculation process of frequency information” shown in FIG. 4 is stored in the non-volatile memory 19 of the microcomputer 10 as frequency data with respect to time. Further, the modulation control data described with reference to the drawing of FIG. 3 is stored in the LUT 9 of the microcomputer 10 as voltage data with respect to time.
- the correction process by polynomial approximation described here is a process of approximating the relationship between the voltage and the frequency with a polynomial by referring to "frequency data with respect to time” and "data of voltage with respect to time".
- the modulation data required to obtain the linearity of the frequency is generated based on the approximation function approximated by the polynomial, and is applied to the LUT 9 as the modulation control data to be output in the next period. That is, the modulation control data stored in the LUT 9 is updated by the approximation function approximated by the polynomial.
- the bit number of DAC 7 is 10 bits, and a quadratic function is used as a function of polynomial approximation.
- step S201 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, as shown in the following equation, the frequency is represented by a quadratic function of voltage, the center frequency fc corresponding to the center voltage Vc is determined, and the start frequency fmin for the necessary modulation width ⁇ f and the start voltage Vmin Set
- step S202 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, voltage step DV is set to a fixed value.
- step S203 of FIG. 6 corresponds to this. Specifically, an initial voltage V 0, the above (7) are those rounded to a value that can have a DAC7 each voltage increment the starting voltage Vmin obtained in expression, this value becomes the starting voltage BV.
- the initial frequency f 0 is a frequency corresponding to V 0 . It is determined by the following equation.
- Target frequency data can be expressed as the following equation.
- ⁇ is the theoretical slope of the frequency obtained from the modulation width and the specified time.
- the time calculation equation can be expressed as the following equation.
- the voltage changes the voltage step by one step, where the initial voltage is Vo.
- the obtained time is quantized and expressed with the minimum time resolution of the microcomputer 10.
- step S205 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, the cumulative time of the time step data calculated in step S204 is calculated to a point where the specified time does not exceed.
- the number of obtained time intervals DC is the number of time data DN.
- the final voltage Ve can be calculated as the following equation.
- the horizontal axis is time
- the vertical axis is the module power ON state, triangular wave modulation signal, transmission frequency, VCO control voltage, and transmission control voltage from the upper side.
- Predetermined data is stored in the LUT 9 as an initial value of the modulation control data.
- This predetermined data is referred to as default chirp data.
- the default chirp data is shown by the waveform K1 in the triangular wave modulation signal.
- the waveform of the frequency of the FM-CW signal transmitted from the transmission antenna 1 is a waveform having linearity as shown by the waveform K 4.
- characteristic variation occurs in the VCO 4 due to aging or the like, the waveform of the frequency of the FM-CW signal transmitted from the transmission antenna 1 becomes a waveform without linearity as shown by the waveform K2.
- the divided signal of the VCO 4 is converted into a digital signal and periodically monitored, and frequency information is calculated from phase information in the divided signal of the VCO 4 (processing flow of FIG. 4) . Furthermore, correction processing is performed using the calculation result, and voltage data necessary for securing the linearity of the transmission frequency is calculated (processing flow in FIG. 6).
- the data of LUT 9 is updated to data as shown by waveform K 3, and if an FM-CW signal is generated using waveform K 3 for waveform K 2, it is shown by waveform K 4. A waveform with such linearity is generated.
- the transmission of the FM-CW signal is not performed until the first frequency information is calculated, the correction process is performed, and the LUT 9 is updated.
- the VCO control voltage is turned on to perform frequency calculation processing and correction processing, but if the transmission system control voltage is turned off, FM-CW It is possible to suppress the transmission of the signal. Further, when the transmission system control voltage is turned on in synchronization with the update of the LUT 9, the FM-CW signal can be transmitted promptly after the update of the LUT 9.
- the frequency information is calculated from the phase information of the divided signal of the VCO 4 and the data stored in the LUT 9 is updated with the correction data generated using the calculation result. Therefore, it is possible to properly cope with the characteristic fluctuation of the VCO due to the aged deterioration and the like. Further, since the characteristic variation of the VCO can be properly dealt with, the inspection time in the shipping inspection process can be reduced, the mechanism of feedback control after shipping can be constructed, and high accuracy of VCO correction becomes possible.
- the calculation process of the LUT 9 is performed by using the calculation process of the frequency by the phase calculation and the correction process by the polynomial approximation in combination, but in the second embodiment, the second process of the LUT 9 is performed.
- An embodiment in which the subsequent update processing is substituted by correction processing based on time error calculation will be described.
- the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and the description of the specific configuration is omitted.
- FIG. 8 is a flow chart showing a flow of correction processing by time error calculation in the microcomputer 10.
- FIG. 9 is a diagram for explaining the concept of “correction processing by time error calculation”.
- step S301 in FIG. 8 The process of step S301 in FIG. 8 corresponds to this. Specifically, first, “frequency data with respect to time” is calculated according to the flow of "calculation processing of frequency information” shown in FIG. Next, an error ⁇ t (i) between “frequency data with respect to time” and the ideal frequency line is calculated based on the following equation.
- f ideal is an ideal frequency straight line
- f detect is frequency data calculated by the flow of FIG.
- ⁇ is a theoretical slope value of the frequency (hereinafter referred to as “theoretical slope value”) obtained from the modulation width and the prescribed time.
- the image of the calculation is as shown in FIG. 9, and the error component of the arrow between the waveform f detect of the frequency data shown by the solid line waveform and the waveform f ideal of the ideal frequency line, ie, the difference value in the time axis direction It becomes processing to calculate as.
- step S302 in FIG. 8 corresponds to this.
- the time interval DC is corrected using the error from the ideal frequency line calculated by the above equation (12).
- the corrected time step DC can be obtained by the following equation.
- DC (k) is the data before correction at the k-th
- ⁇ t (k) is an error component obtained using DC (k)
- DC ′ (k) is at the k-th It is data after correction.
- DC (k + 1) is the data before correction at the k + 1th
- ⁇ t (k + 1) is an error component determined using DC (k + 1)
- DC ′ (k + 1) is the corrected value at the k + 1th It is data.
- the update of the LUT 9 according to the second embodiment is the following processing.
- the frequency characteristic with respect to the default chirp data is subjected to polynomial approximation (in the above example, quadratic function approximation), and a voltage table necessary for securing linearity is calculated from the result.
- polynomial approximation in the above example, quadratic function approximation
- a time error with respect to the ideal frequency line is calculated according to the flow of FIG. 8, and each time data is corrected using the time error.
- the difference in the time axis direction between the calculated data of frequency information and the waveform data of the ideal frequency straight line is calculated as an error, and the calculated error is corrected in the time axis direction. Since this embodiment is performed, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
- a function is added to grasp a sign of characteristic fluctuation of the VCO due to fluctuation of ambient temperature, detect an abnormality of transmission frequency in the FM-CW radar, and output an alarm and an error.
- the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and the description of the specific configuration is omitted.
- FIG. 10 is a table showing an image of stored data stored in the non-volatile memory 19 of the microcomputer 10.
- FIG. 11 is a flowchart showing the flow of the “alarm process” according to the third embodiment.
- FIG. 12 is a flowchart showing the flow of the “abnormality determination process” according to the third embodiment.
- the ambient temperature monitor 11 periodically monitors the ambient temperature of the transmitting and receiving module.
- the temperature data monitored by the ambient temperature monitor 11 is stored in the non-volatile memory 19 together with the transmission frequency which is the frequency of the transmission signal in the FM-CW signal.
- step S401 it is determined whether the transmission frequency is within the preset tolerance (step S401), and if the transmission frequency is out of the preset tolerance (step S401) , No), an alarm is output to the upper control unit on the assumption that there is a deterioration indication (step S402). If the transmission frequency is within the preset tolerance (Yes at step S401), the alarm is not output.
- the data may be held at a predetermined temperature interval, and if there is no corresponding temperature data, the corresponding temperature value may be determined by linear approximation.
- process flow of FIG. 11 is the process of determining whether the frequency of the transmission signal is within the tolerance
- process flow of FIG. 12 is executed as the process of determining whether the radio wave law is observed or not. It is also good. Note that the process flow of FIG. 11 and the process flow of FIG. 12 can coexist.
- the transmission frequency Max which is the upper limit value of the transmission frequency defined by the Radio Law
- the transmission frequency Min which is the lower limit value of the transmission frequency
- the transmission radar signal Is stored in the non-volatile memory 19 together with the temperature data monitored by the ambient temperature monitor 11.
- Step S501 it is determined whether the transmission frequency is within the range between the upper limit value and the lower limit value (step S501), and if it is not within the range between the upper limit value and the lower limit value. (Step S501, No), assuming that an abnormality has occurred, an error is output to the upper control unit (Step S503).
- step S501, Yes it is further determined whether the modulation bandwidth of the FM-CW signal is in the upper limit value range (step S502). If the modulation bandwidth is not within the range of the upper limit (step S502, No), an error is output to the upper control unit (step S503).
- the ambient temperature of the transmission / reception module including the high frequency circuit 13 is monitored, and the monitored temperature data is stored in the non-volatile memory 19 together with the transmission frequency in the FM-CW signal.
- an effect that alarm processing and abnormality determination processing can be performed can be obtained.
- process of the first embodiment and the process of the second embodiment may be implemented in combination.
- process of the first embodiment may be combined with the process of the third embodiment, or the process of the second embodiment may be combined with the process of the third embodiment.
- all the processes from the first embodiment to the third embodiment may be combined.
- Tx transmit antenna
- Rx receive antennas
- Rx receive antennas
- 3 power dividers 5, 17 mixers
- 6 baseband amplifier circuits 7 DACs (digital to analog converters), 8, 16 ADCs (analog to digital converters), 9 LUT (look-up table)
- microcomputer 11 ambient temperature monitor 12 control circuit 13 high frequency circuit 14 signal processing unit 15 prescaler 18 reference frequency generator 19 nonvolatile memory 31 sine function generator 32a , 32b multiplier, 34 arctangent function operator, 35 frequency operator.
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Abstract
FM-CWレーダには、目標物体からの反射波を受信する高周波回路13と、高周波回路13が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも目標物体までの距離および目標物体の速度を検出する信号処理部14と、が構成される。高周波回路13には、信号処理部14からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生するVCO4が設けられる。信号処理部14には、変調制御データの初期値が格納されるLUT9が設けられる。信号処理部14は、VCO4の出力の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データでLUT9に格納されたデータを更新する。
Description
本発明は、FM-CW(Frequency Modulated Continuous Waves)方式による周波数変調を利用するFM-CWレーダおよびFM-CWレーダが送信するFM-CW信号の生成方法に関する。
FM-CWレーダは、構成の容易さ、ベースバンドで取り扱う周波数帯域が比較的低周波数で信号処理が容易となることなどから、昨今では、低価格化を狙ったミリ波帯の衝突防止レーダなどに多く使用されている。
FM-CW方式では、送信周波数を低周波から高周波へと変化させるUpチャープ信号と、高周波から低周波へと変化させるDownチャープ信号とが用いられ、各々から得られるビート信号のピーク周波数の和およびピーク周波数の差から、目標物体との距離および相対速度が算出される。
一方、FM-CWレーダを構成する送受信モジュール部は、電圧制御発振器(Voltage Control Oscillator:以下「VCO」と表記)の個体差ばらつき、および温度特性により、出荷検査工程における調整作業が必須であり、量産時の検査時間削減の足枷となっている。また、出荷後はフィードバック制御が無いため、経年劣化等によるVCOの特性変動に対応できないことも課題となっている。
なお、下記特許文献1には、アナログの制御電圧に応じて発振周波数が変化するVCOの出力信号を分周数Nで分周する分周器と、分周器の出力信号から位相情報を検出してディジタル位相情報を出力するディジタル位相検出器と、ディジタル位相検出器が出力したディジタル位相情報を微分してディジタル周波数情報に変換する微分器と、を備える構成が開示されている。
上記特許文献1では、上述のように、VCO出力の位相情報に基づいて周波数情報を求めるようにしているが、VCO出力の具体的な生成方法については開示されていない。このため、従来技術では、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができなかった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができるFM-CWレーダおよびFM-CW信号の生成方法を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、FM-CW方式による周波数変調を利用するFM-CWレーダであって、前記FM-CWレーダには、目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、が構成され、前記高周波回路には、前記信号処理部からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器が設けられ、前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられ、前記信号処理部は、前記電圧制御発振器の出力の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新することを特徴とする。
本発明によれば、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができる、という効果を奏する。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るFM-CWレーダおよびFM-CW信号の生成方法について詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るFM-CWレーダの構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るFM-CWレーダは、FM-CW方式による周波数変調を利用するFM-CWレーダであって、図1に示すように、送信アンテナ1(Tx)を介して送信信号を電波として空間に放射すると共に、送信した電波の目標物体からの反射波を受信アンテナ2(Rx)を介して受信する高周波回路13と、高周波回路13から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、目標物体までの距離および目標物体の速度を検出し、要すれば目標物体の方位を検出する信号処理部14と、高周波回路13に供給する各種の制御電圧を制御する制御回路12と、を主たる構成要素として構成されている。
図1は、実施の形態1に係るFM-CWレーダの構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るFM-CWレーダは、FM-CW方式による周波数変調を利用するFM-CWレーダであって、図1に示すように、送信アンテナ1(Tx)を介して送信信号を電波として空間に放射すると共に、送信した電波の目標物体からの反射波を受信アンテナ2(Rx)を介して受信する高周波回路13と、高周波回路13から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、目標物体までの距離および目標物体の速度を検出し、要すれば目標物体の方位を検出する信号処理部14と、高周波回路13に供給する各種の制御電圧を制御する制御回路12と、を主たる構成要素として構成されている。
高周波回路13は、基本要素として、信号処理部14から送信指令として、三角波電圧信号であるVCO変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生するVCO4と、VCO4が出力する高周波信号の大部分を送信アンテナ1に与え、残りをローカル信号として与える電力分配器3と、ローカル信号が付与され、受信アンテナ2の受信信号をローカル信号によって周波数変換、具体的にはダウンコンバートするミキサ5と、を備えている。なお、高周波回路13の各要素は、MMIC(Microwave Monolithic IC)で構成されている。
高周波回路13と信号処理部14との間には、ベースバンドアンプ回路6、プリスケーラ15、ミキサ17および基準周波数発生器18が設けられる。これらの各構成部の機能については後述する。なお、以上に説明した、送信アンテナ1、受信アンテナ2、ベースバンドアンプ回路6、制御回路12、高周波回路13、信号処理部14、プリスケーラ15、ミキサ17および基準周波数発生器18は、ミリ波送受信モジュールを構成する。
信号処理部14は、FM-CWレーダにおける送信処理と計測処理とを主に行う主回路部であるマイコン10と、マイコン10からの送信指令である三角波電圧信号をアナログ信号に変換し高周波回路13のVCO4に付与するディジタルアナログ変換器(以下、適宜「DAC」と表記)7と、ベースバンドアンプ回路6からの受信信号をディジタル信号に変換しマイコン10に与えるアナログディジタル変換器(以下、適宜「ADC」と表記)8と、詳細な機能は後述するADC16と、を備えている。なお、マイコン10は、VCO4に与える三角波電圧信号データを格納するルックアップテーブル(以下、適宜「LUT」と表記)9を有している。また、FM-CWレーダには、周囲温度をモニタする周囲温度モニタ11が設けられており、周囲温度モニタ11の検出値がマイコン10に入力されるように構成されている。
制御回路12は、マイコン10の制御下で、高周波回路13内の各MMICに供給する各種の制御電圧を制御する。マイコン10には、不揮発性メモリ19が設けられている。ここで、高周波回路13内の各MMICは、製造ロットによってばらつきがある。このため、マイコン10内の不揮発性メモリ19には、ミリ波送受信モジュールの製品ごと、個々に調整して決定した制御電圧値を格納しておく。実際の運用時には、不揮発性メモリ19から制御電圧値がマイコン10によって読み出され、制御回路12を介して高周波回路13内の各MMICに供給される。
VCO4は、信号処理部14から三角波電圧信号であるVCO変調電圧を受けて、周波数が一定期間内に上昇する上昇変調信号と、一定期間内に下降する下降変調信号とを含む高周波信号であるFM-CW信号を発生する。発生したFM-CW信号の大部分は、電力分配器3から送信アンテナ1に供給され、送信アンテナ1からミリ波電波が目標物体に向けて照射される。また、残りのFM-CW信号、すなわち送信アンテナ1に供給されなかった部分は、ローカル信号としてミキサ5に供給される。
受信アンテナ2に捕捉された目標物体での反射波は、受信信号としてミキサ5に入力される。ミキサ5は、受信アンテナ2からの受信信号と電力分配器3からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つビート信号を出力する。このビート信号は、ベースバンドアンプ回路6にて適宜レベルに増幅され、ADC8を介してマイコン10に入力される。マイコン10は、入力したビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離および相対速度を求め、また、要すれば目標物体の方位を求める。
ここで、VCO4の分周信号は、プリスケーラ15にて、ある整数分の1の周波数に落とされ、ミキサ17に入力される。ミキサ17は、プリスケーラ15からの出力信号と基準周波数発生器18からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つ信号を出力する。ミキサ17の出力信号は、ADC16を介してマイコン10に入力され、LUT9内にある三角波電圧信号データの更新に利用される。
なお、図1の構成において、ミキサ17および基準周波数発生器18を使用しない構成も可能であり、当該構成を図2に示す。図2の構成では、ADC16に入力される信号の周波数帯はプリスケーラ15が出力する信号の周波数帯となる。このため、図1で使用するADC16よりも処理クロックの高いものが必要となるが、ミキサ17および基準周波数発生器18を使用しないという利点があり、ミリ波送受信モジュールのコスト低減、信頼性向上に有効である。
つぎに、実施の形態1に係るFM-CWレーダの要部について、図1、図3から図7の図面を参照して説明する。図3は、LUT9に格納される変調制御データを構成する各パラメータの説明に供する図である。図4は、マイコン10における周波数情報の算出処理の流れを示すフローチャートである。図5は、図4に示す処理を専用のプロセッサで行う場合の算出処理の流れを示すブロック図である。図6は、多項式近似による補正処理の流れを示すフローチャートである。図7は、LUTの更新および更新後の送信処理の説明に供するタイムチャートである。
まず、図3を参照して、LUT9に格納される変調制御データについて説明する。変調制御データは、電圧ステップDV、開始電圧BV、時間刻みDC、時間データ数DNによって構成される。図3では、横軸に時間をとり、縦軸は電圧値を表している。時間刻みDCおよび時間データ数DNのパラメータは時間軸でのパラメータであり、開始電圧BVおよび電圧ステップDVは、電圧軸でのパラメータである。さらに詳細な説明は以下の通りである。
(電圧ステップDV)
DAC7における電圧分解能の整数倍で設定され、基本的には一定値である。DAC7が、例えばリファレンス電圧:5V、分解能:10bitである場合、電圧分解能は、5/1024≒0.00488Vとなる。
DAC7における電圧分解能の整数倍で設定され、基本的には一定値である。DAC7が、例えばリファレンス電圧:5V、分解能:10bitである場合、電圧分解能は、5/1024≒0.00488Vとなる。
(開始電圧BV)
変調制御データの開始電圧であり、電圧ステップDVと同様に、DAC7の電圧分解能の整数倍で設定される。
変調制御データの開始電圧であり、電圧ステップDVと同様に、DAC7の電圧分解能の整数倍で設定される。
(時間刻みDC)
ある電圧値における維持時間であり、マイコン10の最小時間分解能の整数倍に設定される。基本的には、この時間刻みDCによって、波形の形状がコントロールされる。なお、初期値としてLUT9に格納されるデフォルトチャープデータは、時間刻みDCを一定値としている。
ある電圧値における維持時間であり、マイコン10の最小時間分解能の整数倍に設定される。基本的には、この時間刻みDCによって、波形の形状がコントロールされる。なお、初期値としてLUT9に格納されるデフォルトチャープデータは、時間刻みDCを一定値としている。
(時間データ数DN)
任意の一区間における時間刻みDCの累積値であり、当該一区間におけるデータ数を意味する。
任意の一区間における時間刻みDCの累積値であり、当該一区間におけるデータ数を意味する。
なお、補正の高精度化のため、本実施の形態では、電圧ステップDVは一定とし、時間刻みDCを変化させることで目的の波形を成形する。なお、電圧ステップDVを一定ではなく、可変としてもよいことは言うまでもない。
つぎに、図4および図5を参照して、周波数情報の算出処理について説明する。
(直交復調処理)
図4のステップS101の処理および図5における余弦関数および正弦関数発生器31、乗算器32a,32bでの処理がこれに対応する。具体的には、ADC16にてサンプリングしたデータを、直交検波によりI(In-phase、同相)成分およびQ(Quadrature、直交)成分という2つの信号に分離する。これらI成分およびQ成分の信号は、次式で表される。
図4のステップS101の処理および図5における余弦関数および正弦関数発生器31、乗算器32a,32bでの処理がこれに対応する。具体的には、ADC16にてサンプリングしたデータを、直交検波によりI(In-phase、同相)成分およびQ(Quadrature、直交)成分という2つの信号に分離する。これらI成分およびQ成分の信号は、次式で表される。
(フィルタ処理)
図4のステップS102の処理および図5におけるローパスフィルタ(Low Pass Filter:以下「LPF」と表記)33a,33での処理がこれに対応する。なお、本実施の形態では、ステップS101の直交復調処理で得られたI信号およびQ信号の各々に対して、FIR(Finite Impulse Response)フィルタによる重み付け係数を乗算した処理とする。このFIRフィルタ処理は次式で表すことができる。なお、フィルタ処理は、FIRフィルタに限定されるものではなく、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタを用いてもよい。
図4のステップS102の処理および図5におけるローパスフィルタ(Low Pass Filter:以下「LPF」と表記)33a,33での処理がこれに対応する。なお、本実施の形態では、ステップS101の直交復調処理で得られたI信号およびQ信号の各々に対して、FIR(Finite Impulse Response)フィルタによる重み付け係数を乗算した処理とする。このFIRフィルタ処理は次式で表すことができる。なお、フィルタ処理は、FIRフィルタに限定されるものではなく、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタを用いてもよい。
(位相計算)
図4のステップS103の処理および図5における逆正接関数演算器34での処理がこれに対応する。ステップS103の処理では、次式で示される瞬時位相θ(n)が生成される。
図4のステップS103の処理および図5における逆正接関数演算器34での処理がこれに対応する。ステップS103の処理では、次式で示される瞬時位相θ(n)が生成される。
(周波数の算出)
図4のステップS104の処理および図5における周波数演算器35での処理がこれに対応する。ステップS104の処理では、次式で示される瞬時周波数f''(n)が生成される。
図4のステップS104の処理および図5における周波数演算器35での処理がこれに対応する。ステップS104の処理では、次式で示される瞬時周波数f''(n)が生成される。
以上の計算により、時間と周波数の関係が得られる。得られた周波数は、次式で示される変換式にて、76から77GHz帯の数値に変換される。
なお、上記(5)式は、基準周波数発生器18の局部発振信号周波数fxoが19GHzである場合、すなわち、VCO4の分周信号を19GHz帯でモニタした場合の算出式である。
(フィルタによる遅延時間の考慮)
図4のステップS105の処理がこれに対応する。ステップS105の処理では、ステップS101からステップS104の処理で得られた時間と周波数の関係を、FIRフィルタにより発生した遅延時間を考慮して、周波数データをシフトする処理を行う。具体的に、ステップS105では、次式で示されるシフト処理を行う。
図4のステップS105の処理がこれに対応する。ステップS105の処理では、ステップS101からステップS104の処理で得られた時間と周波数の関係を、FIRフィルタにより発生した遅延時間を考慮して、周波数データをシフトする処理を行う。具体的に、ステップS105では、次式で示されるシフト処理を行う。
つぎに、多項式近似による補正処理について説明する。まず、図4に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって算出された周波数情報は、時間に対する周波数データとしてマイコン10の不揮発性メモリ19に格納される。また、図3の図面を参照して説明した変調制御データは、時間に対する電圧データとして、マイコン10のLUT9に格納されている。ここで説明する多項式近似による補正処理は、「時間に対する周波数データ」と「時間に対する電圧のデータ」を参照することにより、電圧と周波数との関係を多項式にて近似する処理を行うものである。なお、多項式で近似された近似関数をもとに、周波数の線形性を得るために必要な変調データが生成され、次周期に出力する変調制御データとしてLUT9に適用される。すなわち、多項式で近似された近似関数によって、LUT9に格納された変調制御データが更新される。
つぎに、多項式近似による補正処理の一例について、図6を参照して説明する。なお、図6の例の前提として、DAC7のビット数を10ビットとし、多項式近似の関数として2次関数を使用する。
(電圧範囲の決定)
図6のステップS201の処理がこれに対応する。具体的には、次式に示すように周波数を電圧の2次関数で表し、中心電圧Vcに対応する中心周波数fcを求め、必要な変調幅Δf分の開始周波数fminと、開始電圧Vminとを設定する。
図6のステップS201の処理がこれに対応する。具体的には、次式に示すように周波数を電圧の2次関数で表し、中心電圧Vcに対応する中心周波数fcを求め、必要な変調幅Δf分の開始周波数fminと、開始電圧Vminとを設定する。
(電圧刻みの設定)
図6のステップS202の処理がこれに対応する。具体的には、電圧ステップDVを固定値で設定する。
図6のステップS202の処理がこれに対応する。具体的には、電圧ステップDVを固定値で設定する。
(初期電圧および初期周波数の設定)
図6のステップS203の処理がこれに対応する。具体的に、初期電圧V0は、上記(7)式で求めた開始電圧Vminを電圧刻みごとにDAC7の持ちうる値に丸めたものであり、この値が開始電圧BVとなる。また、初期周波数f0はV0に対応する周波数である。次式で求められる。
図6のステップS203の処理がこれに対応する。具体的に、初期電圧V0は、上記(7)式で求めた開始電圧Vminを電圧刻みごとにDAC7の持ちうる値に丸めたものであり、この値が開始電圧BVとなる。また、初期周波数f0はV0に対応する周波数である。次式で求められる。
(時間刻みデータの算出)
図6のステップS204の処理がこれに対応する。目標とする周波数データは、次式のように表現できる。なお、αは変調幅と規定時間から求められる周波数の理論傾きである。
図6のステップS204の処理がこれに対応する。目標とする周波数データは、次式のように表現できる。なお、αは変調幅と規定時間から求められる周波数の理論傾きである。
上記(9)式と上記(7)式における2次関数の近似式(第1式)から、時間算出式は次式のように表現できる。
なお、電圧は初期電圧をVoとして、電圧刻みを1ステップずつ変化させる。求めた時間は、マイコン10の最小時間分解能で量子化されて表現される。
(最終電圧の算出)
図6のステップS205の処理がこれに対応する。具体的には、ステップS204で算出する時間刻みデータの累積時間が、規定時間を超えないところまで計算する。得られた時間刻みDCの個数が時間データ数DNとなる。なお、初期電圧Voに対し、最終電圧Veは、次式のように計算できる。
図6のステップS205の処理がこれに対応する。具体的には、ステップS204で算出する時間刻みデータの累積時間が、規定時間を超えないところまで計算する。得られた時間刻みDCの個数が時間データ数DNとなる。なお、初期電圧Voに対し、最終電圧Veは、次式のように計算できる。
つぎに、実施の形態1に係るLUTの更新処理および更新後の送信処理について、図7のタイムチャートを使用して説明する。図7では、横軸に時間をとり、縦軸には、上部側から、モジュール電源のON状態、三角波変調信号、送信周波数、VCO制御電圧および送信系制御電圧を示している。
LUT9には、変調制御データの初期値として、予め決められたデータが格納されている。この予め決められたデータは、デフォルトチャープデータと称される。図7において、デフォルトチャープデータは、三角波変調信号における波形K1で示されている。VCO4の特性変動がない場合、送信アンテナ1から送信されるFM-CW信号の周波数の波形は、波形K4に示すようなリニアリティのある波形となる。一方、経年劣化等により、VCO4に特性変動が生じた場合、送信アンテナ1から送信されるFM-CW信号の周波数の波形は、波形K2に示されるようなリニアリティのない波形となる。そこで、実施の形態1では、VCO4の分周信号をディジタル信号に変換して定期的にモニタすると共に、VCO4の分周信号における位相情報から周波数情報を算出している(図4の処理フロー)。さらに、算出結果を使用して補正処理を行い、送信周波数のリニアリティ確保に必要な電圧データを計算している(図6の処理フロー)。図6の処理を行った後、LUT9のデータは波形K3で示されるようなデータに更新されており、波形K2に対して波形K3を用いてFM-CW信号を生成すれば、波形K4に示されるようなリニアリティのある波形が生成される。
なお、1回目の周波数情報を算出し、補正処理を行ってLUT9を更新するまでは、FM-CW信号の送信は行わない。この処理は、図7に示すように、モジュール電源がオンされた後にVCO制御電圧をオンにして周波数の算出処理および補正処理は行うものの、送信系制御電圧をオフにしておけば、FM-CW信号の送信を抑止することができる。また、LUT9の更新に同期させて、送信系制御電圧をオンにすれば、LUT9の更新後に速やかにFM-CW信号の送信が可能となる。
以上説明したように、実施の形態1では、VCO4の分周信号の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データでLUT9に格納されたデータを更新することとしたので、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができる。また、VCOの特性変動に的確に対応することができるので、出荷検査工程における検査時間を削減でき、出荷後におけるフィードバック制御の仕組みを構築でき、VCO補正の高精度が可能となる。
実施の形態2.
実施の形態1では、位相計算による周波数の算出処理と、多項式近似による補正処理とを併用して、LUT9の更新処理を行う実施の形態について説明したが、実施の形態2では、LUT9の2回目以降の更新処理を時間誤差計算による補正処理で代用する実施の形態を説明するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
実施の形態1では、位相計算による周波数の算出処理と、多項式近似による補正処理とを併用して、LUT9の更新処理を行う実施の形態について説明したが、実施の形態2では、LUT9の2回目以降の更新処理を時間誤差計算による補正処理で代用する実施の形態を説明するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
つぎに、実施の形態2に係るFM-CWレーダの要部について、図8および図9を参照して説明する。図8は、マイコン10における時間誤差計算による補正処理の流れを示すフローチャートである。図9は、「時間誤差計算による補正処理」の概念の説明に供する図である。
(理想周波数直線からの誤差の計算)
図8のステップS301の処理がこれに対応する。具体的には、まず、図4に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって「時間に対する周波数データ」を算出する。つぎに、「時間に対する周波数データ」と理想周波数直線との誤差δt(i)を次式に基づいて計算する。
図8のステップS301の処理がこれに対応する。具体的には、まず、図4に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって「時間に対する周波数データ」を算出する。つぎに、「時間に対する周波数データ」と理想周波数直線との誤差δt(i)を次式に基づいて計算する。
上記(12)式において、fidealは理想周波数直線であり、fdetectは、図4のフローで算出した周波数データである。また、αは変調幅と規定時間とから求められる周波数の理論的な傾き値(以下「理論傾き値」という)である。算出のイメージは、図9に示す通りであり、実線波形で示される周波数データの波形fdetectと、理想周波数直線の波形fidealとの間の矢印の成分、すなわち時間軸方向の差分値を誤差として算出する処理となる。
(時間刻みデータの補正)
図8のステップS302の処理がこれに対応する。具体的には、上記(12)式にて算出した理想周波数直線からの誤差を利用し、時間刻みDCを補正する。データ範囲の最初をk番目とすると、補正後の時間刻みDCは、次式で求めることができる。
図8のステップS302の処理がこれに対応する。具体的には、上記(12)式にて算出した理想周波数直線からの誤差を利用し、時間刻みDCを補正する。データ範囲の最初をk番目とすると、補正後の時間刻みDCは、次式で求めることができる。
上記(13)式において、DC(k)はk番目における補正前データであり、δt(k)はDC(k)を使用して求めた誤差成分であり、DC'(k)はk番目における補正後のデータである。同様に、DC(k+1)はk+1番目における補正前のデータであり、δt(k+1)はDC(k+1)を使用して求めた誤差成分であり、DC'(k+1)はk+1番目における補正後のデータである。
図8のフローを用いた場合、実施の形態2に係るLUT9の更新は以下の処理となる。まず、LUT9の1回目の更新では、デフォルトチャープデータに対する周波数特性を多項式近似し(上述の例では2次関数近似)、その結果からリニアリティ確保に必要な電圧テーブルを計算する。一方、LUT9の2回目以降の更新では、多項式近似は使用せず、図8のフローに従って、理想周波数直線に対する時間誤差を算出し、当該時間誤差を使用して各時間データの補正を行う。
以上のように、実施の形態2では、算出した周波数情報のデータと、理想周波数直線の波形データとの間の時間軸方向の差分を誤差として算出し、算出した誤差で時間軸方向の補正を行うこととしたので、実施の形態1と同様な効果を得ることができる。
実施の形態3.
実施の形態3では、周囲温度の変動によるVCOの特性変動の兆候を把握し、FM-CWレーダにおける送信周波数の異常を検出して警報およびエラーを出力する機能を付加するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
実施の形態3では、周囲温度の変動によるVCOの特性変動の兆候を把握し、FM-CWレーダにおける送信周波数の異常を検出して警報およびエラーを出力する機能を付加するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
つぎに、実施の形態3に係るFM-CWレーダの要部について、図10から図12を参照して説明する。図10は、マイコン10の不揮発性メモリ19に格納される格納データのイメージを表形式で示す図である。図11は、実施の形態3に係る「警報処理」の流れを示すフローチャートである。図12は、実施の形態3に係る「異常判定処理」の流れを示すフローチャートである。
周囲温度モニタ11によって送受信モジュールの周囲温度が定期的にモニタされる。周囲温度モニタ11がモニタした温度データは、FM-CW信号における送信信号の周波数である送信周波数と共に不揮発性メモリ19に格納される。
図11に示す警報処理のフローでは、まず、送信周波数が予め設定された公差内であるか否かが判定され(ステップS401)、送信周波数が予め設定された公差から外れていれば(ステップS401,No)、劣化兆候があるものとして、上位の制御部に警報を出力する(ステップS402)。送信周波数が予め設定された公差内であれば(ステップS401,Yes)、警報は出力しない。
周囲温度のデータと共に送信周波数の情報を不揮発性メモリ19に格納することで、送信周波数が規定値からズレが生じていないかを確認することができ、要すれば上位制御部に警報を出力することが可能となる。
なお、格納できるデータ数には制限があるため、予め決められた温度間隔でデータを保持し、該当する温度のデータがない場合には、該当する温度の値を線形近似によって求めればよい。
図11の処理フローは、送信信号の周波数が公差内であるか否かの判定処理であったが、電波法を遵守しているか否かの判定処理として、図12の処理フローを実行してもよい。なお、図11の処理フローと、図12の処理フローとは併存が可能である。
図12の処理フローを実施する場合、図10に示すように、電波法で規定された送信周波数の上限値である送信周波数Maxと、送信周波数の下限値である送信周波数Minと、送信レーダ信号の変調幅とを、周囲温度モニタ11がモニタした温度データと共に不揮発性メモリ19に格納しておく。
図12に示す異常判定処理のフローでは、まず、送信周波数が上限値と下限値との範囲内にあるか否かが判定され(ステップS501)、上限値と下限値との範囲内でなければ(ステップS501,No)、異常が発生しているとして、上位制御部にエラーを出力する(ステップS503)。また、上限値と下限値との範囲内にある場合でも(ステップS501,Yes)、さらにFM-CW信号の変調帯域幅が上限値の範囲内にあるか否かを判定し(ステップS502)、変調帯域幅が上限値の範囲内になければ(ステップS502,No)、上位制御部にエラーを出力する(ステップS503)。
なお、上位制御部にエラーが出力された場合、送信出力停止等の処置が行われることは言うまでもない。
以上説明したように、実施の形態3では、高周波回路13を含む送受信モジュールの周囲温度をモニタし、モニタした温度データをFM-CW信号における送信周波数と共に不揮発性メモリ19に格納することとしたので、実施の形態1の効果に加え、警報処理および異常判定処理を行うことができるという効果が得られる。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
例えば、実施の形態1の処理と、実施の形態2の処理とを組み合わせて実施してもよい。また、実施の形態1の処理と、実施の形態3の処理と、を組み合わせてもよいし、実施の形態2の処理と、実施の形態3の処理と、を組み合わせてもよい。また、実施の形態1から実施の形態3までの全ての処理を組み合わせてもよい。
1 送信アンテナ(Tx)、2 受信アンテナ(Rx)、3 電力分配器、5,17 ミキサ、6 ベースバンドアンプ回路、7 DAC(ディジタルアナログ変換器)、8,16 ADC(アナログディジタル変換器)、9 LUT(ルックアップテーブル)、10 マイコン、11 周囲温度モニタ、12 制御回路、13 高周波回路、14 信号処理部、15 プリスケーラ、18 基準周波数発生器、19 不揮発性メモリ、31 正弦関数発生器、32a,32b 乗算器、34 逆正接関数演算器、35 周波数演算器。
Claims (8)
- FM-CW方式による周波数変調を利用するFM-CWレーダであって、
前記FM-CWレーダには、
目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、
前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、
が構成され、
前記高周波回路には、前記信号処理部からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器が設けられ、
前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられ、
前記信号処理部は、前記電圧制御発振器の出力の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新する
ことを特徴とするFM-CWレーダ。 - 1回目の周波数情報を算出し、補正処理を行って前記ルックアップテーブルを更新するまでは、FM-CW信号の送信は行わないことを特徴とする請求項1に記載のFM-CWレーダ。
- 前記信号処理部は、位相計算によって算出した前記周波数情報を、多項式近似によって補正することを特徴とする請求項1または2に記載のFM-CWレーダ。
- 前記信号処理部は、算出した前記周波数情報のデータと、理想周波数直線の波形データとの間の時間軸方向の差分を誤差として算出し、算出した前記誤差で時間軸方向の補正を行うことを特徴とする請求項3に記載のFM-CWレーダ。
- 前記信号処理部には、不揮発性メモリが設けられ、
前記信号処理部は、前記高周波回路を含む送受信モジュールの周囲温度をモニタし、モニタした温度データを前記FM-CW信号における送信周波数と共に前記不揮発性メモリに格納する
ことを特徴とする請求項2に記載のFM-CWレーダ。 - 前記信号処理部は、前記不揮発性メモリに格納した前記温度データを使用して前記送信周波数が予め設定された公差内であるか否かを判定し、前記送信周波数が前記公差から外れている場合には、上位制御部に警報を出力することを特徴とする請求項5に記載のFM-CWレーダ。
- 前記信号処理部は、前記不揮発性メモリに格納した前記温度データを使用して前記送信周波数が上限値と下限値との範囲内にあるか否か、または、前記FM-CW信号の変調帯域幅が上限値の範囲内にあるか否かを判定し、前記送信周波数が前記上限値と前記下限値との範囲内になく、または、前記変調帯域幅が上限値の範囲内になければ、上位制御部にエラーを出力することを特徴とする請求項5に記載のFM-CWレーダ。
- 周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器を具備する高周波回路と、前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、を備えたFM-CWレーダが送信するFM-CW信号の生成方法であって、
前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられており、
前記FM-CWレーダは、
前記電圧制御発振器の分周信号における位相情報から周波数情報を算出する第1のステップと、
前記第1のステップの算出結果を使用して補正処理を行い、送信周波数のリニアリティ確保に必要な電圧データを計算する第2のステップと、
前記第2のステップで算出された電圧データを使用して、前記ルックアップテーブルに格納されている値を更新する第3のステップと、
を含む処理を実行して前記FM-CW信号を生成することを特徴とするFM-CW信号の生成方法。
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