WO2017199296A1 - Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法 - Google Patents

Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2017199296A1
WO2017199296A1 PCT/JP2016/064497 JP2016064497W WO2017199296A1 WO 2017199296 A1 WO2017199296 A1 WO 2017199296A1 JP 2016064497 W JP2016064497 W JP 2016064497W WO 2017199296 A1 WO2017199296 A1 WO 2017199296A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
signal
voltage
processing unit
data
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/064497
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和紀 倉茂
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2018517939A priority Critical patent/JP6647396B2/ja
Priority to CN201680085580.6A priority patent/CN109196375B/zh
Priority to PCT/JP2016/064497 priority patent/WO2017199296A1/ja
Priority to US16/094,943 priority patent/US11029389B2/en
Priority to EP16902316.5A priority patent/EP3460510B1/en
Publication of WO2017199296A1 publication Critical patent/WO2017199296A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
    • G01S7/4004—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system
    • G01S7/4008—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of transmitters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/358—Receivers using I/Q processing

Definitions

  • the present invention relates to an FM-CW radar utilizing frequency modulation by an FM-CW (Frequency Modulated Continuous Waves) method and a method of generating an FM-CW signal transmitted by the FM-CW radar.
  • FM-CW Frequency Modulated Continuous Waves
  • the FM-CW radar is easy to configure, and the signal processing is easy because the frequency band handled by the baseband is a relatively low frequency, and so on. It is often used for
  • an Up chirp signal that changes the transmission frequency from low frequency to high frequency and a Down chirp signal that changes high frequency to low frequency are used, and the sum of peak frequencies of beat signals obtained from each and From the peak frequency difference, the distance to the target object and the relative velocity are calculated.
  • VCO voltage control oscillator
  • a frequency divider that divides an output signal of a VCO whose oscillation frequency changes according to an analog control voltage by a division number N, and phase information detected from the output signal of the frequency divider
  • a configuration includes a digital phase detector that outputs digital phase information, and a differentiator that differentiates the digital phase information output from the digital phase detector and converts it into digital frequency information.
  • the present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to obtain an FM-CW radar and a method of generating an FM-CW signal capable of properly coping with the characteristic variation of the VCO due to aging and the like. .
  • the present invention is an FM-CW radar that utilizes frequency modulation by the FM-CW method, wherein the FM-CW radar is characterized by a reflected wave from a target object.
  • a signal processing unit for converting an analog signal generated by the high frequency circuit into a digital signal and detecting at least a distance to the target object and a velocity of the target object. Is provided with a voltage controlled oscillator that generates a high frequency signal that is frequency-modulated by receiving the modulation voltage from the signal processing unit, and the signal processing unit is a lookup table in which an initial value of modulation control data is stored.
  • the signal processing unit is configured to calculate a frequency first calculated from a voltage frequency characteristic that appears by applying a default chirp having a linear characteristic. Using the value and voltage initial value, the voltage increment is constant, and, and updates the data stored in said look-up table in the correction data generated by changing the time step.
  • Block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment Block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment in which some components are omitted Diagram for explaining each parameter constituting modulation control data stored in LUT Flowchart showing flow of calculation processing of frequency information in microcomputer A block diagram showing a flow of calculation processing when the processing shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment.
  • the FM-CW radar according to the first embodiment is an FM-CW radar that uses frequency modulation by the FM-CW method, and as shown in FIG. 1, the radio signal of the transmission signal is transmitted via the transmission antenna 1 (Tx).
  • the signal processing unit 14 detects the distance to the target object and the velocity of the target object, and detects the orientation of the target object if necessary, and the control circuit 12 that controls various control voltages supplied to the high frequency circuit 13 It is configured as a component.
  • the high frequency circuit 13 receives, as a basic element, a VCO modulation voltage which is a triangular wave voltage signal as a transmission command from the signal processing unit 14 and generates a frequency modulated high frequency signal, and most of the high frequency signals output by the VCO 4 Power divider 3 for giving the rest as a local signal, and mixer 5 for applying a local signal and frequency-converting, specifically down-converting the received signal of receiving antenna 2 by the local signal Have.
  • Each element of the high frequency circuit 13 is configured by an MMIC (Microwave Monolithic IC).
  • a baseband amplifier circuit 6, a prescaler 15, a mixer 17 and a reference frequency generator 18 are provided between the high frequency circuit 13 and the signal processing unit 14. The functions of these components will be described later.
  • the signal processing unit 14 converts the triangular wave voltage signal, which is a transmission command from the microcomputer 10, into an analog signal by converting the triangular wave voltage signal, which is a transmission command from the microcomputer 10, into a high frequency circuit 13.
  • the “ADC” 8) and the detailed functions include an ADC 16 described later.
  • the microcomputer 10 has a look-up table (hereinafter referred to as “LUT” as appropriate) 9 for storing triangular wave voltage signal data to be applied to the VCO 4.
  • the FM-CW radar is provided with an ambient temperature monitor 11 for monitoring the ambient temperature, and a detection value of the ambient temperature monitor 11 is configured to be input to the microcomputer 10.
  • the control circuit 12 controls various control voltages supplied to each MMIC in the high frequency circuit 13 under the control of the microcomputer 10.
  • the microcomputer 10 is provided with a non-volatile memory 19.
  • each MMIC in the high frequency circuit 13 has a variation depending on a production lot. Therefore, the control voltage values individually adjusted and determined for each product of the millimeter wave transmission / reception module are stored in the non-volatile memory 19 in the microcomputer 10. At the time of actual operation, the control voltage value is read from the non-volatile memory 19 by the microcomputer 10 and supplied to each MMIC in the high frequency circuit 13 through the control circuit 12.
  • the VCO 4 receives the VCO modulation voltage, which is a triangular wave voltage signal, from the signal processing unit 14 and is a high frequency signal FM including a rising modulation signal whose frequency rises within a fixed period and a falling modulation signal falling within a fixed period. -Generate a CW signal. Most of the generated FM-CW signal is supplied from the power distributor 3 to the transmitting antenna 1, and millimeter wave radio waves are emitted from the transmitting antenna 1 toward the target object. In addition, the remaining FM-CW signal, that is, the portion not supplied to the transmitting antenna 1 is supplied to the mixer 5 as a local signal.
  • the VCO modulation voltage which is a triangular wave voltage signal
  • the reflected wave at the target object captured by the receiving antenna 2 is input to the mixer 5 as a received signal.
  • the mixer 5 mixes the received signal from the receiving antenna 2 with the local signal from the power distributor 3 and outputs a beat signal having a frequency difference between the two.
  • the beat signal is appropriately amplified to a level by the baseband amplifier circuit 6 and input to the microcomputer 10 through the ADC 8.
  • the microcomputer 10 obtains the distance to the target object and the relative velocity from the frequency in the rising modulation period and the frequency in the falling modulation period of the input beat signal, and also obtains the azimuth of the target object if necessary.
  • the frequency-divided signal of the VCO 4 is dropped to a frequency of a certain integer fraction by the prescaler 15 and is input to the mixer 17.
  • the mixer 17 mixes the output signal from the prescaler 15 with the local signal from the reference frequency generator 18, and outputs a signal having a frequency difference between the two.
  • the output signal of the mixer 17 is input to the microcomputer 10 via the ADC 16 and used to update triangular wave voltage signal data in the LUT 9.
  • the frequency band of the signal input to the ADC 16 is the frequency band of the signal output by the prescaler 15. Therefore, although a processing clock having a higher processing clock than the ADC 16 used in FIG. 1 is required, there is an advantage that the mixer 17 and the reference frequency generator 18 are not used, which reduces the cost and the reliability of the millimeter wave transceiver module. It is valid.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining each parameter constituting modulation control data stored in the LUT 9.
  • FIG. 4 is a flow chart showing the flow of calculation processing of frequency information in the microcomputer 10.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the flow of calculation processing when the processing shown in FIG. 4 is performed by a dedicated processor.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a flow of correction processing by polynomial approximation.
  • FIG. 7 is a time chart for explaining the update of the LUT 9 and the transmission process after the update.
  • modulation control data stored in the LUT 9 will be described with reference to FIG.
  • the modulation control data is composed of a voltage step DV, a start voltage BV, a time step DC, and a time data number DN.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents a voltage value.
  • the parameters of the time step DC and the number of time data DN are parameters on the time axis
  • the start voltage BV and the voltage step DV are parameters on the voltage axis.
  • Voltage step DV It is set to an integral multiple of the voltage resolution in the DAC 7, and basically it is a constant value.
  • the voltage resolution is 5/1024 ⁇ 0.00488 V.
  • the start voltage of the modulation control data which is set to be an integral multiple of the voltage resolution of the DAC 7 as in the voltage step DV.
  • Timed DC The maintenance time at a certain voltage value is set to an integral multiple of the minimum time resolution of the microcomputer 10. Basically, this time step DC controls the shape of the waveform.
  • the default chirp data stored in the LUT 9 as an initial value has a fixed time interval DC.
  • Time data number DN It is an accumulated value of time step DC in any one section, and means the number of data in the one section.
  • the voltage step DV is fixed, and the time step DC is changed to form a target waveform in order to increase the accuracy of the correction. It is needless to say that the voltage step DV may not be constant but may be variable.
  • step S101 in FIG. 4 and the processing in the cosine function and sine function generator 31 and the multipliers 32a and 32b in FIG. 5 correspond to this.
  • the data sampled by the ADC 16 is separated into two signals of I (In-phase, in-phase) component and Q (Quadrature, quadrature) component by orthogonal detection.
  • the signals of these I component and Q component are expressed by the following equations.
  • each of the I signal and the Q signal obtained in the orthogonal demodulation process in step S101 is multiplied by a weighting coefficient by a FIR (Finite Impulse Response) filter.
  • FIR Finite Impulse Response
  • This FIR filter processing can be expressed by the following equation. Note that the filter processing is not limited to the FIR filter, and an IIR (Infinite Impulse Response) filter may be used.
  • step S103 of FIG. 4 The process of step S103 of FIG. 4 and the process of the arctangent function calculator 34 of FIG. 5 correspond to this.
  • step S103 an instantaneous phase ⁇ (n) represented by the following equation is generated.
  • step S104 of FIG. 4 and the process of the frequency calculator 35 in FIG. 5 correspond to this.
  • an instantaneous frequency f '' (n) represented by the following equation is generated.
  • the obtained frequency is converted to a value in the 76 to 77 GHz band by the conversion equation shown by the following equation.
  • the above equation (5) is a calculation equation when the local oscillation signal frequency f xo of the reference frequency generator 18 is 19 GHz, that is, when the divided signal of the VCO 4 is monitored in the 19 GHz band.
  • step S105 of FIG. 4 corresponds to this.
  • the frequency data is shifted in consideration of the delay time generated by the FIR filter in the relationship between the time and the frequency obtained in the process of steps S101 to S104.
  • shift processing represented by the following equation is performed.
  • the frequency information calculated by the flow of the “calculation process of frequency information” shown in FIG. 4 is stored in the non-volatile memory 19 of the microcomputer 10 as frequency data with respect to time. Further, the modulation control data described with reference to the drawing of FIG. 3 is stored in the LUT 9 of the microcomputer 10 as voltage data with respect to time.
  • the correction process by polynomial approximation described here is a process of approximating the relationship between the voltage and the frequency with a polynomial by referring to "frequency data with respect to time” and "data of voltage with respect to time".
  • the modulation data required to obtain the linearity of the frequency is generated based on the approximation function approximated by the polynomial, and is applied to the LUT 9 as the modulation control data to be output in the next period. That is, the modulation control data stored in the LUT 9 is updated by the approximation function approximated by the polynomial.
  • the bit number of DAC 7 is 10 bits, and a quadratic function is used as a function of polynomial approximation.
  • step S201 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, represents the frequency as shown in the following equation by a quadratic function of voltage, determine the center frequency f c corresponding to the center voltage V c, the start frequency f min of the modulation width ⁇ f min required starting voltage Set V min .
  • step S202 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, voltage step DV is set to a fixed value.
  • step S203 of FIG. 6 corresponds to this.
  • the initial voltage V 0 is a value obtained by rounding the start voltage V min obtained by the equation (7) to a value that can be held by the DAC 7 every voltage step, and this value becomes the start voltage BV.
  • the initial frequency f 0 is a frequency corresponding to V 0 . It is determined by the following equation.
  • step S204 in FIG. 6 corresponds to this.
  • ⁇ is the theoretical slope of the frequency obtained from the modulation width and the specified time.
  • the time calculation equation can be expressed as the following equation.
  • the voltage changes the voltage step by one step with the initial voltage as V 0 .
  • the obtained time is quantized and expressed with the minimum time resolution of the microcomputer 10.
  • step S205 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, the cumulative time of the time step data calculated in step S204 is calculated to a point where the specified time does not exceed.
  • the number of obtained time intervals DC is the number of time data DN. Note that for the initial voltage V 0 , the final voltage V e can be calculated as the following equation.
  • the horizontal axis is time
  • the vertical axis is the module power ON state, triangular wave modulation signal, transmission frequency, VCO control voltage, and transmission control voltage from the upper side.
  • Predetermined data is stored in the LUT 9 as an initial value of the modulation control data.
  • This predetermined data is referred to as default chirp data.
  • the default chirp data is shown by the waveform K1 in the triangular wave modulation signal.
  • the waveform of the frequency of the FM-CW signal transmitted from the transmission antenna 1 is a waveform having linearity as shown by the waveform K 4.
  • characteristic variation occurs in the VCO 4 due to aging or the like, the waveform of the frequency of the FM-CW signal transmitted from the transmission antenna 1 becomes a waveform without linearity as shown by the waveform K2.
  • the divided signal of the VCO 4 is converted into a digital signal and periodically monitored, and frequency information is calculated from phase information in the divided signal of the VCO 4 (processing flow of FIG. 4) . Furthermore, correction processing is performed using the calculation result, and voltage data necessary for securing the linearity of the transmission frequency is calculated (processing flow in FIG. 6).
  • the data of LUT 9 is updated to data as shown by waveform K 3, and if an FM-CW signal is generated using waveform K 3 for waveform K 2, it is shown by waveform K 4. A waveform with such linearity is generated.
  • the transmission of the FM-CW signal is not performed until the first frequency information is calculated, the correction process is performed, and the LUT 9 is updated.
  • the VCO control voltage is turned on to perform frequency calculation processing and correction processing, but if the transmission system control voltage is turned off, FM-CW It is possible to suppress the transmission of the signal. Further, when the transmission system control voltage is turned on in synchronization with the update of the LUT 9, the FM-CW signal can be transmitted promptly after the update of the LUT 9.
  • the frequency information is calculated from the phase information of the divided signal of the VCO 4 and the data stored in the LUT 9 is updated with the correction data generated using the calculation result. Therefore, it is possible to properly cope with the characteristic fluctuation of the VCO due to the aged deterioration and the like. Further, since the characteristic variation of the VCO can be properly dealt with, the inspection time in the shipping inspection process can be reduced, the mechanism of feedback control after shipping can be constructed, and high accuracy of VCO correction becomes possible.
  • the first embodiment is a method of directly calculating the voltage initial value using a quadratic function.
  • the Vf curve includes a polynomial or exponential function of third order or higher by using an iterative solution method using an approximate solution instead of directly calculating the voltage initial value.
  • FIG. 8 is a flowchart showing calculation processing of the frequency initial value and the voltage initial value using a cubic function.
  • the entire processing flow illustrated in FIG. 8 is processing corresponding to step S203 illustrated in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing a waveform of a default chirp.
  • FIG. 10 is a diagram showing the waveform of the Vf characteristic.
  • FIG. 11 is a diagram showing desired tf characteristics.
  • FIG. 12 is a diagram showing an applied voltage at the time of correction for obtaining a desired tf characteristic.
  • the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and the description of the specific configuration is omitted.
  • a default chirp having a linear characteristic as shown in FIG. 9 is applied (step S301).
  • default chirp data is stored in the LUT 9.
  • a Vf characteristic as shown in FIG. 10 appears, so a curve representing the Vf characteristic, that is, a Vf curve is acquired (step S302).
  • step S302 the Vf curve obtained in step S302 is approximated by a cubic function represented by the following equation (step S303).
  • the frequency initial value f min is determined (step S304).
  • the voltage 2.5 V is the center frequency and the modulation band is defined as ⁇ 200 MHz, the frequency initial value f min can be determined.
  • the voltage initial value V min is determined by performing the iterative calculation according to the equation (14) (step S305). As a matter of fact, the calculation of the voltage initial value V min converges to the desired value by about 5 repeated calculations.
  • step S306 time step data is calculated.
  • the concept of the process of step S306 is equivalent to the process of step S204 shown in FIG. Although the description is redundant, the function is different from the description of FIG.
  • target frequency data can be expressed by a linear function as in the following equation in order to obtain linearity.
  • ⁇ is the slope of frequency (GHz / ⁇ s) and can be obtained from the modulation width and the modulation time. Further, the frequency initial value f min may be substituted for ⁇ .
  • the voltage step is changed step by step for the first time from the voltage initial value V min obtained in step S305 described above. At this time, time data corresponding to the voltage step changed one step at a time, that is, time step data is acquired.
  • the time step data acquired here is applied to the LUT 9 as modulation control data to be output in the next cycle. That is, the modulation control data stored in the LUT 9 is updated by the approximation function approximated by the cubic function.
  • the subsequent processing is as described in the first embodiment, and the description thereof is omitted here.
  • the frequency initial value and the voltage initial value calculated from the Vf characteristic that appears by applying the default chirp having the linear characteristic are used, and the voltage step is made constant, and Since the data stored in the LUT 9 is updated with the correction data generated by changing the time step, it is possible to properly cope with the characteristic variation of the VCO due to the aged deterioration or the like. Further, since the characteristic variation of the VCO can be properly dealt with, the inspection time in the shipping inspection process can be reduced, the mechanism of feedback control after shipping can be constructed, and high accuracy of VCO correction becomes possible.
  • the calculation process of the LUT 9 is performed using the frequency calculation process by phase calculation and the correction process by polynomial approximation in combination, but in the third embodiment, the second process of the LUT 9 is performed.
  • An embodiment in which the subsequent update processing is substituted by correction processing based on time error calculation will be described.
  • the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and the description of the specific configuration is omitted.
  • FIG. 13 is a flow chart showing the flow of correction processing based on time error calculation in the microcomputer 10.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the concept of “correction processing by time error calculation”.
  • step S401 in FIG. 13 The process of step S401 in FIG. 13 corresponds to this. Specifically, first, “frequency data with respect to time” is calculated according to the flow of "calculation processing of frequency information” shown in FIG. Next, an error ⁇ t (i) between “frequency data with respect to time” and the ideal frequency line is calculated based on the following equation.
  • f ideal is an ideal frequency straight line
  • f detect is frequency data calculated by the flow of FIG.
  • ⁇ is a theoretical slope value of the frequency (hereinafter referred to as “theoretical slope value”) obtained from the modulation width and the prescribed time.
  • the image of the calculation is as shown in FIG. 14 and the error component of the arrow between the waveform f detect of the frequency data shown by the solid line waveform and the waveform f ideal of the ideal frequency line, ie, the difference value in the time axis direction It becomes processing to calculate as.
  • step S402 in FIG. 13 corresponds to this.
  • the time interval DC is corrected using the error from the ideal frequency line calculated by the equation (18). Assuming that the first of the data range is k, the corrected time step DC can be obtained by the following equation.
  • DC (k) is the data before correction at the k-th
  • ⁇ t (k) is an error component obtained using DC (k)
  • DC ′ (k) is the k-th Data after correction in
  • DC (k + 1) is the data before correction at the k + 1th
  • ⁇ t (k + 1) is an error component determined using DC (k + 1)
  • DC ′ (k + 1) is the corrected value at the k + 1th It is data.
  • updating of the LUT 9 according to the third embodiment is the following processing.
  • the frequency characteristic with respect to the default chirp data is subjected to polynomial approximation (in the above example, quadratic function approximation), and a voltage table necessary for securing linearity is calculated from the result.
  • polynomial approximation in the above example, quadratic function approximation
  • a time error with respect to the ideal frequency line is calculated according to the flow of FIG. 13, and each time data is corrected using the time error.
  • the difference in the time axis direction between the calculated data of the frequency information and the waveform data of the ideal frequency straight line is calculated as an error, and the calculated error is corrected in the time axis direction. Since this embodiment is performed, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • the fourth embodiment is to add a function of grasping the sign of characteristic fluctuation of the VCO due to the fluctuation of ambient temperature, detecting abnormality of the transmission frequency in the FM-CW radar, and outputting an alarm and an error.
  • the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and the description of the specific configuration is omitted.
  • FIG. 15 is a diagram showing an image of stored data stored in the non-volatile memory 19 of the microcomputer 10 in the form of a table.
  • FIG. 16 is a flowchart showing the flow of “alarm processing” according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a flowchart showing the flow of the “abnormality determination process” according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a flowchart showing a flow of “singular point determination processing” according to the fourth embodiment.
  • the ambient temperature monitor 11 periodically monitors the ambient temperature of the transmitting and receiving module.
  • the temperature data monitored by the ambient temperature monitor 11 is stored in the non-volatile memory 19 together with the transmission frequency which is the frequency of the transmission signal in the FM-CW signal.
  • step S501 it is determined whether the transmission frequency is within the preset tolerance (step S501), and if the transmission frequency is out of the preset tolerance (step S501) , No), an alarm is output to the upper control unit on the assumption that there is a deterioration indication (step S502). If the transmission frequency is within the preset tolerance (step S501, Yes), the alarm is not output.
  • the data may be held at a predetermined temperature interval, and if there is no corresponding temperature data, the corresponding temperature value may be determined by linear approximation.
  • process flow of FIG. 16 is the process of determining whether the frequency of the transmission signal is within the tolerance
  • process flow of FIG. 17 is performed as the process of determining whether the radio wave law is observed or not. It is also good. Note that the process flow of FIG. 16 and the process flow of FIG. 17 can coexist.
  • the transmission frequency Max which is the upper limit value of the transmission frequency defined by the Radio Law
  • the transmission frequency Min which is the lower limit value of the transmission frequency
  • the transmission radar signal Is stored in the non-volatile memory 19 together with the temperature data monitored by the ambient temperature monitor 11.
  • step S601 it is determined whether the transmission frequency is within the range between the upper limit value and the lower limit value (step S601). If it is not within the range between the upper limit value and the lower limit value (Step S601, No) Assuming that an abnormality has occurred, an error is output to the upper control unit (Step S603). In addition, even when it is within the range of the upper limit value and the lower limit value (step S601, Yes), it is further determined whether the modulation bandwidth of the FM-CW signal is within the range of the upper limit value (step S602) If the modulation bandwidth is not within the range of the upper limit (step S602, No), an error is output to the upper control unit (step S603).
  • FIGS. 16 and 17 the processing flow of FIG. 18 may be executed. Each of the processing flows shown in FIGS. 16 to 18 can coexist.
  • step S701 it is checked whether or not there is a singular point of temperature in the transmission frequency Min (step S701). If there is a singular point (step S701, No), the upper control unit An alarm is output (step S703). Further, even if there is no temperature singularity in the transmission frequency Min (step S701, Yes), it is further checked whether there is no temperature singularity in the transmission frequency Max (step S702), and if there is a singularity (step S702, No), an alarm is output to the upper control unit (step S703).
  • the singular point referred to here is to investigate whether or not it behaves differently at a specific temperature. By obtaining the information of the singular point, it is easy to search for a failure when a failure occurs, and it is possible to contribute to the improvement of the reliability of the device.
  • the singular point determination process is performed on both the transmission frequency Min and the transmission frequency Max, the singular point determination process may be performed on at least one of them. The effect of is obtained.
  • the ambient temperature of the transmission / reception module including the high frequency circuit 13 is monitored, and the monitored temperature data is stored in the non-volatile memory 19 together with the transmission frequency in the FM-CW signal.
  • an effect that alarm processing, abnormality determination processing, and singular point determination processing can be performed can be obtained.
  • process of the first embodiment and the process of the third embodiment may be implemented in combination.
  • process of the first embodiment may be combined with the process of the fourth embodiment, or the process of the third embodiment may be combined with the process of the fourth embodiment. Further, all the processes from the first embodiment to the fourth embodiment may be combined.
  • Tx transmit antenna
  • Rx receive antennas
  • Rx receive antennas
  • 3 power dividers 5, 17 mixers
  • 6 baseband amplifier circuits 7 DACs (digital to analog converters), 8, 16 ADCs (analog to digital converters), 9 LUT (look-up table)
  • microcomputer 11 ambient temperature monitor 12 control circuit 13 high frequency circuit 14 signal processing unit 15 prescaler 18 reference frequency generator 19 nonvolatile memory 31 sine function generator 32a , 32b multiplier, 34 arctangent function operator, 35 frequency operator.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

ＦＭ－ＣＷレーダには、目標物体からの反射波を受信する高周波回路１３と、高周波回路１３が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも目標物体までの距離および目標物体の速度を検出する信号処理部１４と、が構成される。高周波回路１３には、信号処理部１４からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生するＶＣＯ４が設けられる。信号処理部１４には、変調制御データの初期値が格納されるＬＵＴ９が設けられる。信号処理部１４は、リニア特性を有するデフォルトチャープを印加し、デフォルトチャープの印加によって表れる電圧周波数特性から周波数初期値および電圧初期値を算出し、算出結果を使用して時間データを生成し、生成した時間データでＬＵＴ９に格納されたデータを更新する。

Description

ＦＭ－ＣＷレーダおよびＦＭ－ＣＷ信号の生成方法
　本発明は、ＦＭ－ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅｓ）方式による周波数変調を利用するＦＭ－ＣＷレーダおよびＦＭ－ＣＷレーダが送信するＦＭ－ＣＷ信号の生成方法に関する。
　ＦＭ－ＣＷレーダは、構成の容易さ、ベースバンドで取り扱う周波数帯域が比較的低周波数で信号処理が容易となることなどから、昨今では、低価格化を狙ったミリ波帯の衝突防止レーダなどに多く使用されている。
　ＦＭ－ＣＷ方式では、送信周波数を低周波から高周波へと変化させるＵｐチャープ信号と、高周波から低周波へと変化させるＤｏｗｎチャープ信号とが用いられ、各々から得られるビート信号のピーク周波数の和およびピーク周波数の差から、目標物体との距離および相対速度が算出される。
　一方、ＦＭ－ＣＷレーダを構成する送受信モジュール部は、電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：以下「ＶＣＯ」と表記）の個体差ばらつき、および温度特性により、出荷検査工程における調整作業が必須であり、量産時の検査時間削減の足枷となっている。また、出荷後はフィードバック制御が無いため、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に対応できないことも課題となっている。
　なお、下記特許文献１には、アナログの制御電圧に応じて発振周波数が変化するＶＣＯの出力信号を分周数Ｎで分周する分周器と、分周器の出力信号から位相情報を検出してディジタル位相情報を出力するディジタル位相検出器と、ディジタル位相検出器が出力したディジタル位相情報を微分してディジタル周波数情報に変換する微分器と、を備える構成が開示されている。
特開２０１３－４７６１７号公報
　上記特許文献１では、上述のように、ＶＣＯ出力の位相情報に基づいて周波数情報を求めるようにしているが、ＶＣＯ出力の具体的な生成方法については開示されていない。このため、従来技術では、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に的確に対応することができなかった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に的確に対応することができるＦＭ－ＣＷレーダおよびＦＭ－ＣＷ信号の生成方法を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ＦＭ－ＣＷ方式による周波数変調を利用するＦＭ－ＣＷレーダであって、前記ＦＭ－ＣＷレーダには、目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、が構成され、前記高周波回路には、前記信号処理部からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器が設けられ、前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられ、前記信号処理部は、リニア特性を有するデフォルトチャープを印加することによって表れる電圧周波数特性から算出した周波数初期値および電圧初期値を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させることで生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新することを特徴とする。
　本発明によれば、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に的確に対応することができる、という効果を奏する。
実施の形態１に係るＦＭ－ＣＷレーダの構成を示すブロック図 一部の構成要素を省略した実施の形態１に係るＦＭ－ＣＷレーダの構成を示すブロック図 ＬＵＴに格納される変調制御データを構成する各パラメータの説明に供する図 マイコンにおける周波数情報の算出処理の流れを示すフローチャート 図４に示す処理を専用のプロセッサで行う場合の算出処理の流れを示すブロック図 多項式近似による補正処理の流れを示すフローチャート ＬＵＴの更新および更新後の送信処理の説明に供するタイムチャート ３次関数を用いた周波数初期値および電圧初期値の算出処理を示すフローチャート デフォルトチャープの波形を示す図 Ｖ－ｆ特性の波形を示す図 所望のｔ－ｆ特性を示す図 所望のｔ－ｆ特性を得るための補正時の印加電圧を示す図 マイコンにおける時間誤差計算による補正処理の流れを示すフローチャート 時間誤差計算による補正処理の概念の説明に供する図 マイコンの不揮発性メモリに格納される格納データのイメージを表形式で示す図 実施の形態４に係る警報処理の流れを示すフローチャート 実施の形態４に係る異常判定処理の流れを示すフローチャート 実施の形態４に係る特異点の判定処理の流れを示すフローチャート
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダおよびＦＭ－ＣＷ信号の生成方法について詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るＦＭ－ＣＷレーダの構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るＦＭ－ＣＷレーダは、ＦＭ－ＣＷ方式による周波数変調を利用するＦＭ－ＣＷレーダであって、図１に示すように、送信アンテナ１（Ｔｘ）を介して送信信号を電波として空間に放射すると共に、送信した電波の目標物体からの反射波を受信アンテナ２（Ｒｘ）を介して受信する高周波回路１３と、高周波回路１３から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、目標物体までの距離および目標物体の速度を検出し、要すれば目標物体の方位を検出する信号処理部１４と、高周波回路１３に供給する各種の制御電圧を制御する制御回路１２と、を主たる構成要素として構成されている。
　高周波回路１３は、基本要素として、信号処理部１４から送信指令として、三角波電圧信号であるＶＣＯ変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生するＶＣＯ４と、ＶＣＯ４が出力する高周波信号の大部分を送信アンテナ１に与え、残りをローカル信号として与える電力分配器３と、ローカル信号が付与され、受信アンテナ２の受信信号をローカル信号によって周波数変換、具体的にはダウンコンバートするミキサ５と、を備えている。なお、高周波回路１３の各要素は、ＭＭＩＣ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　ＩＣ）で構成されている。
　高周波回路１３と信号処理部１４との間には、ベースバンドアンプ回路６、プリスケーラ１５、ミキサ１７および基準周波数発生器１８が設けられる。これらの各構成部の機能については後述する。なお、以上に説明した、送信アンテナ１、受信アンテナ２、ベースバンドアンプ回路６、制御回路１２、高周波回路１３、信号処理部１４、プリスケーラ１５、ミキサ１７および基準周波数発生器１８は、ミリ波送受信モジュールを構成する。
　信号処理部１４は、ＦＭ－ＣＷレーダにおける送信処理と計測処理とを主に行う主回路部であるマイコン１０と、マイコン１０からの送信指令である三角波電圧信号をアナログ信号に変換し高周波回路１３のＶＣＯ４に付与するディジタルアナログ変換器（以下、適宜「ＤＡＣ」と表記）７と、ベースバンドアンプ回路６からの受信信号をディジタル信号に変換しマイコン１０に付与するアナログディジタル変換器（以下、適宜「ＡＤＣ」と表記）８と、詳細な機能は後述するＡＤＣ１６と、を備えている。なお、マイコン１０は、ＶＣＯ４に与える三角波電圧信号データを格納するルックアップテーブル（以下、適宜「ＬＵＴ」と表記）９を有している。また、ＦＭ－ＣＷレーダには、周囲温度をモニタする周囲温度モニタ１１が設けられており、周囲温度モニタ１１の検出値がマイコン１０に入力されるように構成されている。
　制御回路１２は、マイコン１０の制御下で、高周波回路１３内の各ＭＭＩＣに供給する各種の制御電圧を制御する。マイコン１０には、不揮発性メモリ１９が設けられている。ここで、高周波回路１３内の各ＭＭＩＣは、製造ロットによってばらつきがある。このため、マイコン１０内の不揮発性メモリ１９には、ミリ波送受信モジュールの製品ごと、個々に調整して決定した制御電圧値を格納しておく。実際の運用時には、不揮発性メモリ１９から制御電圧値がマイコン１０によって読み出され、制御回路１２を介して高周波回路１３内の各ＭＭＩＣに供給される。
　ＶＣＯ４は、信号処理部１４から三角波電圧信号であるＶＣＯ変調電圧を受けて、周波数が一定期間内に上昇する上昇変調信号と、一定期間内に下降する下降変調信号とを含む高周波信号であるＦＭ－ＣＷ信号を発生する。発生したＦＭ－ＣＷ信号の大部分は、電力分配器３から送信アンテナ１に供給され、送信アンテナ１からミリ波電波が目標物体に向けて照射される。また、残りのＦＭ－ＣＷ信号、すなわち送信アンテナ１に供給されなかった部分は、ローカル信号としてミキサ５に供給される。
　受信アンテナ２に捕捉された目標物体での反射波は、受信信号としてミキサ５に入力される。ミキサ５は、受信アンテナ２からの受信信号と電力分配器３からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つビート信号を出力する。このビート信号は、ベースバンドアンプ回路６にて適宜レベルに増幅され、ＡＤＣ８を介してマイコン１０に入力される。マイコン１０は、入力したビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離および相対速度を求め、また、要すれば目標物体の方位を求める。
　ここで、ＶＣＯ４の分周信号は、プリスケーラ１５にて、ある整数分の１の周波数に落とされ、ミキサ１７に入力される。ミキサ１７は、プリスケーラ１５からの出力信号と基準周波数発生器１８からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つ信号を出力する。ミキサ１７の出力信号は、ＡＤＣ１６を介してマイコン１０に入力され、ＬＵＴ９内にある三角波電圧信号データの更新に利用される。
　なお、図１の構成において、ミキサ１７および基準周波数発生器１８を使用しない構成も可能であり、当該構成を図２に示す。図２の構成では、ＡＤＣ１６に入力される信号の周波数帯はプリスケーラ１５が出力する信号の周波数帯となる。このため、図１で使用するＡＤＣ１６よりも処理クロックの高いものが必要となるが、ミキサ１７および基準周波数発生器１８を使用しないという利点があり、ミリ波送受信モジュールのコスト低減、信頼性向上に有効である。
　つぎに、実施の形態１に係るＦＭ－ＣＷレーダの要部について、図１、図３から図７の図面を参照して説明する。図３は、ＬＵＴ９に格納される変調制御データを構成する各パラメータの説明に供する図である。図４は、マイコン１０における周波数情報の算出処理の流れを示すフローチャートである。図５は、図４に示す処理を専用のプロセッサで行う場合の算出処理の流れを示すブロック図である。図６は、多項式近似による補正処理の流れを示すフローチャートである。図７は、ＬＵＴ９の更新および更新後の送信処理の説明に供するタイムチャートである。
　まず、図３を参照して、ＬＵＴ９に格納される変調制御データについて説明する。変調制御データは、電圧ステップＤＶ、開始電圧ＢＶ、時間刻みＤＣ、時間データ数ＤＮによって構成される。図３では、横軸に時間をとり、縦軸は電圧値を表している。時間刻みＤＣおよび時間データ数ＤＮのパラメータは時間軸でのパラメータであり、開始電圧ＢＶおよび電圧ステップＤＶは、電圧軸でのパラメータである。さらに詳細な説明は以下の通りである。
（電圧ステップＤＶ）
　ＤＡＣ７における電圧分解能の整数倍で設定され、基本的には一定値である。ＤＡＣ７が、例えばリファレンス電圧：５Ｖ、分解能：１０ｂｉｔである場合、電圧分解能は、５／１０２４≒０．００４８８Ｖとなる。
（開始電圧ＢＶ）
　変調制御データの開始電圧であり、電圧ステップＤＶと同様に、ＤＡＣ７の電圧分解能の整数倍で設定される。
（時間刻みＤＣ）
　ある電圧値における維持時間であり、マイコン１０の最小時間分解能の整数倍に設定される。基本的には、この時間刻みＤＣによって、波形の形状がコントロールされる。なお、初期値としてＬＵＴ９に格納されるデフォルトチャープデータは、時間刻みＤＣを一定値としている。
（時間データ数ＤＮ）
　任意の一区間における時間刻みＤＣの累積値であり、当該一区間におけるデータ数を意味する。
　なお、補正の高精度化のため、本実施の形態では、電圧ステップＤＶは一定とし、時間刻みＤＣを変化させることで目的の波形を成形する。なお、電圧ステップＤＶを一定ではなく、可変としてもよいことは言うまでもない。
　つぎに、図４および図５を参照して、周波数情報の算出処理について説明する。
（直交復調処理）
　図４のステップＳ１０１の処理および図５における余弦関数および正弦関数発生器３１、乗算器３２ａ，３２ｂでの処理がこれに対応する。具体的には、ＡＤＣ１６にてサンプリングしたデータを、直交検波によりＩ（Ｉｎ－ｐｈａｓｅ、同相）成分およびＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、直交）成分という２つの信号に分離する。これらＩ成分およびＱ成分の信号は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
（フィルタ処理）
　図４のステップＳ１０２の処理および図５におけるローパスフィルタ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：以下「ＬＰＦ」と表記）３３ａ，３３ｂでの処理がこれに対応する。なお、本実施の形態では、ステップＳ１０１の直交復調処理で得られたＩ信号およびＱ信号の各々に対して、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによる重み付け係数を乗算した処理とする。このＦＩＲフィルタ処理は次式で表すことができる。なお、フィルタ処理は、ＦＩＲフィルタに限定されるものではなく、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
（位相計算）
　図４のステップＳ１０３の処理および図５における逆正接関数演算器３４での処理がこれに対応する。ステップＳ１０３の処理では、次式で示される瞬時位相θ（ｎ）が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
（周波数の算出）
　図４のステップＳ１０４の処理および図５における周波数演算器３５での処理がこれに対応する。ステップＳ１０４の処理では、次式で示される瞬時周波数ｆ''（ｎ）が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　以上の計算により、時間と周波数の関係が得られる。得られた周波数は、次式で示される変換式にて、７６から７７ＧＨｚ帯の数値に変換される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、上記（５）式は、基準周波数発生器１８の局部発振信号周波数ｆｘｏが１９ＧＨｚである場合、すなわち、ＶＣＯ４の分周信号を１９ＧＨｚ帯でモニタした場合の算出式である。
（フィルタによる遅延時間の考慮）
　図４のステップＳ１０５の処理がこれに対応する。ステップＳ１０５の処理では、ステップＳ１０１からステップＳ１０４の処理で得られた時間と周波数の関係を、ＦＩＲフィルタにより発生した遅延時間を考慮して、周波数データをシフトする処理を行う。具体的に、ステップＳ１０５では、次式で示されるシフト処理を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　つぎに、多項式近似による補正処理について説明する。まず、図４に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって算出された周波数情報は、時間に対する周波数データとしてマイコン１０の不揮発性メモリ１９に格納される。また、図３の図面を参照して説明した変調制御データは、時間に対する電圧データとして、マイコン１０のＬＵＴ９に格納されている。ここで説明する多項式近似による補正処理は、「時間に対する周波数データ」と「時間に対する電圧のデータ」を参照することにより、電圧と周波数との関係を多項式にて近似する処理を行うものである。なお、多項式で近似された近似関数をもとに、周波数の線形性を得るために必要な変調データが生成され、次周期に出力する変調制御データとしてＬＵＴ９に適用される。すなわち、多項式で近似された近似関数によって、ＬＵＴ９に格納された変調制御データが更新される。
　つぎに、多項式近似による補正処理の一例について、図６を参照して説明する。なお、図６の例の前提として、ＤＡＣ７のビット数を１０ビットとし、多項式近似の関数として２次関数を使用する。
（電圧範囲の決定）
　図６のステップＳ２０１の処理がこれに対応する。具体的には、次式に示すように周波数を電圧の２次関数で表し、中心電圧Ｖｃに対応する中心周波数ｆｃを求め、必要な変調幅Δｆ分の開始周波数ｆｍｉｎと、開始電圧Ｖｍｉｎとを設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
（電圧刻みの設定）
　図６のステップＳ２０２の処理がこれに対応する。具体的には、電圧ステップＤＶを固定値で設定する。
（初期電圧および初期周波数の設定）
　図６のステップＳ２０３の処理がこれに対応する。具体的に、初期電圧Ｖ０は、上記（７）式で求めた開始電圧Ｖｍｉｎを電圧刻みごとにＤＡＣ７の持ちうる値に丸めたものであり、この値が開始電圧ＢＶとなる。また、初期周波数ｆ０はＶ０に対応する周波数である。次式で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
（時間刻みデータの算出）
　図６のステップＳ２０４の処理がこれに対応する。なお、αは変調幅と規定時間から求められる周波数の理論傾きである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記（９）式と上記（７）式における２次関数の近似式（第１式）から、時間算出式は次式のように表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、電圧は初期電圧をＶ０として、電圧刻みを１ステップずつ変化させる。求めた時間は、マイコン１０の最小時間分解能で量子化されて表現される。
（最終電圧の算出）
　図６のステップＳ２０５の処理がこれに対応する。具体的には、ステップＳ２０４で算出する時間刻みデータの累積時間が、規定時間を超えないところまで計算する。得られた時間刻みＤＣの個数が時間データ数ＤＮとなる。なお、初期電圧Ｖ０に対し、最終電圧Ｖｅは、次式のように計算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　つぎに、実施の形態１に係るＬＵＴ９の更新処理および更新後の送信処理について、図７のタイムチャートを使用して説明する。図７では、横軸に時間をとり、縦軸には、上部側から、モジュール電源のＯＮ状態、三角波変調信号、送信周波数、ＶＣＯ制御電圧および送信系制御電圧を示している。
　ＬＵＴ９には、変調制御データの初期値として、予め決められたデータが格納されている。この予め決められたデータは、デフォルトチャープデータと称される。図７において、デフォルトチャープデータは、三角波変調信号における波形Ｋ１で示されている。ＶＣＯ４の特性変動がない場合、送信アンテナ１から送信されるＦＭ－ＣＷ信号の周波数の波形は、波形Ｋ４に示すようなリニアリティのある波形となる。一方、経年劣化等により、ＶＣＯ４に特性変動が生じた場合、送信アンテナ１から送信されるＦＭ－ＣＷ信号の周波数の波形は、波形Ｋ２に示されるようなリニアリティのない波形となる。そこで、実施の形態１では、ＶＣＯ４の分周信号をディジタル信号に変換して定期的にモニタすると共に、ＶＣＯ４の分周信号における位相情報から周波数情報を算出している（図４の処理フロー）。さらに、算出結果を使用して補正処理を行い、送信周波数のリニアリティ確保に必要な電圧データを計算している（図６の処理フロー）。図６の処理を行った後、ＬＵＴ９のデータは波形Ｋ３で示されるようなデータに更新されており、波形Ｋ２に対して波形Ｋ３を用いてＦＭ－ＣＷ信号を生成すれば、波形Ｋ４に示されるようなリニアリティのある波形が生成される。
　なお、１回目の周波数情報を算出し、補正処理を行ってＬＵＴ９を更新するまでは、ＦＭ－ＣＷ信号の送信は行わない。この処理は、図７に示すように、モジュール電源がオンされた後にＶＣＯ制御電圧をオンにして周波数の算出処理および補正処理は行うものの、送信系制御電圧をオフにしておけば、ＦＭ－ＣＷ信号の送信を抑止することができる。また、ＬＵＴ９の更新に同期させて、送信系制御電圧をオンにすれば、ＬＵＴ９の更新後に速やかにＦＭ－ＣＷ信号の送信が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１では、ＶＣＯ４の分周信号の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データでＬＵＴ９に格納されたデータを更新することとしたので、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に的確に対応することができる。また、ＶＣＯの特性変動に的確に対応することができるので、出荷検査工程における検査時間を削減でき、出荷後におけるフィードバック制御の仕組みを構築でき、ＶＣＯ補正の高精度が可能となる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、多項式近似による補正処理として、Ｖ－ｆ曲線を２次関数で近似した場合の算出処理について説明した。すなわち、実施の形態１は、電圧初期値を２次関数を用いて直接計算する手法であった。これに対し、実施の形態２では、電圧初期値を直接計算するのではなく、近似解を利用した反復法による解法を用いることにより、Ｖ－ｆ曲線を３次以上の多項式または指数関数を含む他の関数でも近似できるようにした手法を提案する。
　以下、本実施の形態では、２次関数以外の関数の一例として、３次関数を用いた場合の算出処理について、図８から図１２の図面を参照して説明する。図８は、３次関数を用いた周波数初期値および電圧初期値の算出処理を示すフローチャートである。図８に示す処理フローの全体は、図６に示したステップＳ２０３に対応する処理である。図９は、デフォルトチャープの波形を示す図である。図１０は、Ｖ－ｆ特性の波形を示す図である。図１１は、所望のｔ－ｆ特性を示す図である。図１２は、所望のｔ－ｆ特性を得るための補正時の印加電圧を示す図である。なお、基本的な構成は、図１または図２に示す実施の形態１の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
　まず、図９に示すようなリニア特性を有するデフォルトチャープを印加する（ステップＳ３０１）。なお、前述の通り、デフォルトチャープデータは、ＬＵＴ９に格納されている。デフォルトチャープの印加によって、図１０に示すようなＶ－ｆ特性が表れるので、このＶ－ｆ特性を表す曲線すなわちＶ－ｆ曲線を取得する（ステップＳ３０２）。
　つぎに、ステップＳ３０２で得られたＶ－ｆ曲線を、次式で示されるような３次関数で近似する（ステップＳ３０３）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　また、このとき、次式で示される（１２）式の微分形も準備しておく。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　つぎに、周波数初期値ｆｍｉｎを決定する（ステップＳ３０４）。具体的な例で説明すると、電圧２．５Ｖを中心周波数とし、変調帯域を±２００ＭＨｚと定義すれば、周波数初期値ｆｍｉｎを決定することができる。
　ステップＳ３０４で得られた周波数初期値ｆｍｉｎを上記（１２）式に代入し、次式で示される３次方程式をたてる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　一般に、ｆ（ｘ）＝０となるｘを求める際、近似解ｘ０をとることにより、次式で示される漸化式によって、ｘに収束する数列を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　電圧初期値Ｖｍｉｎの近似解として、経験からＶ０＝１を与える。その後は、上記（１４）式に従って反復計算を実施することで、電圧初期値Ｖｍｉｎが求められる（ステップＳ３０５）。実際のところ、電圧初期値Ｖｍｉｎの計算は、５回程度の繰り返し計算により、所望の値に収束する。
　最後に、時間刻みデータを算出する（ステップＳ３０６）。ステップＳ３０６の処理の考え方は、図６に示すステップＳ２０４の処理と同等である。説明は重複するが、図６の説明とは関数が異なるので、以下に説明する。
　まず、目標とする周波数データは、リニアリティを得るために、次式のように１次関数で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記（１２）、（１６）式により、次式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　上記（１７）式において、αは周波数の傾き（ＧＨｚ／μｓ）であり、変調幅および変調時間から求めることができる。また、βには、周波数初期値ｆｍｉｎを代入すればよい。以下、上記のステップＳ３０５で求めた電圧初期値Ｖｍｉｎから初めて、電圧刻みを１ステップずつ変化させる。このとき、１ステップずつ変化させた電圧刻みに対応する時間データ、すなわち時間刻みデータを取得する。ここで取得した時間刻みデータは、次周期に出力する変調制御データとしてＬＵＴ９に適用される。すなわち、３次関数で近似した近似関数によって、ＬＵＴ９に格納された変調制御データが更新される。以降の処理は、実施の形態１で説明した通りであり、ここでの説明は省略する。
　以上説明したように、実施の形態２では、リニア特性を有するデフォルトチャープを印加することによって表れるＶ－ｆ特性から算出した周波数初期値および電圧初期値を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させることで生成した補正データでＬＵＴ９に格納されたデータを更新することとしたので、経年劣化等によるＶＣＯの特性変動に的確に対応することができる。また、ＶＣＯの特性変動に的確に対応することができるので、出荷検査工程における検査時間を削減でき、出荷後におけるフィードバック制御の仕組みを構築でき、ＶＣＯ補正の高精度が可能となる。
実施の形態３．
　実施の形態１では、位相計算による周波数の算出処理と、多項式近似による補正処理とを併用して、ＬＵＴ９の更新処理を行う実施の形態について説明したが、実施の形態３では、ＬＵＴ９の２回目以降の更新処理を時間誤差計算による補正処理で代用する実施の形態を説明するものである。なお、基本的な構成は、図１または図２に示す実施の形態１の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
　つぎに、実施の形態３に係るＦＭ－ＣＷレーダの要部について、図１３および図１４を参照して説明する。図１３は、マイコン１０における時間誤差計算による補正処理の流れを示すフローチャートである。図１４は、「時間誤差計算による補正処理」の概念の説明に供する図である。
（理想周波数直線からの誤差の計算）
　図１３のステップＳ４０１の処理がこれに対応する。具体的には、まず、図４に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって「時間に対する周波数データ」を算出する。つぎに、「時間に対する周波数データ」と理想周波数直線との誤差δｔ（ｉ）を次式に基づいて計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上記（１８）式において、ｆｉｄｅａｌは理想周波数直線であり、ｆｄｅｔｅｃｔは、図４のフローで算出した周波数データである。また、αは変調幅と規定時間とから求められる周波数の理論的な傾き値（以下「理論傾き値」という）である。算出のイメージは、図１４に示す通りであり、実線波形で示される周波数データの波形ｆｄｅｔｅｃｔと、理想周波数直線の波形ｆｉｄｅａｌとの間の矢印の成分、すなわち時間軸方向の差分値を誤差として算出する処理となる。
（時間刻みデータの補正）
　図１３のステップＳ４０２の処理がこれに対応する。具体的には、上記（１８）式にて算出した理想周波数直線からの誤差を利用し、時間刻みＤＣを補正する。データ範囲の最初をｋ番目とすると、補正後の時間刻みＤＣは、次式で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　上記（１９）式において、ＤＣ（ｋ）はｋ番目における補正前のデータであり、δｔ（ｋ）はＤＣ（ｋ）を使用して求めた誤差成分であり、ＤＣ'（ｋ）はｋ番目における補正後のデータである。同様に、ＤＣ（ｋ＋１）はｋ＋１番目における補正前のデータであり、δｔ（ｋ＋１）はＤＣ（ｋ＋１）を使用して求めた誤差成分であり、ＤＣ'（ｋ＋１）はｋ＋１番目における補正後のデータである。
　図１３のフローを用いた場合、実施の形態３に係るＬＵＴ９の更新は以下の処理となる。まず、ＬＵＴ９の１回目の更新では、デフォルトチャープデータに対する周波数特性を多項式近似し（上述の例では２次関数近似）、その結果からリニアリティ確保に必要な電圧テーブルを計算する。一方、ＬＵＴ９の２回目以降の更新では、多項式近似は使用せず、図１３のフローに従って、理想周波数直線に対する時間誤差を算出し、当該時間誤差を使用して各時間データの補正を行う。
　以上のように、実施の形態３では、算出した周波数情報のデータと、理想周波数直線の波形データとの間の時間軸方向の差分を誤差として算出し、算出した誤差で時間軸方向の補正を行うこととしたので、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。
実施の形態４．
　実施の形態４では、周囲温度の変動によるＶＣＯの特性変動の兆候を把握し、ＦＭ－ＣＷレーダにおける送信周波数の異常を検出して警報およびエラーを出力する機能を付加するものである。なお、基本的な構成は、図１または図２に示す実施の形態１の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
　つぎに、実施の形態４に係るＦＭ－ＣＷレーダの要部について、図１５から図１８を参照して説明する。図１５は、マイコン１０の不揮発性メモリ１９に格納される格納データのイメージを表形式で示す図である。図１６は、実施の形態４に係る「警報処理」の流れを示すフローチャートである。図１７は、実施の形態４に係る「異常判定処理」の流れを示すフローチャートである。図１８は、実施の形態４に係る「特異点の判定処理」の流れを示すフローチャートである。
　周囲温度モニタ１１によって送受信モジュールの周囲温度が定期的にモニタされる。周囲温度モニタ１１がモニタした温度データは、ＦＭ－ＣＷ信号における送信信号の周波数である送信周波数と共に不揮発性メモリ１９に格納される。
　図１６に示す警報処理のフローでは、まず、送信周波数が予め設定された公差内であるか否かが判定され（ステップＳ５０１）、送信周波数が予め設定された公差から外れていれば（ステップＳ５０１，Ｎｏ）、劣化兆候があるものとして、上位制御部に警報を出力する（ステップＳ５０２）。送信周波数が予め設定された公差内であれば（ステップＳ５０１，Ｙｅｓ）、警報は出力しない。
　周囲温度のデータと共に送信周波数の情報を不揮発性メモリ１９に格納することで、送信周波数が規定値からズレが生じていないかを確認することができ、要すれば上位制御部に警報を出力することが可能となる。
　なお、格納できるデータ数には制限があるため、予め決められた温度間隔でデータを保持し、該当する温度のデータがない場合には、該当する温度の値を線形近似によって求めればよい。
　図１６の処理フローは、送信信号の周波数が公差内であるか否かの判定処理であったが、電波法を遵守しているか否かの判定処理として、図１７の処理フローを実行してもよい。なお、図１６の処理フローと、図１７の処理フローとは併存が可能である。
　図１７の処理フローを実施する場合、図１５に示すように、電波法で規定された送信周波数の上限値である送信周波数Ｍａｘと、送信周波数の下限値である送信周波数Ｍｉｎと、送信レーダ信号の変調幅とを、周囲温度モニタ１１がモニタした温度データと共に不揮発性メモリ１９に格納しておく。
　図１７に示す異常判定処理のフローでは、まず、送信周波数が上限値と下限値との範囲内にあるか否かが判定され（ステップＳ６０１）、上限値と下限値との範囲内でなければ（ステップＳ６０１，Ｎｏ）、異常が発生しているとして、上位制御部にエラーを出力する（ステップＳ６０３）。また、上限値と下限値との範囲内にある場合でも（ステップＳ６０１，Ｙｅｓ）、さらにＦＭ－ＣＷ信号の変調帯域幅が上限値の範囲内にあるか否かを判定し（ステップＳ６０２）、変調帯域幅が上限値の範囲内になければ（ステップＳ６０２，Ｎｏ）、上位制御部にエラーを出力する（ステップＳ６０３）。
　なお、上位制御部にエラーが出力された場合、送信出力停止等の処置が行われることは言うまでもない。
　また、図１６および図１７の処理フローに加えて、図１８の処理フローを実行してもよい。なお、これら図１６から図１８までの処理フローは、それぞれが併存可能である。
　図１８に示す特異点の判定処理のフローでは、まず、送信周波数Ｍｉｎに温度の特異点がないかどうか調べ（ステップＳ７０１）、特異点が有れば（ステップＳ７０１，Ｎｏ）、上位制御部に警報を出力する（ステップＳ７０３）。また、送信周波数Ｍｉｎに温度の特異点がない場合でも（ステップＳ７０１，Ｙｅｓ）、さらに送信周波数Ｍａｘに温度の特異点がないかどうか調べ（ステップＳ７０２）、特異点が有れば（ステップＳ７０２，Ｎｏ）、上位制御部に警報を出力する（ステップＳ７０３）。なお、ここで言う特異点とは、特定の温度で異なった振る舞いをしていないかどうかを調べることが目的である。特異点の情報を得ることにより、不具合が起こったときの故障探求が容易になり、装置の信頼性の向上に寄与できるという効果がある。
　なお、上記図１８の処理フローでは、送信周波数Ｍｉｎおよび送信周波数Ｍａｘの双方に対して特異点の判定処理を行っているが、少なくとも一方に対して特異点の判定処理を行うことでもよく、上記の効果は得られる。
　以上説明したように、実施の形態４では、高周波回路１３を含む送受信モジュールの周囲温度をモニタし、モニタした温度データをＦＭ－ＣＷ信号における送信周波数と共に不揮発性メモリ１９に格納することとしたので、実施の形態１の効果に加え、警報処理、異常判定処理、および、特異点の判定処理を行うことができるという効果が得られる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　例えば、実施の形態１の処理と、実施の形態３の処理とを組み合わせて実施してもよい。また、実施の形態１の処理と、実施の形態４の処理と、を組み合わせてもよいし、実施の形態３の処理と、実施の形態４の処理と、を組み合わせてもよい。また、実施の形態１から実施の形態４までの全ての処理を組み合わせてもよい。
　１　送信アンテナ（Ｔｘ）、２　受信アンテナ（Ｒｘ）、３　電力分配器、５，１７　ミキサ、６　ベースバンドアンプ回路、７　ＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）、８，１６　ＡＤＣ（アナログディジタル変換器）、９　ＬＵＴ（ルックアップテーブル）、１０　マイコン、１１　周囲温度モニタ、１２　制御回路、１３　高周波回路、１４　信号処理部、１５　プリスケーラ、１８　基準周波数発生器、１９　不揮発性メモリ、３１　正弦関数発生器、３２ａ，３２ｂ　乗算器、３４　逆正接関数演算器、３５　周波数演算器。

Claims (8)

  1. 　ＦＭ－ＣＷ方式による周波数変調を利用するＦＭ－ＣＷレーダであって、
    　前記ＦＭ－ＣＷレーダには、
    　目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、
    　前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、
    　が構成され、
    　前記高周波回路には、前記信号処理部からの変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器が設けられ、
    　前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられ、
    　前記信号処理部は、リニア特性を有するデフォルトチャープを印加することによって表れる電圧周波数特性から算出した周波数初期値および電圧初期値を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させることで生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新する
    　ことを特徴とするＦＭ－ＣＷレーダ。
  2. 　１回目の周波数情報を算出し、補正処理を行って前記ルックアップテーブルを更新するまでは、ＦＭ－ＣＷ信号の送信は行わないことを特徴とする請求項１に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  3. 　前記信号処理部は、算出した前記周波数情報のデータと、理想周波数直線の波形データとの間の時間軸方向の差分を誤差として算出し、算出した前記誤差で時間軸方向の補正を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  4. 　前記信号処理部には、不揮発性メモリが設けられ、
    　前記信号処理部は、前記高周波回路を含む送受信モジュールの周囲温度をモニタし、モニタした温度データを前記ＦＭ－ＣＷ信号における送信周波数と共に前記不揮発性メモリに格納する
    　ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  5. 　前記信号処理部は、前記不揮発性メモリに格納した前記温度データを使用して前記送信周波数が予め設定された公差内であるか否かを判定し、前記送信周波数が前記公差から外れている場合には、上位制御部に警報を出力することを特徴とする請求項４に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  6. 　前記信号処理部は、前記不揮発性メモリに格納した前記温度データを使用して前記送信周波数が上限値と下限値との範囲内にあるか否か、または、前記ＦＭ－ＣＷ信号の変調帯域幅が上限値の範囲内にあるか否かを判定し、前記送信周波数が前記上限値と前記下限値との範囲内になく、または、前記変調帯域幅が上限値の範囲内になければ、上位制御部にエラーを出力することを特徴とする請求項４に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  7. 　前記信号処理部は、前記不揮発性メモリに格納した前記温度データを使用して前記送信周波数の下限値および前記送信周波数の上限値のうちの少なくとも一方に特異点がないかどうか判定し、前記特異点が有ると判定された場合には、上位制御部に警報を出力することを特徴とする請求項４に記載のＦＭ－ＣＷレーダ。
  8. 　周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器を具備する高周波回路と、前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、少なくとも目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、を備えたＦＭ－ＣＷレーダが送信するＦＭ－ＣＷ信号の生成方法であって、
    　前記信号処理部には、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルが設けられており、
    　前記ＦＭ－ＣＷレーダは、
    　リニア特性を有するデフォルトチャープを印加する第１ステップと、
    　前記デフォルトチャープの印加によって表れる電圧周波数特性から周波数初期値および電圧初期値を算出する第２ステップと、
    　前記第２ステップの算出結果を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させた時間データを算出する第３ステップと、
    　前記第３ステップで算出された時間データを使用して、前記ルックアップテーブルに格納されている値を更新する第４ステップと、
    　を含む処理を実行して前記ＦＭ－ＣＷ信号を生成することを特徴とするＦＭ－ＣＷ信号の生成方法。
PCT/JP2016/064497 2016-05-16 2016-05-16 Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法 WO2017199296A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018517939A JP6647396B2 (ja) 2016-05-16 2016-05-16 Ｆｍ−ｃｗレーダ
CN201680085580.6A CN109196375B (zh) 2016-05-16 2016-05-16 Fm-cw雷达以及fm-cw信号的生成方法
PCT/JP2016/064497 WO2017199296A1 (ja) 2016-05-16 2016-05-16 Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法
US16/094,943 US11029389B2 (en) 2016-05-16 2016-05-16 FM-CW radar and method of generating FM-CW signal
EP16902316.5A EP3460510B1 (en) 2016-05-16 2016-05-16 Fm-cw radar and method for generating fm-cw signal

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2016/064497 WO2017199296A1 (ja) 2016-05-16 2016-05-16 Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017199296A1 true WO2017199296A1 (ja) 2017-11-23

Family

ID=60326302

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/064497 WO2017199296A1 (ja) 2016-05-16 2016-05-16 Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11029389B2 (ja)
EP (1) EP3460510B1 (ja)
JP (1) JP6647396B2 (ja)
CN (1) CN109196375B (ja)
WO (1) WO2017199296A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020059481A1 (ja) * 2018-09-20 2020-03-26 京セラ株式会社 電子機器、電子機器の制御方法、及び電子機器の制御プログラム
US10968380B2 (en) 2016-01-07 2021-04-06 Schlumberger Technology Corporation Crosslinked synthetic polymer-based reservoir drilling fluid
JPWO2020194462A1 (ja) * 2019-03-25 2021-10-14 三菱電機株式会社 レーダ装置
WO2024090071A1 (ja) * 2022-10-25 2024-05-02 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 測距装置、光検出装置、および信号処理装置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11490363B2 (en) * 2018-04-18 2022-11-01 Google Llc User device-initiated bandwidth request
US11204410B2 (en) * 2019-02-11 2021-12-21 Nxp B.V. Radar-based communication
CN111025278B (zh) * 2019-12-31 2023-09-01 北京中科飞鸿科技股份有限公司 一种无线电高度表
EP4130781A4 (en) * 2020-04-23 2023-08-30 Huawei Technologies Co., Ltd. METHOD AND DEVICE FOR CONTROLLING RADAR FREQUENCY JUMPS, RADAR SPEED MEASUREMENT METHODS AND RADAR
US11550027B2 (en) 2020-05-04 2023-01-10 Nxp B.V. Predistortion technique for joint radar/communication systems

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4593287A (en) * 1982-09-30 1986-06-03 The Boeing Company FM/CW sweep linearizer and method therefor
JP2003232851A (ja) * 2002-02-08 2003-08-22 Murata Mfg Co Ltd レーダおよびその特性調整方法
JP2003294835A (ja) * 2002-04-01 2003-10-15 Murata Mfg Co Ltd レーダ
JP2006337263A (ja) * 2005-06-03 2006-12-14 Mitsubishi Electric Corp 電波レーダ装置
WO2008010298A1 (fr) * 2006-07-21 2008-01-24 Mitsubishi Electric Corporation circuit de génération de signal de modulation, module de transmission/réception et dispositif de radar
JP2008232859A (ja) * 2007-03-20 2008-10-02 Mitsubishi Electric Corp ミリ波送受信モジュール
WO2009028010A1 (ja) * 2007-08-28 2009-03-05 Fujitsu Limited 位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置
JP2010011483A (ja) * 2009-10-01 2010-01-14 Mitsubishi Electric Corp 温度補正装置
JP2014185973A (ja) * 2013-03-25 2014-10-02 Mitsubishi Electric Corp Ｆｍ−ｃｗレーダ装置

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5172123A (en) 1985-01-29 1992-12-15 Hercules Defense Electronics, Inc. Frequency feedback linearizer
JPH0718172Y2 (ja) 1989-04-12 1995-04-26 横河電機株式会社 可変周波数信号発生装置
DE10018552A1 (de) 2000-04-14 2001-10-18 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Erfassung und Korrektur von Nichtlinearitäten in einem Mikrowellenradarsystem
KR100395213B1 (ko) 2001-03-22 2003-08-21 주식회사 버카나와이어리스코리아 직교 신호 발생기 및 직교 신호 위상 오류 보정 방법
KR100462600B1 (ko) 2002-04-02 2004-12-20 삼성전자주식회사 디스플레이 패널 구동 시스템의 전원 자동 조정 제어 장치및 방법
EP1533906B1 (en) 2002-08-26 2008-01-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Waveform generation method, waveform generation program, waveform generation circuit, and radar device
JP4605157B2 (ja) 2004-02-25 2011-01-05 三菱電機株式会社 波形生成方法、レーダ装置及びレーダ装置用発振装置
JP5034306B2 (ja) 2006-04-28 2012-09-26 富士通株式会社 周波数変調回路及びｆｍ−ｃｗレーダ装置並びに通信統合レーダ装置
EP2600520B1 (en) 2006-07-21 2014-09-10 Mitsubishi Electric Corporation Modulation signal generation circuit, transmission/reception module, and radar device
US7898344B2 (en) 2006-09-12 2011-03-01 Fujitsu Limited Phase-locked oscillator and multi-radar system using same
JP4983409B2 (ja) * 2007-06-04 2012-07-25 富士通株式会社 位相同期発振器及びそれを用いたマルチレーダシステム
JP4977443B2 (ja) 2006-10-31 2012-07-18 日立オートモティブシステムズ株式会社 レーダ装置及びレーダ検出方法
JP4407769B2 (ja) 2006-12-11 2010-02-03 株式会社村田製作所 レーダ装置
JP4978276B2 (ja) 2007-03-30 2012-07-18 三菱電機株式会社 パルス信号検出装置
JP2011082744A (ja) 2009-10-06 2011-04-21 Nec Corp 電圧制御発振装置および振幅調整方法
CN101793964A (zh) * 2010-03-09 2010-08-04 浙江大学 带有数字化温度补偿的60GHz毫米波汽车防撞雷达装置
JP5178761B2 (ja) 2010-03-19 2013-04-10 株式会社東芝 Ｆｍｃｗ信号生成回路及びレーダー装置
JP5586297B2 (ja) 2010-03-29 2014-09-10 三菱電機株式会社 温度異常検知装置およびミリ波レーダモジュール
JP5670149B2 (ja) 2010-06-09 2015-02-18 株式会社日立国際電気 無線機
JP5566974B2 (ja) 2011-08-29 2014-08-06 株式会社東芝 信号生成回路、発振装置、レーダー装置
KR102038557B1 (ko) 2012-11-07 2019-10-30 현대모비스 주식회사 레이더 시스템의 신호 선형화 장치 및 방법
EP3203260A4 (en) * 2014-10-03 2018-06-06 Mitsubishi Electric Corporation Signal-generating circuit

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4593287A (en) * 1982-09-30 1986-06-03 The Boeing Company FM/CW sweep linearizer and method therefor
JP2003232851A (ja) * 2002-02-08 2003-08-22 Murata Mfg Co Ltd レーダおよびその特性調整方法
JP2003294835A (ja) * 2002-04-01 2003-10-15 Murata Mfg Co Ltd レーダ
JP2006337263A (ja) * 2005-06-03 2006-12-14 Mitsubishi Electric Corp 電波レーダ装置
WO2008010298A1 (fr) * 2006-07-21 2008-01-24 Mitsubishi Electric Corporation circuit de génération de signal de modulation, module de transmission/réception et dispositif de radar
JP2008232859A (ja) * 2007-03-20 2008-10-02 Mitsubishi Electric Corp ミリ波送受信モジュール
WO2009028010A1 (ja) * 2007-08-28 2009-03-05 Fujitsu Limited 位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置
JP2010011483A (ja) * 2009-10-01 2010-01-14 Mitsubishi Electric Corp 温度補正装置
JP2014185973A (ja) * 2013-03-25 2014-10-02 Mitsubishi Electric Corp Ｆｍ−ｃｗレーダ装置

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10968380B2 (en) 2016-01-07 2021-04-06 Schlumberger Technology Corporation Crosslinked synthetic polymer-based reservoir drilling fluid
US11795369B2 (en) 2016-01-07 2023-10-24 Schlumberger Technology Corporation Crosslinked synthetic polymer-based reservoir drilling fluid
WO2020059481A1 (ja) * 2018-09-20 2020-03-26 京セラ株式会社 電子機器、電子機器の制御方法、及び電子機器の制御プログラム
JPWO2020194462A1 (ja) * 2019-03-25 2021-10-14 三菱電機株式会社 レーダ装置
DE112019007076T5 (de) 2019-03-25 2021-12-16 Mitsubishi Electric Corporation Radarvorrichtung
US20220082677A1 (en) * 2019-03-25 2022-03-17 Mitsubishi Electric Corporation Radar device
JP7154386B2 (ja) 2019-03-25 2022-10-17 三菱電機株式会社 レーダ装置
WO2024090071A1 (ja) * 2022-10-25 2024-05-02 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 測距装置、光検出装置、および信号処理装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3460510A1 (en) 2019-03-27
EP3460510A4 (en) 2019-06-26
JPWO2017199296A1 (ja) 2018-08-30
JP6647396B2 (ja) 2020-02-14
EP3460510B1 (en) 2021-03-17
US20190120933A1 (en) 2019-04-25
CN109196375B (zh) 2023-06-30
US11029389B2 (en) 2021-06-08
CN109196375A (zh) 2019-01-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017199296A1 (ja) Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法
JP6479155B2 (ja) Ｆｍ−ｃｗレーダおよびｆｍ−ｃｗ信号の生成方法
JP5566974B2 (ja) 信号生成回路、発振装置、レーダー装置
US10145937B2 (en) Dynamic IQ mismatch correction in FMCW radar
CN107250833B (zh) 雷达装置
JP5727978B2 (ja) Ｆｍｃｗ信号発生器
US10585169B2 (en) Signal generating circuit
US20180267159A1 (en) Signal generator
JP6351910B2 (ja) 周波数変調回路、ｆｍ−ｃｗレーダおよび高速変調レーダ
US10330775B2 (en) Transmitter, transmission method, phase adjustment device, and phase adjustment method
JP6598948B2 (ja) Ｆｍ−ｃｗレーダ
CN112204421B (zh) 雷达装置、控制电路以及程序存储介质
JP5117999B2 (ja) 距離測定装置
GB2547551A (en) An electronic circuit

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018517939

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16902316

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016902316

Country of ref document: EP

Effective date: 20181217