CN109073745B - 频率调制电路、fm-cw雷达及高速调制雷达 - Google Patents

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Abstract

频率调制电路(110‑1)包括VCO(5)、DIV(19)、MIX(20)、单相差动转换器(18)及信号处理电路(6)。信号处理电路(6)在通过正交解调方式并利用微机的程序对中间频率信号进行差动运算处理后，根据相位信息测量频率，对基于逆函数校正后啁啾的调制控制电压而输出的IF信号的时间‑频率数据进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对时间误差进行校正的调制校正。

Description

频率调制电路、FM-CW雷达及高速调制雷达
技术领域
本发明涉及进行频率调制的雷达的频率调制电路、FM-CW雷达及高速调制雷达。
背景技术
采用电路结构较为简单的FM-CW(Frequency Modulated-Continuous Waves：调频连续波)方式的现有的FM-CW雷达测量经频率调制的发送信号与由目标物反射的接收信号之间的差拍信号的频率，计算出与目标物之间的相对距离及相对速度。此外，采用FM-CW方式的现有的FM-CW雷达中设有电压控制振荡器即VCO(Voltage Controlled Oscillator：压控振荡器)。
VCO根据调制控制电压输出经频率调制的振荡频率信号，但该振荡频率信号要求较高的调制线性。然而，VCO是利用电压来控制频率的半导体器件，因此相对于电压示出非线性的频率特性。此外，因个体差异的偏差或温度特性，VCO的频率特性发生变动。因此，需要在发货检查工序中测量VCO的振荡频率信号并对调制线性进行调整作业，从而成为量产时削减检查时间的枷锁。
专利文献1所代表的现有的FM-CW雷达为了获得VCO的调制线性，利用调制控制电压用的LUT(Look Up Table：查找表)对VCO的振荡频率信号进行校正、或者在频率调制电路上设置测量VCO的振荡频率信号的机构来进行反馈控制，由此来应对因出货后的长年老化而产生的VCO的特性变动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2007-298317号公报
发明内容
发明所要解决的问题
专利文献1所代表的现有的FM-CW雷达利用分频器即DIV(Divider)对VCO的振荡频率信号进行分频后，利用模数转换器即ADC(Analog to DigitalConverter)将IF(Intermediate Frequency：中频)信号转换成数字信号，该IF信号是利用本地信号进行下转换后得到的中间频率的信号。之后，通过正交解调方式根据IF信号的瞬时相位信息利用微型计算机来测量瞬时频率。以下将微型计算机称为微机。
VCO的振荡频率根据本地信号的频率与分频数计算得到，但具有如下问题：利用正交解调方式测量得到的时间-频率数据缺乏测量精度，即使进行反馈控制也无法获得较高的频率调制的线性。
本发明鉴于上述问题而完成的，其目的在于，获得一种能获得较高的频率调制的线性的频率调制电路。
解决技术问题的技术方案
为了解决上述问题，达成目的，本发明所涉及的频率调制电路包括：数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据发出振荡频率信号；频率分频器，该频率分频器对电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；频率转换器，该频率转换器对从频率分频器输出的分频信号进行下转换；单相差动转换器，该单相差动转换器将从频率转换器输出的单相的中间频率信号转换成差动信号并输出；模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从单相差动转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及信号处理电路，该信号处理电路基于模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新调制控制时间电压数据，并对电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正。
发明效果
根据本发明，起到能获得较高的频率调制的线性的效果。
附图说明
图1是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的频率调制电路的图。
图2是表示图1所示的微机中的调制校正动作的流程图。
图3是用于说明图2所示的微机中的调制校正动作的时序图。
图4是表示利用输入至图1所示的信号处理电路的IF信号并通过正交解调方式根据相位信息来测量频率的结构的图。
图5是用于说明图1所示的信号处理电路中的时间计算方法的图。
图6是用于说明图1所示的信号处理电路中的理想频率曲线计算方法的图。
图7是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的比较例的图。
图8是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第1变形例的图。
图9是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第2变形例的图。
图10是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第3变形例的图。
图11是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第4变形例的图。
图12是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第5变形例的图。
图13是表示本发明实施方式所涉及的高速调制雷达的图。
图14是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达中的频率特性的图。
图15是表示本发明实施方式所涉及的高速调制雷达中的频率特性的图。
具体实施方式
下面，基于附图对频率调制电路、FM-CW雷达及高速调制雷达进行详细说明。另外，本发明并不由本实施方式来限定。
实施方式.
图1是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的频率调制电路的图。图1所示的FM-CW雷达100-1包括频率调制电路110-1、与频率调制电路110-1相连接的发送天线1、与频率调制电路110-1相连接的接收天线14。
频率调制电路110-1包括连接到发送天线1及接收天线14的高频电路2、基于从高频电路2输出的调制信号生成作为调制控制电压的三角波电压信号并输出至高频电路2的VCO5的信号处理电路6。此外，频率调制电路110-1包括单相差动转换器18、基带放大电路11、LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)24、LPF25、控制电路15及周围温度监视器23。
高频电路2包括：利用从信号处理电路6发送的调制控制电压产生经频率调制的调制信号即振荡频率信号的VCO5；以及将VCO5的输出的大部分输出至放大器3、将剩余的输出作为本地信号输出至频率转换器即MIX(Mixer：混频器)12的功率分配器4。
此外，高频电路2包括：对功率分配器4的输出进行放大并输出至发送天线1的放大器3；对接收天线14接收到的接收信号进行放大的低噪声放大器13；以及利用本地信号将由低噪声放大器13放大后的信号下转换成IF信号并输出的MIX12。
高频电路2包括：对VCO5的振荡频率信号进行分频并输出的DIV19；输出本地信号的基准频率发生器21；将从DIV9输出的分频信号与从基准频率发生器21输出的本地信号进行混合，利用本地信号将分频信号下转换成IF信号并输出的MIX20。IF信号的频率相当于分频信号的频率与本地信号的频率的差分的频率。
高频电路2的各要素由MMIC(Microwave Monolithic IC：微波单片IC)构成。
单相差动转换器18将从MIX20输出的单相的IF信号、即单端信号转换成差动信号并进行输出。LPF25抑制从单相差动转换器18输出的正相侧差动信号的不需要的波及噪声并进行输出。LPF24抑制从单相差动转换器18输出的反相侧差动信号的不需要的波及噪声并进行输出。基带放大电路11对MIX12的输出信号进行放大，并作为接收信号进行输出。
LPF24的输出信号被输入至信号处理电路6内的ADC16，LPF25的输出信号被输入至信号处理电路6内的ADC17，用于LUT22内的三角波电压信号用数据的更新。
信号处理电路6包括：主要进行发送处理及测量处理的主电路部即微机10；以及将由微机10发送的三角波电压信号转换成模拟信号并输出至高频电路2的VCO5的数字模拟转换器即DAC(Digital to Analog Converter)7。
此外，信号处理电路6包括：将LPF24的输出信号转换成数字信号的ADC16；将LPF25的输出信号转换成数字信号的ADC17；以及将由基带放大电路11输出的接收信号转换成数字信号并输出至微机10的ADC9。
微机10包括存储提供给VCO5的三角波电压信号用数据的LUT22、以及非易失性存储器8。微机10连接有测量微机10的周围温度的周围温度监视器23。
控制电路15利用微机10控制提供给高频电路2内的各MMIC的各种控制电压。具体而言，高频电路2内的各MMIC由于制造批次的不同而存在偏差，将按每个MMIC来调整并决定的控制电压值存储于微机10内的非易失性存储器中，实际运用时微机10从非易失性存储器8读取出控制电压值，并经由控制电路15提供给高频电路2内的各MMIC。
下面，对FM-CW雷达100-1的动作进行说明。
VCO5利用由信号处理电路6输出的三角波电压信号产生由频率在一定期间内上升的上升调制信号和频率在一定期间内下降的下降调制信号构成的高频的振荡频率信号即FM-CW信号。
该FM-CW信号输入至功率分配器4，其大部分被提供给发送天线1，毫米波电波从发送天线1朝向目标物进行照射。此外，剩余的FM-CW信号作为本地信号被提供给MIX12。
由目标物反射得到的反射波被接收天线14所捕捉，作为接收信号输入至MIX12。MIX12将来自接收天线14的接收信号与来自功率分配器4的本地信号进行混合，输出相当于双方的信号的频率差的频率的差拍信号。该差拍信号由基带放大电路11放大为适当的电平，并经由ADC9输入至微机10。
微机10包括信号处理部10-1，该信号处理部10-1根据所输入的差拍信号的上升调制期间中的频率和下降调制期间中的频率求出到目标物体为止的距离和相对速度，并输出到目标物体为止的相对距离信息和与目标物体的相对速度信息。另外，从信号处理部10-1输出的上述信息被发送至搭载有FM-CW雷达100-1的车辆内所设置的车辆控制部200。车辆控制部200具备统一控制搭载有FM-CW雷达100-1的车辆的动作的功能，车辆控制部200中基于上述信息进行杂物去除、目标识别之类的处理。
另一方面，VCO5的FM-CW信号由DIV19减小到整数份的一个频率，并输入至MIX20。
MIX20中，将由DIV19输出的分频信号与从基准频率发生器21输出的本地信号进行混合，输出IF信号。
IF信号通过单相差动转换器18转换成差动信号，差动信号通过LPF24及LPF25去除了不需要的波及噪声后，经由ADC16及ADC17输入至微机10。
微机10通过正交解调方式根据IF信号的相位信息测量频率，利用测量结果进行校正处理，并为了确保振荡频率信号的频率的调制线性而计算所需的电压表格，对控制电压用的LUT22进行更新。由此，下一周期对VCO5输出的三角波电压信号用的数据被更新。利用DAC7将更新后的三角波电压信号用的数据转换成作为调制控制时间电压数据的模拟信号并输入至VCO5。
另外，对于调制控制时间电压数据的初始值，预先决定的默认啁啾数据(defaultchirp data)预先存储于微机10中，该初始值从微机10输出，并实施从测量频率后且LUT22被更新后不输出默认啁啾数据的处理。
接着，对用于获得VCO5的调制线性的校正处理进行说明。
图2是表示图1所示的微机中的调制校正动作的流程图。图3是用于说明图2所示的微机中的调制校正动作的时序图。图3的上侧示出调制控制电压的波形。图3的下侧示出调制频率特性。图3所示的(1)至(8)的标号与图2所示的S1～S8的编号相对应。
微机10输出默认啁啾的调制控制电压，由此VCO5输出与该调制控制电压相对应的默认啁啾的调制信号(S1)，微机10测量第1次的VCO分频信号的频率(S2)。LUT22更新时，对相对于默认啁啾数据的电压-频率数据进行n次多项式近似(n为2以上的整数)、例如3次函数近似，根据其结果计算确保线性所需的电压表格。该计算通过逆函数校正来进行调制校正(S3)。
微机10输出逆函数校正后的调制控制电压，从而VCO5输出与该调制控制电压相对应的调制信号(S4)，微机10测量第2次以后的VCO分频信号的频率(S5)。微机10对时间-频率数据进行n次多项式近似、例如3次函数近似，第2次以后的LUT22更新时计算相对于理想频率直线的时间误差，进行各时间数据的校正。该计算通过时间误差校正来进行调制校正(S6)。通过输出时间误差校正后的调制控制电压，VCO5输出与该调制控制电压相对应的调制信号(S7)，调制校正完成(S8)。通过S1至S8的动作，调制频率被校正为图3的(8)所示的波形。
对图2的S5至S8中的误差时间的计算方法进行详细说明。图4是表示利用输入至图1所示的信号处理电路的IF信号并通过正交解调方式根据相位信息来测量频率的结构的图。ADC16及ADC17相当于图1所示的ADC16及ADC17，在IF信号经数字化后，微机10通过进行差动运算处理而计算出V’。微机10包括LPF10-2、MIX10-3、频率发生部10-4、MIX10-5、LPF10-6、LPF10-7、瞬时相位差运算部10-8、瞬时频率运算部10-9、及乘法部10-10。利用MIX10-3、频率发生部10-4、MIX10-5及乘法部10-10进行正交解调处理。具体而言，由ADC16采样得到的数据通过正交检波而分离为I(In-phase、同相)分量及Q(Quadrature，正交)分量这两个信号。在第1级的LPF10-2中，进行数字化后的IF信号的谐波及不需要的波分量的抑制处理。通过乘法部10-10进行正交检波，将IF信号分离为I(In-phase)信号与Q(Quadrature)信号这两个信号后，第2级的LPF10-6、10-7抑制乘法处理时的和频率分量(fIF+fLo)，仅使差频率分量(fIF-fLo)通过。在由瞬时相位差运算部10-8根据I信号及Q信号计算出IF信号的瞬时相位差Δθ＝Tan-1(Q/I)后，由瞬时频率运算部10-9测量IF信号的瞬时频率f＝Δθ/Δt。Δt是时间步(time step)。
图5是用于说明图1所示的信号处理电路中的时间计算方法的图。图6是用于说明图1所示的信号处理电路中的理想频率曲线计算方法的图。图5及图6各自的横轴为时间，纵轴为频率。
(1)频率测量
如图4所示，从单相差动转换器18输出的反相侧差动信号V+输入至ADC16，正相侧差动信号V-输入至ADC17，分别被数字化。之后，利用微机10的程序进行差分运算处理，之后通过正交解调方式根据相位信息测量IF信号的频率。另外，S2中也进行同样的频率测量。将S5中测量得到的时间-频率数据设为fDETECT1(t)。
下面说明根据fDETECT1(t)计算相对于理想频率的时间误差的方法。
(2)时间误差计算
在时间与频率的关系中，对时间-频率数据fDETECT1(t)进行n次多项式近似。下述式(1)示出多项式近似后的频率测量数据fDETECT1，A(t)。此外，在将下述式(1)扩张成第i个离散数据的情况下，成为下述式(2)。an、an-1、……a0(n为自然数)是系数，Δt是时间步。
[数学式1]
fDETECT1，A(t)＝antn+an-1tn-1…+a0…(1)
[数学式2]
fDETECT1，A(i)＝an(i·Δt)n+an-1(i·Δt)n-1…+a0…(2)
根据下述式(3)计算时间误差
Figure GDA0002022705360000091
此外，在将下述式(3)扩张成第i个离散数据的情况下，成为下述式(4)那样的
Figure GDA0002022705360000092
[数学式3]
Figure GDA0002022705360000093
[数学式4]
Figure GDA0002022705360000101
上述式(3)的α’(t)是调制斜率，通过对fDETECT1，A进行一次微分而计算得到。下述式(5)示出调制斜率α’(t)。此外，在将下述式(4)扩张成第i个离散数据的情况下，成为下述式(6)那样的α’(i)。
[数学式5]
Figure GDA0002022705360000102
[数学式6]
Figure GDA0002022705360000103
上述式(3)的fIDEAL(t)是理想频率曲线，如下述式(7)所示。此外，在将下述式(7)扩张成第i个离散数据的情况下，成为下述式(8)。下述式(7)及下述式(8)的α是调制斜率理论值。
[数学式7]
fIDEAL(t)＝αt+β…(7)
[数学式8]
fIDEAL(i)＝α·(i·Δt)+β…(8)
以下示出上述式(7)及上述式(8)的β的计算方法。通过将fIDEAL(t)从频率测量结果即fDETECT1，A的调制中心点T1+T/2返回到t＝0，从而计算出β。具体而言，图6所示的A点(T1+T/2)中的fIDEAL通过下述式(9)来求得。此外，根据A点(T1+T/2)中的fDETECT1，A与fIDEAL变成相等的条件，下述式(10)的关系成立。通过下述式(10)，计算出下述式(11)所示的β。
[数学式9]
Figure GDA0002022705360000111
[数学式10]
Figure GDA0002022705360000112
[数学式11]
Figure GDA0002022705360000113
微机10通过上述式(2)、上述式(8)及上述式(11)计算出任意的第i个时间误差
Figure GDA0002022705360000114
使用计算得到的时间误差
Figure GDA0002022705360000115
对逆函数校正后的LUT22进行追加校正，从而如图3的(7)所示那样获得较高的调制线性。
图7是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的比较例的图。图7所示的FM-CW雷达100与实施方式的FM-CW雷达100-1相比，以下点存在不同。
(1)FM-CW雷达100的频率调制电路110中，从MIX20输出的单相的IF信号输入至LPF26。
(2)LPF26的输出信号被输入至信号处理电路6内的ADC16，并转换成数字信号。
图7所示的微机10中，利用在ADC16中转换为数字信号的信号并通过正交解调方式根据IF信号的瞬时相位信息测量瞬时频率。然后，VCO5的振荡频率根据本地信号源的频率与分频数进行计算。该利用正交解调方式测量得到的时间-频率数据缺乏测量精度，进行反馈控制无法获得较高的频率调制的线性。
本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达100-1在信号处理电路6通过正交解调方式利用微机10的差动运算处理程序对IF信号进行了差动运算处理之后，根据由微机10的程序执行处理而获得的相位信息测量频率，对基于逆函数所进行的校正后的调制控制电压而输出的IF信号的时间-频率数据进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对时间误差进行校正的调制校正。由此，能获得以下那样的效果。
(1)频率测量方法
通过对VCO的分频输出的IF信号进行差动输出化，并利用微机10的差动运算处理程序进行差动运算处理，能抑制信号所包含的DC偏移、偶数次谐波及共模噪声，能提高正交解调方式中的频率测量时的测量误差。此外，在对图7所示的ADC16使用了差动ADC的情况下，不仅元器件成本有所增加，构成差动ADC的模块的占有面积也增加，但本实施方式所涉及的FM-CW雷达100-1中能使用仅与单端对应的ADC16、17，能抑制元器件成本，能实现高精度的频率测量。此外，通过进行该高精度的频率测量，调制校正精度有所提高。其结果是，调制线性得到提高，能更高精度地求出到目标物为止的距离与相对速度。此外，VCO5的调制频带较宽，即使在将来自VCO5的振荡频率信号下转换为IF信号后，在调制频带的低频带中，尤其是2次谐波分量会影响调制频带，难以利用由硬件构成的LPF26进行抑制，但通过进行差动运算处理，也能抑制调制频带的低频带中的2次谐波分量。
微机10中，基于从MIX20输出的单相的IF信号测量IF信号的瞬时频率f。IF信号的瞬时频率f是通过上述的瞬时频率运算部10-9测量得到的频率。微机10对IF信号的上升调制期间中的频率及IF信号的下降调制期间中的频率的频率-时间波形进行图2及图3所说明的调制校正。FM-CW雷达100-1在发送基于调制校正后的LUT22生成的FM-CW信号，并接收到来自目标物体的反射波后，由MIX12进行了下转换后的接收差拍信号通过ADC9转换成数字信号。对转换成数字信号的接收差拍信号进行FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)处理及信号处理，计算出到目标物体为止的距离与相对速度。VCO5的高精度的频率测量的结果、调制校正精度得到提高，调制线性成为良好的特性，FM-CW雷达100-1所进行的到目标物体为止的距离与相对速度的计算精度得到提高。
(2)时间误差计算方法
在基于正交解调方式的频率测量时，由于IF信号所包含的噪声、DC偏移及谐波分量，产生频率测量时的测量误差。因此，若基于包含测量误差的时间-频率数据计算时间误差并进行时间误差校正，则难以通过高精度的调制校正获得较高的调制线性。根据本实施方式，通过如上述(1)那样利用n次多项式进行近似，能吸收频率测量时的测量误差。由于测量误差的吸收，能实现高精度的调制校正。此外，一般的FM-CW雷达的模块中，由于外部干扰即振动、噪声及电磁噪声的产生，能预料到瞬时产生频率的测量误差，但无法吸收该频率的测量误差。根据本实施方式，通过n次多项式近似，能吸收瞬时产生的频率的测量误差。
另一方面，VCO5因半导体的物理特性而产生温度漂移，由此在频率测量中会产生一定的误差。因此，若如斜率α那样以理论值对理想频率曲线的上述式(7)及上述式(8)中的截距β进行固定，则校正量有时会过剩，无法进行正确的调制校正。因此，本实施方式中通过使用上述式(11)，能防止校正量过剩，可实现稳定的调制校正。
图8是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第1变形例的图。图8所示的FM-CW雷达100-2的频率调制电路110-2中，省略了图1所示的基准频率发生器21及MIX20。
频率调制电路110-2包括对VCO5的振荡频率信号进行频率分频并输出的DIV19及将从DIV19输出的分频信号转换成差动信号并输出的单相差动转换器18。一个差动信号输入至LPF24，另一个差动信号输入至LPF25。
此外，图8所示的信号处理电路6的微机10通过正交解调方式并根据差动信号的相位信息测量频率，对基于默认啁啾的调制控制电压而输出的差动信号进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对差动信号的时间误差进行校正的调制校正。
根据频率调制电路110-2，无需图1所示的基准频率发生器21及MIX20，频率调制电路110-2的结构得到简化，能降低制造成本，提高可靠性。
图9是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第2变形例的图。图9所示的FM-CW雷达100-3的频率调制电路110-3中，省略了图1所示的单相差动转换器18。
频率调制电路110-3包括：DIV19；及对从DIV19输出的分频信号进行下转换，并将单相的IF信号转换成差动信号并进行输出的MIX20。一个差动信号输入至LPF24，另一个差动信号输入至LPF25。
此外，图9所示的信号处理电路6的微机10通过正交解调方式并根据IF信号的相位信息测量频率，对基于默认啁啾的调制控制电压而输出的IF信号进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对IF信号的时间误差进行校正的调制校正。
根据频率调制电路110-3，无需图1所示的单相差动转换器18，频率调制电路110-3的结构得到简化，能降低制造成本，提高可靠性。
图10是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第3变形例的图。图10所示的FM-CW雷达100-4的频率调制电路110-4中，省略了图1所示的MIX20及基准频率发生器21。
此外，频率调制电路110-4具备平衡不平衡转换器即Balun(Balanceunbalanced)27来取代图1所示的单相差动转换器18。Balun27将从DIV19输出的单端的分频信号转换成差动型的差动信号并输出。一个差动信号输入至LPF24，另一个差动信号输入至LPF25。
此外，图10所示的信号处理电路6的微机10通过正交解调方式并根据差动信号的相位信息测量频率，对基于默认啁啾的调制控制电压而输出的差动信号进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对差动信号的时间误差进行校正的调制校正。
根据频率调制电路110-4，无需图1所示的基准频率发生器21及MIX20，频率调制电路110-2的结构得到简化，能降低制造成本，提高可靠性。
图11是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第4变形例的图。图11所示的FM-CW雷达100-5的频率调制电路110-5中，省略了图1所示的MIX20、基准频率发生器21及单相差动转换器18。
频率调制电路110-5的DIV19对VCO5的振荡频率信号进行频率分频，将分频信号转换成差动信号并输出。一个差动信号输入至LPF24，另一个差动信号输入至LPF25。
此外，图11所示的信号处理电路6的微机10通过正交解调方式并根据差动信号的相位信息测量频率，对基于默认啁啾的调制控制电压而输出的差动信号进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，对差动信号的时间误差进行校正。
根据频率调制电路110-5，无需图1所示的MIX20、基准频率发生器21及单相差动转换器18，频率调制电路110-5的结构得到简化，能降低制造成本，提高可靠性。
图12是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达的第5变形例的图。图12所示的FM-CW雷达100-6的频率调制电路110-6中，具备Balun27以取代图1所示的单相差动转换器18。
Balun27将从MIX20输出的单相的IF信号转换成差动信号并输出。一个差动信号输入至LPF24，另一个差动信号输入至LPF25。
此外，图12所示的信号处理电路6的微机10通过正交解调方式并根据IF信号的相位信息测量频率，对基于默认啁啾的调制控制电压而输出的差动信号进行n次多项式(n为2以上的整数)的近似，进行对IF信号的时间误差进行校正的调制校正。
根据频率调制电路110-6，与图1的频率调制电路110-1同样地无需使用差动ADC，能抑制占有面积的增加。
到此为止，说明了将本实施方式所涉及的频率调制电路设置于作为进行频率调制的雷达的一个示例的FM-CW雷达的示例，但本实施方式所涉及的频率调制电路也可以设置于高速调制雷达。FM-CW雷达及高速调制雷达均是进行频率调制的雷达，但FM-CW雷达是进行广义的频率调制的雷达，高速调制雷达是进行狭义的频率调制的雷达。图13是表示本发明实施方式所涉及的高速调制雷达的图。图14是表示本发明实施方式所涉及的FM-CW雷达中的频率特性的图。图15是表示本发明实施方式所涉及的高速调制雷达中的频率特性的图。
图1所示的FM-CW雷达100-1与图13所示的高速调制雷达100-7的不同点在于，信号处理部10-1中的运算处理的内容不同。图13所示的高速调制雷达100-7具备图1所示的频率调制电路110-1，但也可以具备频率调制电路110-2至110-6的任一个来取代频率调制电路110-1，通过具备上述频率调制电路110-2至110-6的任一个，能获得与FM-CW雷达100-2至100-6同样的效果。以下，对分别设置于FM-CW雷达100-1至100-6及高速调制雷达100-7的信号处理部10-1中的运算处理的内容进行说明。
图14的纵轴表示频率，横轴表示时间。设置于FM-CW雷达100-1至100-6的频率调制电路的信号处理部10-1在选定了下述式(12)及式(13)所示的上频率fUP和下频率fDN的组合后，求解联立方程式来计算到目标物体为止的相对距离及相对速度。另外，下述式(12)及式(13)的C表示光速、B表示调制频带宽度、T表示调制时间、λ表示波长、R表示相对距离、v表示相对速度。
[数学式12]
Figure GDA0002022705360000171
[数学式13]
Figure GDA0002022705360000172
图15的纵轴表示频率，横轴表示时间。设置于高速调制雷达100-7的频率调制电路的信号处理部10-1通过下述(14)计算出相对距离R。高速调制雷达100-7中，与FM-CW雷达100-1至100-6相比啁啾的速度较高，因此与相对距离R相比能无视相对速度v的项目。因此，2v/λ能视为0。并且，信号处理部10-1在收集每个距离箱的数据后，通过进行多普勒处理来计算相对速度v。
[数学式14]
Figure GDA0002022705360000181
高速调制雷达100-7与FM-CW雷达100-1至100-6相比，调制时间T不同，作为高速调制雷达100-7的调制时间T，可举例示出FM-CW雷达100-1至100-6的调制时间T的1/100或1/100以下的时间。因此，FM-CW雷达100-1至100-6与高速调制雷达100-7相比，能使ADC16、17中的采样频率下降，由此能降低功耗。高速调制雷达100-7与FM-CW雷达100-1至100-6相比，调制速度较快，能提高车辆控制部200中的杂物去除、目标识别之类的处理速度。
本实施方式的FM-CW雷达100-1至100-6中，频率调制的线性较高，因此能更高精度地求出到目标物体为止的相对距离及相对速度。此外，本实施方式的高速调制雷达100-7中，频率调制的线性较高，因此能更高精度地求出到目标物体为止的相对距离及相对速度。并且，本实施方式的高速调制雷达100-7与FM-CW雷达100-1至100-6相比，具有更高的识别性，能求出到目标物体为止的真实距离。
上述实施方式所示的结构是本发明内容的一个示例，能够与其它公知技术进行组合，也能够在不脱离本发明主旨的范围内对结构的一部分进行省略、变更。
标号说明
1发送天线、2高频电路、3放大器、4功率分配器、5 VCO、6信号处理电路、7 DAC、8非易失性存储器、9、16、17 ADC、10微机、10-1信号处理部、10-2、10-6、10-7 LPF、10-3、10-5、12、20 MIX、10-4频率发生部、10-8瞬时相位差运算部、10-9瞬时频率运算部、10-10乘法部、11基带放大电路、13低噪声放大器、14接收天线、15控制电路、18单相差动转换器、19 DIV、21基准频率发生器、22 LUT、23周围温度监视器、24、25、26 LPF、27 Balun、100、100-1、100-2、100-3、100-4、100-5、100-6 FM-CW雷达、110、110-1、110-2、110-3、110-4、110-5、110-6频率调制电路、100-7高速调制雷达、200车辆控制部。

Claims (9)

1.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；
频率转换器，该频率转换器对从所述频率分频器输出的分频信号进行下转换；
单相差动转换器，该单相差动转换器将从所述频率转换器输出的单相的中间频率信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述单相差动转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述中间频率信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率转换器进行了下转换而得到的中间频率信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
2.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；
单相差动转换器，该单相差动转换器将从所述频率分频器输出的单相的分频信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述单相差动转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述分频信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率分频器进行了分频而得到的分频信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
3.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；
频率转换器，该频率转换器对从所述频率分频器输出的分频信号进行下转换，将单相的中间频率信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述频率转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述中间频率信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率转换器进行了下转换而得到的中间频率信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
4.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；
平衡不平衡转换器，该平衡不平衡转换器将从所述频率分频器输出的分频信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述平衡不平衡转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述分频信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率分频器进行了分频而得到的分频信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
5.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频，将分频信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述频率分频器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述分频信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率分频器进行了分频而得到的分频信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
6.一种频率调制电路，其特征在于，包括：
数字模拟转换器，该数字模拟转换器输出调制控制时间电压数据；
电压控制振荡器，该电压控制振荡器基于从所述数字模拟转换器输出的调制控制时间电压数据来发出振荡频率信号；
频率分频器，该频率分频器对所述电压控制振荡器的振荡频率信号进行频率分频并输出；
频率转换器，该频率转换器对从所述频率分频器输出的分频信号进行下转换，并转换成中间频率信号；
平衡不平衡转换器，该平衡不平衡转换器将从所述频率转换器输出的单相的所述中间频率信号转换成差动信号并输出；
模拟数字转换器，该模拟数字转换器对于从所述平衡不平衡转换器输出的差动信号，将各个模拟信号转换成数字信号；以及
信号处理电路，该信号处理电路基于所述模拟数字转换器的各个差动信号进行频率测量，基于测量得到的频率更新所述调制控制时间电压数据，并对所述电压控制振荡器的振荡频率信号的时间误差进行校正，
所述信号处理电路由存储正交解调方式的差动运算处理程序的微机和存储所述调制控制时间电压数据的存储器构成，
所述信号处理电路根据基于来自所述模拟数字转换器的各个差动信号且通过所述微机的程序执行处理而获得的相位信息，测量所述中间频率信号的时间频率数据，以n次多项式(n为2以上的整数)对基于预先存储于存储器的调制控制时间电压数据并利用所述频率转换器进行了下转换而得到的中间频率信号的时间频率数据进行近似，基于根据以所述n次多项式进行了近似后的时间频率数据计算得到的时间误差，根据与存储于所述存储器的调制控制时间电压数据之间的差分，校正对时间误差进行了校正后的调制控制时间电压数据，更新所述存储器的调制控制时间电压数据，并且对从所述电压控制振荡器输出的振荡频率信号的时间误差进行校正。
7.如权利要求1至6的任一项所述的频率调制电路，其特征在于，
包括分别对所述差动信号进行滤波的低通滤波器。
8.一种FM-CW雷达，其特征在于，
包括权利要求1至权利要求7的任一项所述的频率调制电路。
9.一种高速调制雷达，其特征在于，
包括权利要求1至权利要求7的任一项所述的频率调制电路。
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