JPH0693025B2 - Ｆｍ―ｃｗ測距方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、階段状変調信号を用いて周波数変調された連
続波（以下、FM−CWという）により目標物との距離を所
定するFM−CM測距方法に関する。

［従来の技術］ 従来より、FM−CWを目標物に送信して、この送信波と該
目標物からの反射である受信波とのビート信号により、
該目標物との距離を測定するFM−CW測距方法が用いられ
ている。

例えば、飛行中の航空機を目標物としてこの航空機の高
度を測定する場合には、地上に設けられたアンテナから
送信波を発し、該航空機からの反射である受信波を受け
取って、送信波と受信波とを混合してビート信号を発生
させ、このビート信号に含まれる周波数情報により該航
空機の高度を演算するFM−CW測距方法が有意である。

第３図には、従来のFM−CW測距方法の一例が示されてい
る。

この従来例においては、送信波の発生に係る変調信号と
して鋸波等の直線スロープを有する信号が用いられ、こ
の変調信号により周波数変調されたFM信号は、第３図に
示されるように直線的に変化する周波数Ｆ（ｔ）を有し
ている。

すなわち、例えば電圧制御発振器（以下、VCOという）
に直線状スロープを有する変調信号を入力して得られる
FM信号は、VCOの近似的に線形な発振特性により、周波
数Ｆ（ｔ）が近似的に直線的に変化する期間を有する信
号であり、このFM信号が送信波として目標物に送信され
る。

また、前記VCOの発振特性は、理想的には線形の発振特
性が好ましいが、実際にはある程度の非線形性を有する
近似的に線形な特性である。このため、一般には、前記
非線形性を補償するリニアライザ回路を前記VCOに付設
し、このVOC及びリニアライザ回路の全体として線形の
発振特性が得られるように、前記FM信号の発生に係る変
調回路が構成される。

さらに近年においては、前記FM信号の発生にデジタル信
号を用いるFM−CW測距方法が行われている。

すなわち、直線的に周波数Ｆ（ｔ）が変化するFM信号を
直接的に発生させ、かつ前記VCOの非線形性を補償しよ
うとする場合、該補償に係るリニアライザ回路（いわゆ
る、アナログ・リニアライザ）の安定性、調整可能等の
確保が困難であるため、例えばVCOの発振特性の非線形
性補償分を包含するデジタル信号により、変調信号を発
生させ、この変調信号により、周波数Ｆ（ｔ）が近似的
に直線変化するFM信号を発生させる方法が有意である。

この方法においては、FM信号発生に係る変調信号は、階
段状変調信号となる。この階段状変調信号は、例えば所
定の微少周期である階差時間tsで階段的に電圧値が増加
する電圧信号であって、該時間tsより大きい時間である
変調周期Ｔ毎に階段状部分が繰り返す近似的鋸波の信号
である。すなわち、変調周期Ｔに比べ、例えばリニアラ
イザ回路の駆動周期である階差時間tsを十分小さくとる
ことにより、階段状部分が直線状スロープとみなすこと
ができる階段状変調信号が発生される。

従って、この近似直線状スロープの階段状変調信号によ
り周波数変調されたFM信号である送信波を前記目標物に
送信した場合には、該目標物からの反射である受信波
は、第３図において破線で示されるように送信波と平行
の直線状スロープを有する周波数変化のFM信号とみなす
ことができる。

前記送信波と受信波の関係は、前記目標物との距離Ｈに
応じた遅延時間τ及び該送信波と受信波の混合に係るビ
ート周波数fbとにより記述される。

すなわち、前記ビート周波数fbは、前記送信波と受信波
との混合に係るビート信号に含まれる周波数情報であ
る。第３図に示させるような、送信波及び及び受信波の
直線状スロープとみなすことのできる部分によるビート
信号においては、前記ビート周波数fbは該信号の周波
数、従って送信波と受信波の周波数差と一致する。ここ
で、前記遅延時間τは前記目標物との間を電波が往復す
るのに要する時間であるため、前記距離Ｈとの間に次の
様な関係が成立する。

τ＝2H/C …（１） ここで、Ｃは光速である。一方で前述のように送信波の
階段状部分は周波数変化が一定勾配の直線状スロープと
みなすことができるため、前記遅延時間τとビート周波
数fbとの間には、比例関係がある。すなわち、 τ＝fb/（dF/dt） …（２） 式（１）及び式（２）により、次の関係が成り立つ。

Ｈ＝fb・C/（２・dF/dt） …（３） このように、ビート周波数fbを検出することにより、式
（３）に基づき所定の値dF/dtを用いて前記目標物との
距離Ｈを演算決定することができる。

前記ビート信号を、第３図において上向矢印で示される
ようなタイミングでサンプリグすると、該ビート信号は
A/D変換されて、ステップ的に値の変化する周期的信号
となる。このA/D変換後のビート信号の基本的周波数
は、前記ビート周波数fbと一致するため、該信号を例え
ば高速フーリエ変換（以下、FFTという）すると、該ビ
ート周波数fbがデータとして抽出される。

従って、このような構成を有する従来のFM−CW測距方法
によれば、目標物への送信波及び目標物から受信波のビ
ート周波数fbが検出され、目標物との距離Ｈが演算決定
されるため、該距離Ｈの測定が可能である。

第４図には、この従来のFM−CW測距方法における送信波
の周波数Ｆ（ｔ）の変化及びスペクトルが示されてい
る。

第４図（ａ）には、理想的な直線状スロープを有する送
信波の周波数変化が示されている。この送信波のスペク
トルは、第４図（ｂ）に示されるように、変調周期Ｔの
逆数1/Tを基本周波数とする漸減的離散スペクトルであ
る。

第４図（ｃ）には、前記階段状変調信号を用いて周波数
変調されたFM信号である送信数の周波数変化が示されて
いる。図においては、理解のために階差時間t_Sが比較的
大きく描かれている。この送信波のスペクトルは、第４
図（ｄ）に示されるように、第４図（ｂ）と同様のスペ
クトルに階差時間tsの逆数1/tsを基本周波数とする漸減
的離散スペクトルが重畳されたスペクトルとなる。

［発明が解決しようとする課題］ 以上のような構成を有する従来のFM−CW測距方法におい
ては、送信波の高周波成分を確保することが困難であ
り、送信波の直線性が劣化し、ひいては測定精度低下が
生じるといる問題点があった。

例えば、第４図（ｃ）に示される階段状部分を有する送
信波において、直線性確保、すなわち第４図（ａ）に示
される直線状スロープを有する送信波への精度よい一致
を実現しようとする場合、階差時間tsを十分小さくしな
ければならず、従って変調信号を該信号発生に係る手段
の著しく高速な装置動作により発生させねばならない
が、一般にこのような高速動作は困難であり、送信波の
直線性確保が困難であった。

また例えば、前記階段状部分の発生に伴って生じる高次
スペクトル、すなわち第４図（ｄ）に示されるような基
本周波数1/tsの離散スペクトルを消去するために、カッ
トオフ周波数1/2ts（1/Tより十分高く、1/tsより十分低
ければ、他の周波数でもかまわない）の低域通過フィル
タ（LPF）を用いた場合には、スペクトルは第４図
（ｆ）のようになり、送信波の直線性も部分的に向上す
る。しかし、この場合の送信波は、高周波成分が瀘波さ
れているため、第４図（ｅ）に示されるように、波形の
鋭角部分（すなわち高次スペクトルの寄与が比較的大で
あった部分）にリンギングが発生し、送信波全体として
の直線性は第４図（ｃ）に比べかえって劣化する。

これらの場合には、ビート信号に高次成分が発生するな
ど、目標物との距離測定精度低下等を引き起す原因が生
じていた。

本発明は、このような問題点を解決することを課題とし
てなされたものであり、階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に伴う高次スペクトルの距離を排除し
て、容易かつ正確かつ目標物との距離の測定を行うこと
を可能にするFM−CW測距方法を提供することを目的とす
る。

［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するために、本発明は、所定の階差時間
毎にステップ的に上昇する階段状波形を含みかつ所定範
囲内の電圧値を有する周期的電圧信号である階段状変調
信号を発生させるステップと、前記階段状変調信号によ
り周波数変調された信号であるFM信号を送信波として目
標物に放射するステップと、この目標物からの反射波を
受信波として受信して前記送信波と受信波を混合するこ
とにより、ビート信号を発生させるステップと、送信波
と受信波の周波数が一致している時点におけるビート信
号の電圧を、当該時点において当該ビート信号をサンプ
リングすることにより位相情報として取り出し、このサ
ンプリングを前記階差時間毎に繰り返して行うことによ
り得られる一連の位相情報の変化をビート周波数として
検出するステップと、このビート周波数の階差時間当り
の送信波周波数変化量の比に基づき前記目標物との距離
を演算することを特徴とする。

［作用］ 本発明においては、ビート信号が階差時間毎に送信波と
受信波の周波数が一致する時点においてサンプリングさ
れる。このサンプリング時点においては、前記送信波と
受信波の周波数差と、前記送信波に対する受信波の遅延
時間と、により決定される値であって、ピート信号の基
本周波数成分の位相に相当する値である電圧値がサンプ
リングされる。従って、前記ビート信号をこのようにサ
ンプリングして得られる信号は、基本周波数がビート信
号の基本周波数、いわゆるビート周波数に一致する信号
となる。そして、このサンプリングして得られる信号の
基本周波数を検出することにより、ビート周波数が検出
され、さらに目標物との距離が演算される。このよう
に、階段状変調信号に係る送信波の高次スペクトルの存
在にかかわりなく、目標物の距離測定が行われる。

［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図には、本発明の一実施例に係るFM−CW測距方法が
示されている。

この実施例においては、送信波第４図（ｃ）に示される
従来の送信波と同様に階段状に周波数Ｆ（ｔ）が変化す
る部分を有している。目標物にこの送信波を送信して、
該目標物の反射に係る受信波を保った場合には、送信波
と受信波とは、目標物との距離Ｈに係る遅延時間τだけ
時間方向にずれた信号となる。

さらに、この実施例においては、前記階段状部分を有す
る送信波の発生に階段状変調信号の階差時間tsは、所望
の測定距離範囲の上限に係る遅延時間の上限値τmaxよ
り大きく設定され、さらに、後述のサンプリングにおい
てサンプリング定理を満たすように、予め設定されてい
る。

このような送信波及び受信波の混合により、第１図に示
されるように、送信波と受信波の周波数差Δｆの周波数
の波形及び直流波形が交互に繰返されるビート信号が発
生される。すなわち、送信波に対して受信波が遅延時間
τだけ遅延しているため、送信波と受信波の周波数が一
致しない期間（以下、不一致期間という）と、一致する
期間（以下、一致期間という）が交互に発生するが、前
者においては送信波と受信波の周波数差Δｆの信号が、
後者においては送信波と受信波の位相差をφに応じて定
まる値の直流信号が、ビート信号として発生される。

ここで、前記位相差φと遅延時間τとの間には、遅延時
間τがそれぞれの不一致期間の継続時間であることによ
り、次のような関係がある。

φ＝τ・２πＦ …（４） さらに、階差時間ts後の次の不一致期間においは、周波
数がＦ＋Δｆに変化するのに伴い、前記位相差φは、φ
＋Δφに変化する。この位相差変化Δφは、式（４）の
変形により次のように表される。

Δφ＝τ・２πΔｆ …（５） 式（５）の両辺を階差時間tsで除した量は、位相差φの
時間変化率に相当し、次のように表される。

Δφ/ts＝τ・２πΔf/ts …（６） ここで、前記周波数差Δｆは、それぞれの不一致期間に
ついて一定であるため、式（６）の両辺は定数となる。
従って、位相差φの変化波形は、位相差変化率（いわゆ
る角周波数）一定の周期波（いわゆる正弦波）のサンプ
リグ波形と一致する。

このようなビート信号について、本発明の特徴に係るサ
ンプリングを行うと、第１図にA/D変換後に係るビート
信号として示されるような階段状周期波形の信号が得ら
れる。すなわち、本発明の特徴とするように、前記一致
期間について、階差時間tsでサンプリングで行う場合に
は、サンプリング出力としてそれぞれの一致期間におけ
る位相差φに対応する直流信号が得られる。この位相差
φは、式（６）の両辺を２πで除した得られた周波数、
すなわち fb＝τ・Δf/ts …（７） のように表されるビート周波数fbを基本周波数とする周
期的な変化量である。第１図に示される前記A/D変換後
のビート信号について、例えばFFT処理をほどこすこと
により、前記ビート周波数fbに係る情報が抽出され、さ
らに式（１）及び（７）により得られる関係 Ｈ＝fb・C/（２・Δf/ts） …（８） に基づき演算を行うことにより、前記目標物との距離Ｈ
が演算決定される。

第２図には、本実施例に係るFM−CW測距方法を用いたFM
−CW測距装置のシステム構成が示されている。

入力電圧に応じた周波数で発振するVCO10の発振特性が
データとして格納されたメモリ12には、該メモリ12のア
ドレス指定に係るデータを発生するアドレスゼネレータ
14が接続され、さらに該メモリ12には出力のD/A変換を
行うD/A変換器16が接続されている。また、前記D/A変換
器16には更に、前記VCO10が接続されている。

すなわち、前記アドレスゼネレータ14において発生した
デジタルデータは、前記メモリ12におけるデータ格納に
係るアドレスであり、従ってアドレスゼネレータ14の出
力がメモリ12に入力されることにより、メモリ12の−ア
ドレスが指定され、該アドレスに格納されたデータが出
力される。さらに、このメモリ12の出力に係るデータ
は、前記D/A変換器16においてD/A変換され、アナログ電
圧として前記VCO10に入力される。ここで、前記メモリ1
2には、VCO10の発振特性データが格納されているため、
VCO10の発振周波数は、前記アドレスゼネレータ14の出
力データに対応した周波数となる。

前記アドレスゼネレータ14には、後述の距離演算ととも
にVCO10の発振周波数制御を行うCPU18が接続されてい
る。

すなわち、前記アドレスゼネレータ14は、前記CPU18の
要求に応じて前記メモリ12のアドレス指定を行う。従っ
て、前記CPU18の要求を時系列的に変化させることによ
り、前記VCO10の発振周波数Ｆは関数Ｆ（ｔ）として表
されるように時間変化を有する周波数となる。換言すれ
ば、前記VCO10の出力はCPU18の要求に応じて周波数変調
されたFM信号となる。

前記VCO10には、入力信号を２方向にに分岐出力する方
向性結合器20が接続され、該方向性結合器20の一方の出
力端子には、送信アンテナ22が接続されている。

すなわち、前記VCO10の出力であるFM信号は、前記方向
性結合器20を介して送信アンテナ22に供給され、該送信
アンテナ22は該FM信号を目標物への送信波として放射す
る。

また、２個の入力信号を混合し、該信号の差信号を出力
するミキサ24には、前記方向性結合器20の他の出力端と
ともに、目標物からの発射である受信波を受信する受信
アンテナ26が接続されている。

前記ミキサ24においては、前記送信波が前記目標物に送
信され、反射されて前記受信アンテナ26に受信される受
信波であって、前記送信波と同様に周波数変調された信
号が、前記方向性結合器20の分岐出力に係るFM信号と混
合される。このとき、これらの信号の間には、目標物と
の電波往復に係る遅延時間τが発生しているため、前記
ミキサ24の出力であるビート信号は、前記送信波と受信
なもの差の周波数の信号となる。前記送信波が、第１図
に示される階段状の送信波である場合には、前記一致期
間には位相差φを示す直流信号、前記不一致期間には周
波数差Δｆの周波数の信号が、ビート信号としてミキサ
24から出力される。

前記ミキサ24には、ミキサ出力であるビート信号を増幅
するアンプ28を介して、本発明の特徴に係るサンプリン
グを行うA/D変換器30が接続されている。さらに、前記A
/D変換器30には、前記アドレスゼネレーア14、メモリ12
及びD/A変換器16の動作タイミングを発生させ、本発明
の特徴であるサンプリングタイミングを発生させるタイ
ミングセネレータ32が接続される。

すなわち、前記ビート信号は、前記アンプ28を介して前
記A/D変換器30に供給される。前記A/D変換器30において
は、前記ビート信号のサンプリングが行われるが、この
サンプリングのタイミングは、前記タイミングゼネレー
タ32の発生させるタイミングである。前記タイミングゼ
ネレータ32においては、前記階差時間tsを周期とするタ
イミング信号が発生され、前記アドレスゼネレータ14等
の共に、前記A/D変換器30に入力される。前記A/D変換器
30においては、第１図に示されるように、前記一致期間
に属する時点であって前記不一致期間への移行時点近傍
のの時点において、前記サンプリングが行われる。

さらに、前記A/D変換器30には、前記A/D変換器30におい
てサプリングされた信号であって、第１図においてA/D
変換後のビート信号として示される信号のFFT処理を行
うFFT処理回路34が接続され、該FFT処理回路3₄には前記
CPU18が接続されている。

すなわち、前記A/D変換後のビート信号は、前述のよう
にビート周波数fbを基本周波数とする信号であるため、
前記FFT処理回路からはビート周波数fbに係る情報が前
記CPU18に供給される。前記CPU18においては、式（８）
に基づく演算が行われ、目標物との距離Ｈが決定され
る。この演算結果である距離Ｈは、この実施例に係る装
置の出力として、外部、例えば表示機器、データ処理機
器等に供給される。

このように、本実施例に係るFM−CW測距方法によれば、
前記目標物との距離Ｈの測定が可能である。

加えて、変調信号として階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に起因する送信波の高次スペクトルの
影響を排除して、前記測定を容易かつ正確に行うことが
可能である。すなわち、直線状スロープを有する変調信
号による直接変調に係るFM−CW測距方法に比べ、回路安
定性が向上し、調整可能性の確保が可能となる。また、
階段変調信号による直線近似に係るFM−CW測距方法に比
べ、高速動作が不要となりかつLPF使用によりリンギン
グ発生が防止される。従って、回路安定性、調整可能性
を確保しつつ、高速動作不安により容易に、かつリンキ
ング発生防止により正確に前記測定を行うことが可能で
ある。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、階段状変調信号
を用いつつ、該信号に伴う高次スペクトルの影響を排除
して、容易かつ正確に目標物の距離測定を行うことが可
能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係るFM−CW測距方法の構
成を示すタイミング図、 第２図は、この実施例に係るFM−CW測距方法を用いたFM
−CW測距装置の構成図、 第３図は、従来のFM−CW測距方法の構成の一例を示すタ
イミング図、 第４図は、従来のFM−CW測距方法による送信波を示す動
作図であって、第４図（ａ）は、直線状のスロープを有
する変調信号に係る送信波の周波数変化図、第４図
（ｂ）は、第４図（ａ）の送信波のスペクトル図、第４
図（ｃ）は、階段状変調信号に係る送信波の周波数変化
図、第４図（ｄ）は、第４図（ｃ）の送信波のスペクト
ル図、第４図（ｅ）は、第４図（ｃ）に示される送信波
をLPFにより高域カットした送信波の周波数変化図、第
４図（ｆ）は、第４図（ｅ）の送信波のスペクトル図で
ある。 10……VCO 16……D/A変換器 24……ミキサ 30……A/D変換器 32……タイミングゼネレータ 34……FFT処理回路 ts……階差時間 Ｆ（ｔ）……送受信周波数 fb……ビート周波数 Ｈ……距離

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の階差時間毎にステップ的に上昇する
   階段状波形を含みかつ所定範囲内の電圧値を有する周期
   的電圧信号である階段状変調信号を発生させるステップ
   と、 前記階段状変調信号により周波数変調された信号である
   FM信号を送信波として目標物に放射するステップと、 この目標物からの反射波を受信波として受信して前記送
   信波と受信波を混合することにより、ビート信号を発生
   させるステップと、 送信波と受信波の周波数が一致している時点におけるビ
   ート信号の電圧を、当該時点において当該ビート信号を
   サンプリングすることにより位相情報として取り出し、
   このサンプリングを前記階差時間毎に繰り返して行うこ
   とにより得られる一連の位相情報の変化をビート周波数
   として検出するステップと、 このビート周波数の階差時間当りの送信波周波数変化量
   の比に基づき前記目標物との距離を演算することを特徴
   とするFM−CW測距方法。