JPH06120735A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
- Publication number
- JPH06120735A JPH06120735A JP4270586A JP27058692A JPH06120735A JP H06120735 A JPH06120735 A JP H06120735A JP 4270586 A JP4270586 A JP 4270586A JP 27058692 A JP27058692 A JP 27058692A JP H06120735 A JPH06120735 A JP H06120735A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- deviation
- modulation
- modulated
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高精度な電圧制御発振器を用いずとも、極め
て安定した変調幅の送信波を発生できる発振回路を実現
する。 【構成】 変調部1と電圧制御回路6とがループ回路を
構成し、原振信号の周波数に追従した一定周波数の変調
信号を発生する。電圧制御発振器2がこの変調信号に応
じて変調された高周波信号を発生し、偏移検出回路3が
高周波信号の周波数偏移を検出して出力する。変調幅検
出回路4および切換回路5は、周波数偏移が予め定めら
れた規定値を超えた場合に変調信号レベルを制御し、高
周波信号の変調幅を規定値に設定する。
て安定した変調幅の送信波を発生できる発振回路を実現
する。 【構成】 変調部1と電圧制御回路6とがループ回路を
構成し、原振信号の周波数に追従した一定周波数の変調
信号を発生する。電圧制御発振器2がこの変調信号に応
じて変調された高周波信号を発生し、偏移検出回路3が
高周波信号の周波数偏移を検出して出力する。変調幅検
出回路4および切換回路5は、周波数偏移が予め定めら
れた規定値を超えた場合に変調信号レベルを制御し、高
周波信号の変調幅を規定値に設定する。
Description
【0001】この発明は、例えば、FM−CWレーダ等
に用いて好適な発振回路に関する。
に用いて好適な発振回路に関する。
【0002】
【従来の技術】図2は、従来のFM−CWレーダの基本
的構成を示すブロック図である。この図において、10
は変調器であり、例えば、三角波等の変調信号を発生す
る。11はこの変調信号に従って周波数変調が施された
高周波信号を出力するオシレータである。12は電力分
配器であり、供給される高周波信号を増幅すると共に、
増幅した信号を同位相で等しい(あるいは所定の比率)
電力に分配して出力する。
的構成を示すブロック図である。この図において、10
は変調器であり、例えば、三角波等の変調信号を発生す
る。11はこの変調信号に従って周波数変調が施された
高周波信号を出力するオシレータである。12は電力分
配器であり、供給される高周波信号を増幅すると共に、
増幅した信号を同位相で等しい(あるいは所定の比率)
電力に分配して出力する。
【0003】13はサーキュレータである。このサーキ
ュレータ13は、電力分配器12から供給される高周波
信号foをアンテナ15へ出力すると共に、アンテナ1
5によって受信される反射波frをミクサ16へ伝送す
る。したがって、このサーキュレータ13を用いること
により、1つのアンテナ15を送受信共用にすることが
できる。ミクサ16は、アンテナ15を介して受信した
反射波frが電力分配器12から出力される高周波信号
foと混合され、中間周波数(以下、これをビート波と
称す)を発生する。17は増幅器であり、ミクサ16か
ら供給されるビート波を増幅して出力する。
ュレータ13は、電力分配器12から供給される高周波
信号foをアンテナ15へ出力すると共に、アンテナ1
5によって受信される反射波frをミクサ16へ伝送す
る。したがって、このサーキュレータ13を用いること
により、1つのアンテナ15を送受信共用にすることが
できる。ミクサ16は、アンテナ15を介して受信した
反射波frが電力分配器12から出力される高周波信号
foと混合され、中間周波数(以下、これをビート波と
称す)を発生する。17は増幅器であり、ミクサ16か
ら供給されるビート波を増幅して出力する。
【0004】このような構成において、変調信号がオシ
レータ11に供給されると、該オシレータ11から周波
数変調された高周波信号foが出力される。高周波信号
foは、電力分配器12によって高周波増幅された後、
サーキュレータ13およびミクサ16にそれぞれ同位相
で分配される。サーキュレータ13に供給された高周波
信号foは、アンテナ15を介して空間へ電波として放
射される。こうして放射された電波は、目標となる移動
体に当り反射波frとなる。
レータ11に供給されると、該オシレータ11から周波
数変調された高周波信号foが出力される。高周波信号
foは、電力分配器12によって高周波増幅された後、
サーキュレータ13およびミクサ16にそれぞれ同位相
で分配される。サーキュレータ13に供給された高周波
信号foは、アンテナ15を介して空間へ電波として放
射される。こうして放射された電波は、目標となる移動
体に当り反射波frとなる。
【0005】この反射波frは、アンテナ15を介して
サーキュレータ13に取込まれ、この後にミクサ16に
導かれる。ミクサ16では、電力分配器12から供給さ
れる高周波信号foと上記反射波frとに応じたビート
波を発生する。そして、このビート波の周波数変化に基
づいて目標体の移動速度や、アンテナ15と目標体まで
の距離が測定される。こうしたFM−CWレーダは、例
えば、電波高度計などに応用されている。
サーキュレータ13に取込まれ、この後にミクサ16に
導かれる。ミクサ16では、電力分配器12から供給さ
れる高周波信号foと上記反射波frとに応じたビート
波を発生する。そして、このビート波の周波数変化に基
づいて目標体の移動速度や、アンテナ15と目標体まで
の距離が測定される。こうしたFM−CWレーダは、例
えば、電波高度計などに応用されている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のFM−CWレーダにおいて、オシレータ11は周知
の電圧制御発振器(以下、VCOと略す)から構成され
ており、該VCOに印加する電圧を制御することによっ
て変調信号を発生するようにしている。しかしながら、
一般にVCOは、電圧/周波数変換時のリニアリティ
や、発振周波数の安定性が温度に応じてドリフトす
る。このため、FM−CWレーダでは、測定される距離
の精度が、上記、項に示す特性に影響されてしま
う。
来のFM−CWレーダにおいて、オシレータ11は周知
の電圧制御発振器(以下、VCOと略す)から構成され
ており、該VCOに印加する電圧を制御することによっ
て変調信号を発生するようにしている。しかしながら、
一般にVCOは、電圧/周波数変換時のリニアリティ
や、発振周波数の安定性が温度に応じてドリフトす
る。このため、FM−CWレーダでは、測定される距離
の精度が、上記、項に示す特性に影響されてしま
う。
【0007】すなわち、FM−CWレーダの精度を向上
させるには、VCOの電圧/周波数変換リニアリティお
よび発振周波数を常に一定に維持し、これにより変調幅
が一定の送信波を発生することが要求される。つまり、
VCOに温度ドリフトが存在すると、周波数変調される
際の変調幅が一定にならず、送信波が偏移してしまい、
正確な測距を行うことができないという問題がある。一
方、こうした温度ドリフトが極めて少なく、かつ、レー
ダ用の高周波信号を出力可能なVCOを実現するには、
技術的に困難であると共に、構成の複雑化やコスト高を
招致する等のデメリットも多く、現実的でない状況にあ
る。この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、
高精度なVCOを用いずとも、極めて安定した変調幅の
送信波を発生することができる発振回路を提供すること
を目的としている。
させるには、VCOの電圧/周波数変換リニアリティお
よび発振周波数を常に一定に維持し、これにより変調幅
が一定の送信波を発生することが要求される。つまり、
VCOに温度ドリフトが存在すると、周波数変調される
際の変調幅が一定にならず、送信波が偏移してしまい、
正確な測距を行うことができないという問題がある。一
方、こうした温度ドリフトが極めて少なく、かつ、レー
ダ用の高周波信号を出力可能なVCOを実現するには、
技術的に困難であると共に、構成の複雑化やコスト高を
招致する等のデメリットも多く、現実的でない状況にあ
る。この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、
高精度なVCOを用いずとも、極めて安定した変調幅の
送信波を発生することができる発振回路を提供すること
を目的としている。
【0008】
【課題を解決するための手段】この発明は、ループ回路
を構成し、原振信号の周波数に追従した一定周波数の変
調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号に
応じて変調された高周波信号を発生する発振手段と、こ
の発振手段の出力経路に介挿され、前記高周波信号の周
波数偏移を検出して出力する偏移検出手段と、前記周波
数偏移が予め定められた規定値を超えた場合に前記変調
信号レベルを制御し、前記高周波信号の変調幅を前記規
定値に設定する偏移制御手段とを具備することを特徴と
している。
を構成し、原振信号の周波数に追従した一定周波数の変
調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号に
応じて変調された高周波信号を発生する発振手段と、こ
の発振手段の出力経路に介挿され、前記高周波信号の周
波数偏移を検出して出力する偏移検出手段と、前記周波
数偏移が予め定められた規定値を超えた場合に前記変調
信号レベルを制御し、前記高周波信号の変調幅を前記規
定値に設定する偏移制御手段とを具備することを特徴と
している。
【0009】
【作用】上記構成によれば、変調信号発生手段が原振信
号の周波数に追従した一定周波数の変調信号を発生し、
発振手段がこの変調信号に応じて変調された高周波信号
を発生する。発振手段の出力経路に介挿される偏移検出
手段が、高周波信号の周波数偏移を検出して出力する。
そして、偏移制御手段は周波数偏移が予め定められた規
定値を超えた場合に変調信号レベルを制御し、高周波信
号の変調幅を規定値に設定する。この結果、上記発振手
段に高精度な電圧制御発振器を用いずとも、極めて安定
した変調幅の送信波を発生することが可能になる。
号の周波数に追従した一定周波数の変調信号を発生し、
発振手段がこの変調信号に応じて変調された高周波信号
を発生する。発振手段の出力経路に介挿される偏移検出
手段が、高周波信号の周波数偏移を検出して出力する。
そして、偏移制御手段は周波数偏移が予め定められた規
定値を超えた場合に変調信号レベルを制御し、高周波信
号の変調幅を規定値に設定する。この結果、上記発振手
段に高精度な電圧制御発振器を用いずとも、極めて安定
した変調幅の送信波を発生することが可能になる。
【0010】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の実施例につ
いて説明する。図1はこの発明による一実施例の構成を
示すブロック図である。この図において、1は構成要素
1a〜1cから構成され、三角波信号Sdを発生する変
調部である。1aは電圧制御発振器であり、電圧制御信
号Sc(後述する)に応じた周波数の発振クロックDf
を発生する。1bは、発振クロックDfをアップカウン
ト/ダウンカウントするアップダウンカウント(以下、
U/Dカウントと称す)である。U/Dカウント1b
は、端子Aに供給される信号UD(後述する)に従って
アップカウント/ダウンカウント動作が切り換えられ
る。1cはD/Aコンバータであり、U/Dカウンタ1
bから出力されるnビットのデータをアナログ信号に変
換して出力する。このような構成による変調部1は、信
号UDに応じて発振クロックDfを繰り返しアップ/ダ
ウンカウントし、このカウンタ値をD/A変換して三角
波信号Sdとして出力する。なお、この三角波信号Sd
の周波数および振幅の制御態様については後述する。
いて説明する。図1はこの発明による一実施例の構成を
示すブロック図である。この図において、1は構成要素
1a〜1cから構成され、三角波信号Sdを発生する変
調部である。1aは電圧制御発振器であり、電圧制御信
号Sc(後述する)に応じた周波数の発振クロックDf
を発生する。1bは、発振クロックDfをアップカウン
ト/ダウンカウントするアップダウンカウント(以下、
U/Dカウントと称す)である。U/Dカウント1b
は、端子Aに供給される信号UD(後述する)に従って
アップカウント/ダウンカウント動作が切り換えられ
る。1cはD/Aコンバータであり、U/Dカウンタ1
bから出力されるnビットのデータをアナログ信号に変
換して出力する。このような構成による変調部1は、信
号UDに応じて発振クロックDfを繰り返しアップ/ダ
ウンカウントし、このカウンタ値をD/A変換して三角
波信号Sdとして出力する。なお、この三角波信号Sd
の周波数および振幅の制御態様については後述する。
【0011】2は電圧制御発振器であり、変調部1から
出力される三角波信号Sdにより周波数変調を施した送
信波信号Stを発生する。送信波信号Stは、中心周波
数がf0、周波数変調による偏移(変調幅)が±f1とな
る高周波であり、電力増幅された後にレーダ波としてア
ンテナから放射されるものである。3は偏移検出回路で
あり、送信波信号Stの周波数偏移分を検出して出力す
る。この偏移検出回路3において、3aは送信波信号S
tを抽出するカプラ、3bは周波数f2の局部発振信号
Loを出力する局部発振器である。
出力される三角波信号Sdにより周波数変調を施した送
信波信号Stを発生する。送信波信号Stは、中心周波
数がf0、周波数変調による偏移(変調幅)が±f1とな
る高周波であり、電力増幅された後にレーダ波としてア
ンテナから放射されるものである。3は偏移検出回路で
あり、送信波信号Stの周波数偏移分を検出して出力す
る。この偏移検出回路3において、3aは送信波信号S
tを抽出するカプラ、3bは周波数f2の局部発振信号
Loを出力する局部発振器である。
【0012】なお、この局部発振器3bは、例えば、水
晶発振子出力を所定段数逓倍し、f2=f0/m(m=
2,3,4,…,)なる関係で安定化された局部発振信
号Loを生成するよう構成されている。3cはカプラ3
aの出力と局部発振器3bの出力とを混合して出力する
ミクサである。すなわち、ミクサ3cは、f0(中心周
波数)±f1(偏移)の送信波信号Stと局部発振信号
Loの高調波mf2とを混合し、該信号Stの偏移分
(±f1)に相当する偏移信号Ssを出力する。
晶発振子出力を所定段数逓倍し、f2=f0/m(m=
2,3,4,…,)なる関係で安定化された局部発振信
号Loを生成するよう構成されている。3cはカプラ3
aの出力と局部発振器3bの出力とを混合して出力する
ミクサである。すなわち、ミクサ3cは、f0(中心周
波数)±f1(偏移)の送信波信号Stと局部発振信号
Loの高調波mf2とを混合し、該信号Stの偏移分
(±f1)に相当する偏移信号Ssを出力する。
【0013】4はバンドパスフィルタ4a、検波回路4
bおよびローパスフィルタ4cから構成される変調幅検
出回路である。この変調幅検出回路4は、上記偏移信号
Ssが所定の周波数範囲を超えた場合、これを検出して
検出パルスDpを発生する。例えば、送信波信号Stの
変調幅となる最大偏移を±f3(但し、f3<f1)と規
定した場合、偏移信号Ssの周波数がこの最大偏移を超
えた時に検出パルスDpが生成される。
bおよびローパスフィルタ4cから構成される変調幅検
出回路である。この変調幅検出回路4は、上記偏移信号
Ssが所定の周波数範囲を超えた場合、これを検出して
検出パルスDpを発生する。例えば、送信波信号Stの
変調幅となる最大偏移を±f3(但し、f3<f1)と規
定した場合、偏移信号Ssの周波数がこの最大偏移を超
えた時に検出パルスDpが生成される。
【0014】5は切換回路であり、前述したU/Dカウ
ンタ1bの出力、あるいは検出パルスDpに従ってアッ
プ/ダウンカウント動作の切り換えを指示する信号UD
を発生する。この回路5において、5aはコンパレータ
であり、U/Dカウンタ1bの全ビット出力が全て「0
(オーバフロー時)」あるいは「1(アンダフロー
時)」となった時に、比較信号COMPを発生する。5
bは比較信号COMPと検出パルスDpとの論理和を出
力するORゲートである。5cはフリップフロップであ
り、ORゲート5bの出力に応じて上記信号UDを発生
する。
ンタ1bの出力、あるいは検出パルスDpに従ってアッ
プ/ダウンカウント動作の切り換えを指示する信号UD
を発生する。この回路5において、5aはコンパレータ
であり、U/Dカウンタ1bの全ビット出力が全て「0
(オーバフロー時)」あるいは「1(アンダフロー
時)」となった時に、比較信号COMPを発生する。5
bは比較信号COMPと検出パルスDpとの論理和を出
力するORゲートである。5cはフリップフロップであ
り、ORゲート5bの出力に応じて上記信号UDを発生
する。
【0015】上記構成によれば、送信波信号Stの変調
幅が最大偏移±f3を超えた場合、あるいはU/Dカウ
ンタ1bがオーバフロー/アンダフローした場合に該カ
ウンタ1bのアップカウント動作あるいはダウンカウン
ト動作が切り換えられる。例えば、該カウンタ1bがア
ップカウント動作(あるいはダウンカウント動作)して
いる時に信号UDが供給されると、ダウンカウント動作
(あるいはアップカウント動作)に切り換えられる。こ
こで、こうした切り換えがなされると、規定された変調
幅f3は、送信波信号Stの偏移分f1より小さいため、
D/Aコンバータ1cから出力される三角波信号Sdの
周波数は高くなってしまう。そこで、この三角波信号S
dの周波数を一定にするため、電圧制御回路6が設けら
れている訳である。以下、この回路6の構成について説
明する。
幅が最大偏移±f3を超えた場合、あるいはU/Dカウ
ンタ1bがオーバフロー/アンダフローした場合に該カ
ウンタ1bのアップカウント動作あるいはダウンカウン
ト動作が切り換えられる。例えば、該カウンタ1bがア
ップカウント動作(あるいはダウンカウント動作)して
いる時に信号UDが供給されると、ダウンカウント動作
(あるいはアップカウント動作)に切り換えられる。こ
こで、こうした切り換えがなされると、規定された変調
幅f3は、送信波信号Stの偏移分f1より小さいため、
D/Aコンバータ1cから出力される三角波信号Sdの
周波数は高くなってしまう。そこで、この三角波信号S
dの周波数を一定にするため、電圧制御回路6が設けら
れている訳である。以下、この回路6の構成について説
明する。
【0016】6aは周波数ft一定の原振信号を発生す
る水晶発振器である。6bは三角波信号Sdと上記原振
信号との位相を比較し、位相差に対応した信号を発生す
る位相比較器である。6cは周知のCR形で構成される
ローパスフィルタ(ループフィルタ)であり、位相比較
器6bの出力からノイズ等の高調波成分を除去し、これ
を電圧制御信号Scとして出力する。このように、変調
部1と電圧制御回路6とは周知のPLL(フェーズロッ
クド・ループ)構成をなしている。このため、変調器1
および電圧制御回路6は、周波数ftの原振信号に追従
するよう三角波信号Sdを制御する。
る水晶発振器である。6bは三角波信号Sdと上記原振
信号との位相を比較し、位相差に対応した信号を発生す
る位相比較器である。6cは周知のCR形で構成される
ローパスフィルタ(ループフィルタ)であり、位相比較
器6bの出力からノイズ等の高調波成分を除去し、これ
を電圧制御信号Scとして出力する。このように、変調
部1と電圧制御回路6とは周知のPLL(フェーズロッ
クド・ループ)構成をなしている。このため、変調器1
および電圧制御回路6は、周波数ftの原振信号に追従
するよう三角波信号Sdを制御する。
【0017】次に、上述した構成による実施例の概略動
作について説明する。まず、変調器1と電圧制御回路6
とは、PLL構成をなしているため、変調器1は一定周
波数の三角波信号Sdを出力する。次に、電圧制御発振
器2が該信号Sdによって周波数変調され、f0(中心
周波数)±f1(最大偏移)の送信波信号Stを発生す
る。なお、この電圧制御発振器2は、従来と同様にその
変調幅が温度ドリフトするものである。
作について説明する。まず、変調器1と電圧制御回路6
とは、PLL構成をなしているため、変調器1は一定周
波数の三角波信号Sdを出力する。次に、電圧制御発振
器2が該信号Sdによって周波数変調され、f0(中心
周波数)±f1(最大偏移)の送信波信号Stを発生す
る。なお、この電圧制御発振器2は、従来と同様にその
変調幅が温度ドリフトするものである。
【0018】そこで、偏移検出回路3、変調幅検出回路
4および切換回路5とから構成されるフィードバックル
ープが、送信波信号Stの変調幅を「最大偏移(±
f1)」より小さい「変調幅(±f3)」に制限し、見掛
け上、温度ドリフトを除去する。すなわち、送信波信号
Stの偏移分が予め規定された「変調幅(±f3)」を
超えると、変調幅検出回路4が検出パルスDpを発生
し、切換回路5がこの検出パルスDpを受けてU/Dカ
ウンタ1bのアップ/ダウンカウント動作を切り換え
る。この結果、三角波信号Sdの振幅レベルが変化し、
これに応じて電圧制御発振器2の変調幅がf3に抑えら
れる訳である。また、こうしたアップ/ダウンカウント
動作の切り換えは、コンパレータ5aがU/Dカウンタ
1bのオーバフローあるいはアンダフローを検出した時
にも行われ、この時も同様にして三角波信号Sdの振幅
レベルが制御され、これに伴って電圧制御発振器2の変
調幅がf3にセットされる。
4および切換回路5とから構成されるフィードバックル
ープが、送信波信号Stの変調幅を「最大偏移(±
f1)」より小さい「変調幅(±f3)」に制限し、見掛
け上、温度ドリフトを除去する。すなわち、送信波信号
Stの偏移分が予め規定された「変調幅(±f3)」を
超えると、変調幅検出回路4が検出パルスDpを発生
し、切換回路5がこの検出パルスDpを受けてU/Dカ
ウンタ1bのアップ/ダウンカウント動作を切り換え
る。この結果、三角波信号Sdの振幅レベルが変化し、
これに応じて電圧制御発振器2の変調幅がf3に抑えら
れる訳である。また、こうしたアップ/ダウンカウント
動作の切り換えは、コンパレータ5aがU/Dカウンタ
1bのオーバフローあるいはアンダフローを検出した時
にも行われ、この時も同様にして三角波信号Sdの振幅
レベルが制御され、これに伴って電圧制御発振器2の変
調幅がf3にセットされる。
【0019】以上のように、上述した実施例によれば、
フェーズロックド・ループによって三角波信号Sdの周
波数が一定に維持されると共に、構成要素3〜6から形
成されるフィードバックループが三角波信号Sdの振幅
レベルを制御し、これにより、電圧制御発振器2の変調
幅を規定範囲内に抑える。この結果、従来と同様の精度
となる電圧制御発振器2を用いても、見掛け上、温度ド
リフトが除去されるため、変調度一定の送信波信号St
を生成することが可能になる。
フェーズロックド・ループによって三角波信号Sdの周
波数が一定に維持されると共に、構成要素3〜6から形
成されるフィードバックループが三角波信号Sdの振幅
レベルを制御し、これにより、電圧制御発振器2の変調
幅を規定範囲内に抑える。この結果、従来と同様の精度
となる電圧制御発振器2を用いても、見掛け上、温度ド
リフトが除去されるため、変調度一定の送信波信号St
を生成することが可能になる。
【0020】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、変調信号発生手段が原振信号の周波数に追従した一
定周波数の変調信号を発生し、発振手段がこの変調信号
に応じて変調された高周波信号を発生する。発振手段の
出力経路に介挿される偏移検出手段が、高周波信号の周
波数偏移を検出して出力する。そして、偏移制御手段は
周波数偏移が予め定められた規定値を超えた場合に変調
信号レベルを制御し、高周波信号の変調幅を規定値に設
定するので、高精度なVCOを用いずとも、極めて安定
した変調幅の送信波を発生することができる。
ば、変調信号発生手段が原振信号の周波数に追従した一
定周波数の変調信号を発生し、発振手段がこの変調信号
に応じて変調された高周波信号を発生する。発振手段の
出力経路に介挿される偏移検出手段が、高周波信号の周
波数偏移を検出して出力する。そして、偏移制御手段は
周波数偏移が予め定められた規定値を超えた場合に変調
信号レベルを制御し、高周波信号の変調幅を規定値に設
定するので、高精度なVCOを用いずとも、極めて安定
した変調幅の送信波を発生することができる。
【図1】この発明による一実施例の構成を示すブロック
図。
図。
【図2】従来例を説明するための図。
1…変調部(変調信号発生手段)、 2…電圧制御発振器(発振手段)、 3…偏移検出回路(偏移検出手段)、 4…変調幅検出回路(偏移制御手段)、 5…切換回路(偏移制御手段)、 6…電圧制御回路(変調信号発生手段)。
Claims (1)
- 【請求項1】 ループ回路を構成し、原振信号の周波数
に追従した一定周波数の変調信号を発生する変調信号発
生手段と、 前記変調信号に応じて変調された高周波信号を発生する
発振手段と、 この発振手段の出力経路に介挿され、前記高周波信号の
周波数偏移を検出して出力する偏移検出手段と、 前記周波数偏移が予め定められた規定値を超えた場合に
前記変調信号レベルを制御し、前記高周波信号の変調幅
を前記規定値に設定する偏移制御手段とを具備すること
を特徴とする発振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4270586A JPH06120735A (ja) | 1992-10-08 | 1992-10-08 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4270586A JPH06120735A (ja) | 1992-10-08 | 1992-10-08 | 発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06120735A true JPH06120735A (ja) | 1994-04-28 |
Family
ID=17488190
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4270586A Pending JPH06120735A (ja) | 1992-10-08 | 1992-10-08 | 発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06120735A (ja) |
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08195629A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Nec Corp | 変調装置 |
JP2001168644A (ja) * | 1999-10-22 | 2001-06-22 | Motorola Inc | 校正された周波数変調位相同期ループのための方法および装置 |
JP2008511006A (ja) * | 2004-08-26 | 2008-04-10 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | レーダ高度計 |
JP2008232854A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Mitsubishi Electric Corp | ミリ波送受信モジュール |
US7898344B2 (en) | 2006-09-12 | 2011-03-01 | Fujitsu Limited | Phase-locked oscillator and multi-radar system using same |
EP2396887A4 (en) * | 2009-02-13 | 2012-08-29 | Freescale Semiconductor Inc | INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING A FREQUENCY GENERATION CIRCUITRY FOR CONTROLLING A FREQUENCY SOURCE |
JP2012195833A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Yokogawa Denshikiki Co Ltd | 多周波発振器 |
JP2013519252A (ja) * | 2010-01-21 | 2013-05-23 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 発振器の周波数変調制御のための方法及び装置 |
US8866667B2 (en) | 2012-02-22 | 2014-10-21 | Honeywell International Inc. | High sensitivity single antenna FMCW radar |
US9297885B2 (en) | 2012-07-27 | 2016-03-29 | Honeywell International Inc. | Method of system compensation to reduce the effects of self interference in frequency modulated continuous wave altimeter systems |
US9660605B2 (en) | 2014-06-12 | 2017-05-23 | Honeywell International Inc. | Variable delay line using variable capacitors in a maximally flat time delay filter |
US10018716B2 (en) | 2014-06-26 | 2018-07-10 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for calibration and optimization of frequency modulated continuous wave radar altimeters using adjustable self-interference cancellation |
-
1992
- 1992-10-08 JP JP4270586A patent/JPH06120735A/ja active Pending
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08195629A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Nec Corp | 変調装置 |
JP4514932B2 (ja) * | 1999-10-22 | 2010-07-28 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | 校正された周波数変調位相同期ループのための方法および装置 |
JP2001168644A (ja) * | 1999-10-22 | 2001-06-22 | Motorola Inc | 校正された周波数変調位相同期ループのための方法および装置 |
JP2013064742A (ja) * | 2004-08-26 | 2013-04-11 | Honeywell Internatl Inc | レーダ高度計 |
JP2008511006A (ja) * | 2004-08-26 | 2008-04-10 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | レーダ高度計 |
JP2015180885A (ja) * | 2004-08-26 | 2015-10-15 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | レーダ高度計 |
US7898344B2 (en) | 2006-09-12 | 2011-03-01 | Fujitsu Limited | Phase-locked oscillator and multi-radar system using same |
JP2008232854A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Mitsubishi Electric Corp | ミリ波送受信モジュール |
EP2396887A4 (en) * | 2009-02-13 | 2012-08-29 | Freescale Semiconductor Inc | INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING A FREQUENCY GENERATION CIRCUITRY FOR CONTROLLING A FREQUENCY SOURCE |
JP2013519252A (ja) * | 2010-01-21 | 2013-05-23 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 発振器の周波数変調制御のための方法及び装置 |
JP2012195833A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Yokogawa Denshikiki Co Ltd | 多周波発振器 |
US8866667B2 (en) | 2012-02-22 | 2014-10-21 | Honeywell International Inc. | High sensitivity single antenna FMCW radar |
US9297885B2 (en) | 2012-07-27 | 2016-03-29 | Honeywell International Inc. | Method of system compensation to reduce the effects of self interference in frequency modulated continuous wave altimeter systems |
US9557409B2 (en) | 2012-07-27 | 2017-01-31 | Honeywell International Inc. | Method of system compensation to reduce the effects of self interference in frequency modulated continuous wave altimeter systems |
US9660605B2 (en) | 2014-06-12 | 2017-05-23 | Honeywell International Inc. | Variable delay line using variable capacitors in a maximally flat time delay filter |
US10018716B2 (en) | 2014-06-26 | 2018-07-10 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for calibration and optimization of frequency modulated continuous wave radar altimeters using adjustable self-interference cancellation |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5220292A (en) | Microwave oscillator with noise degeneration feedback circuit | |
US5834979A (en) | Automatic frequency control apparatus for stabilization of voltage-controlled oscillator | |
US10620589B1 (en) | Millimeter wave chip scale atomic clock | |
JPH06120735A (ja) | 発振回路 | |
US12003246B2 (en) | Methods and systems for atomic clocks with high accuracy and low Allan deviation | |
KR101940643B1 (ko) | 고속 펄스 변조 시스템 | |
JP2011010138A (ja) | 周波数掃引方法及び回路 | |
GB2247368A (en) | Phase modulation signal generator | |
JP4062135B2 (ja) | 高周波発振装置、無線装置およびレーダ | |
US3514718A (en) | Apparatus for linearizing the output frequency variation rate of voltage tunable oscillators or the like | |
JP2002156447A (ja) | スイープ発振装置及びfmcw距離計測装置 | |
US4475216A (en) | FSK Data transceiver | |
JPH0693025B2 (ja) | Fm―cw測距方法 | |
JP4046293B2 (ja) | 電波レーダ装置 | |
JPH05284019A (ja) | 周波数発生装置 | |
US4245193A (en) | High-Q multi-mode resonator controlled source | |
RU2234718C1 (ru) | Частотно-модулированный высотомер | |
US11846720B2 (en) | Frequency sweep circuit and radar device | |
US5459431A (en) | Frequency/phase analog detector and its use in a phase-locked loop | |
JPH10213651A (ja) | Fm−cwレーダ | |
US3528033A (en) | Sweep rate controlled frequency swept oscillator | |
US20240356557A1 (en) | Pll circuit | |
US20230299796A1 (en) | Quadrature chirp generation | |
JP3018615B2 (ja) | 周波数安定化レ―ザ光源 | |
SU1480089A1 (ru) | Формирователь частотно-модулированных сигналов |