JP2008232854A - ミリ波送受信モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】ＶＣＯに変調幅の異なる複数の周波数変調された高周波信号を発生させる制御を全ての変調幅においてＤＡＣの分解能を活用することができ、かつ、コストアップも最小限に抑える形で行うことができるミリ波送受信モジュールを得ること。
【解決手段】マイコン１５ａは、複数の変調幅を択一選択する変調幅切替信号を出力するとともに、選択する変調幅とは無関係に、ＤＡＣ１６がほぼフルスケールを使って変換できる変調電圧デジタル信号をＤＡＣ１６に出力する。ゲイン変換回路１９ａは、複数の異なる変換ゲインの中から変調幅切替信号に対応する変換ゲインを選択し、選択した変換ゲインを用いてＤＡＣ１６の出力レベルを変化させて変調電圧信号としてＶＣＯ１０に与える。
【選択図】 図１

Description

この発明は、車載ミリ波レーダで用いられるミリ波送受信モジュールに関し、特に変調幅の異なる複数の周波数変調された高周波信号の送受信を可能にするミリ波送受信モジュールに関する。

車載ミリ波レーダは、ミリ波帯の電磁波を使用し、前方の車両との距離、相対速度の検知によって、クルーズコントロールや衝突不可避時のドライバーへの被害軽減などの安全性対策に適用されている。

このミリ波レーダは、ＦＭ−ＣＷ（周波数変調連続波：Frequency Modulated Continuous Wave）のミリ波帯電波を前方に向けて放射し、先行車両にあたって跳ね返ってくる受信波と送信波との差からビート周波数を求め、そのビート周波数を使って目標までの距離および相対速度を算出する。

このようなミリ波レーダで用いられるミリ波送受信モジュールは、周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振回路（以降、「ＶＣＯ」と記す）を備えるが、上記したビート周波数の発生を可能にするため、ＶＣＯに変調電圧として三角波電圧信号を与え、周波数が、時間と共に上昇する上昇変調信号と時間と共に下降する下降変調信号とで構成される高周波信号であるＦＭ−ＣＷ信号を発生するようになっている。

なお、ミリ波レーダにおいては、この周波数変調された高周波信号の変調幅は、一定であることが必要であるが、ＶＣＯは、個体差が有り、また環境温度の影響を受け易いので、その個体差や環境温度の影響を補正してＶＣＯが発生するＦＭ−ＣＷ信号の変調幅を一定にする方策として、ＶＣＯに与える三角波電圧信号をＤ／Ａ出力するディジタルアナログ変換器（以降、「ＤＡＣ」と記す）に与える前記三角波電圧信号のディジタルデータに出力時間指定を追加し、ＤＡＣの出力時間間隔を変化させる方法が提案されている（例えば特許文献１等）。

特開２００４−１６６０７６号公報

ところで、ミリ波レーダにおいては、上記した周波数変調幅を複数設けることができれば、測距距離に応じた目標物の検出性能を向上させることができる。この周波数変調幅を複数設けることを可能にするミリ波送受信モジュールの開発では、全ての変調幅においてＤＡＣの分解能を有効に活用できること、かつ、コストアップも最小限に抑えることが必要である。

しかし、ＤＡＣに与える三角波電圧信号のディジタルデータを変調幅毎に異ならせるようにすると、ＤＡＣの分解能を充分に活用できない場合が生ずるので、ミリ波レーダの当該変調幅での検出性能に影響を与えることが起こる。また、ＤＡＣは他の回路部品よりも高価であるので、コストアップの原因となる。

具体的に説明する。当初、ＶＣＯに与える三角波電圧信号が０〜１Ｖで、ＤＡＣが１Ｖ用に８ビット分解能であるレーダ機器を想定する。このようなレーダ機器に対し、ＶＣＯに与える三角波電圧信号が０〜３Ｖである新たな変調幅を設定することにする。ＤＡＣに与える三角波電圧信号のディジタルデータを変調幅が小の１Ｖ用と変調幅が大の３Ｖ用とで異ならせると、当初のＤＡＣは変調幅が小の１Ｖ用に８ビットの分解能であるので、変調幅が大の３Ｖに対して同じ分解能を有するためには、３ビット追加した１１ビットのＤＡＣに置き換える必要がなる。そうすると、変調幅が小の１Ｖでは、１１ビットの分解能のうち８ビットしか活用しておらず、ＤＡＣの分解能を充分に活用できなくなる。また、ＤＡＣの価格は、ビット数が増えると、さらに高価になる。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、ＶＣＯに変調幅の異なる複数の周波数変調された高周波信号を発生させる制御を、全ての変調幅においてＤＡＣの分解能を充分に活用することができ、かつ、コストアップも最小限に抑える形で行うことができるミリ波送受信モジュールを得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、上昇および下降する変調電圧デジタル信号を出力する制御部と、該変調電圧デジタル信号をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換部と、ディジタルアナログ変換部から出力される変調電圧に基づき周波数変調された高周波信号を発生する発振回路と、前記高周波信号を受信して処理する受信回路とを備えるミリ波送受信モジュールにおいて、前記制御部は、複数の変調幅を択一選択する変調幅切替信号を出力するともに、選択する変調幅とは無関係に、前記ディジタルアナログ変換部がほぼフルスケールを使って変換できる変調電圧デジタル信号をディジタルアナログ変換部に出力し、前記ディジタルアナログ変換手段の出力電圧に対する割合である変換ゲインが前記複数の変調幅に対応してそれぞれ異なる値として複数個設定され、前記変調幅切替信号に対応する変換ゲインを選択し、選択した変換ゲインを用いて前記ディジタルアナログ変換手段の出力レベルを変化させて前記発振回路に与えるゲイン変換部を備えることを特徴とする。

この発明によれば、制御部は、複数の変調幅を択一選択する変調幅切替信号を出力するとともに、選択する変調幅とは無関係に、ディジタルアナログ変換部がほぼフルスケールを使って変換できる変調電圧デジタル信号をディジタルアナログ変換部に出力し、ゲイン変換部は、複数の異なる変換ゲインの中から変調幅切替信号に対応する変換ゲインを選択し、選択した変換ゲインを用いてディジタルアナログ変換部の出力レベルを変化させて周波数変調信号として発振回路に与えるようにしたので、複数の変調幅の全てにおいてディジタルアナログ変換手段の分解能を充分に活用することができ、かつ、コストアップも最小限に抑える形で行うことができるという効果を奏する。

以下に図面を参照して、この発明にかかるミリ波送受信モジュールの好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるミリ波送受信モジュールの構成を示すブロック図である。この発明の理解を容易にするため、まず、ミリ波送受信モジュールの基本的な構成と動作を説明し、その後、実施の形態１に関わる部分を説明する。

図１において、送信アンテナ１と受信アンテナ２は、ＦＭ−ＣＷレーダが備えるアンテナである。ミリ波送受信モジュールは、基本的に、送信アンテナ１と受信アンテナ２とに接続される高周波回路３と、高周波回路３に接続される信号処理部４ａおよびバイアス制御回路５とで構成されている。

高周波回路３は、基本要素として、信号処理部４ａから送信指令であるＶＣＯ変調電圧（三角波電圧信号）を受けて周波数変調された高周波信号を発生するＶＣＯ１０と、ＶＣＯ１０が出力する高周波信号の大部分を送信アンテナ１に与え、残りをミキサ１２にローカル信号として与える方向性結合器１１と、受信アンテナ２の受信信号を前記ローカル信号によって周波数変換（ダウンコンバート）するミキサ１２と、ミキサ１２の変換出力を増幅し受信信号として信号処理部４ａに与えるビデオ増幅器１３とを備えている。なお、高周波回路３の各要素は、ＭＭＩＣ（Microwave Monolithic IC）で構成されている。

信号処理部４ａは、ＦＭ−ＣＷレーダにおける送信処理と計測処理とを主に行う主回路部（以降「マイコン」と記す）１５ａと、マイコン１５ａからの送信指令（三角波電圧信号のディジタルデータ）をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１６と、ＤＡＣ１６が出力する階段状の三角波電圧信号を滑らかな三角波電圧信号に整形して高周波回路３のＶＣＯ１０に与えるフィルタ１７と、高周波回路３のビデオ増幅器１３からの受信信号をディジタル信号に変換しマイコン１５ａに与えるアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１８とを備えている。

バイアス制御回路５は、マイコン１５ａのバイアス制御信号出力部２０から送られてくる指令に従って高周波回路３内の各ＭＭＩＣに供給する各種のバイアス電圧を制御する。

以上のように構成されるミリ波送受信モジュールを備えるＦＭ−ＣＷレーダでは、ＶＣＯ１０は、信号処理回路４ａから三角波電圧信号であるＶＣＯ変調電圧を受けて、周波数が、一定期間上昇する上昇変調信号と一定期間下降する下降変調信号とからなる高周波信号であるＦＭ−ＣＷ信号を発生する。このＦＭ−ＣＷ信号の大部分が方向性結合器１１から送信アンテナ１に供給され、送信アンテナ１からミリ波電波が目標物に向けて照射される。また、残りのＦＭ−ＣＷ信号は、ローカル信号としてミキサ１２に供給される。受信アンテナ２に捕捉された目標物での反射波は、受信信号としてミキサ１２に入力される。ミキサ１２は、受信アンテナ２からの受信信号と方向性結合器１１からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つビート信号を出力する。このビート信号は、ビデオ増幅器１３にて適宜レベルに増幅され、ＡＤＣ１８を介してマイコン１５ａに入力される。マイコン１５ａは、入力したビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離と目標物体の移動速度とを求める。

さて、この実施の形態１によるミリ波送受信モジュールは、図１に示すように、信号処理部４ａでは、マイコン１５ａにゲイン切替信号出力部２１が設けられ、フィルタ１７とＶＣＯ１０との間にゲイン変換回路１９ａが設けられている。

マイコン１５ａは、ＶＣＯ１０に発生させる周波数変調された高周波信号の複数の変調幅を管理する機能と、基本となる三角波電圧信号のディジタルデータをＡＤＣ１８に出力するのと並行して、前記複数の変調幅のそれぞれを指定する切替信号、別言すれば複数の変調幅を択一選択する変調幅切替信号をゲイン切替信号出力部２１からゲイン変換回路１９ａに出力する機能とが追加されている。

複数の変調幅は、この実施の形態１では、第１の変調幅と第２の変調幅の２つとしているので、ゲイン切替信号出力部２１からゲイン変換回路１９ａに出力する切替信号は、２値のレベル信号である。

ゲイン変換回路１９ａは、第１の変調幅と第２の変調幅にそれぞれ対応して、ＤＡＣ１６の出力電圧に対する割合である変換ゲイン（１／ｎ１，１／ｎ２）が予め定められ、フィルタ１７から送られてくる基本三角波電圧信号を、マイコン１５ａから送られてくる切替信号が示す第１の変調幅と第２の変調幅のそれぞれで異なる値の変換ゲイン（１／ｎ１，１／ｎ２）で大きさを切り替えてＶＣＯ１０に与える。

このような動作を行うゲイン変換回路１９ａは、例えば演算増幅器を用いた負帰還増幅回路の帰還抵抗素子の値を変換ゲイン（１／ｎ１，１／ｎ２）に応じて定めておき、その抵抗値を切替信号が示す第１の変調幅と第２の変調幅とで切り替えることで実現できる。

以下、図２を参照して、ＶＣＯ１０が発生する周波数された高周波信号の変調幅を切り替える動作について説明する。図２は、周波数変調幅に応じてＶＣＯに与える三角波電圧信号の大きさを切り替える動作を説明するタイムチャートである。

図２（Ａ）：マイコン１５ａは、切り替える変調幅とは無関係に、ＤＡＣ１６がほぼフルスケールを使って変換できる基本三角波電圧信号のディジタルデータをＤＡＣ１６に出力する。したがって、ＤＡＣ１６は、切り替える変調幅とは無関係に、常時、一定振幅の基本三角波電圧信号をフルスケール（図示例では、０〜５Ｖ）を使用して出力する。
図２（Ｂ）：マイコン１５ａがゲイン切替信号出力部２１から出力する切替信号は、変調幅１を選択させる高レベルの所定期間と、変調幅２を選択させる低レベルの所定期間とからなる。
図２（Ｃ）：ゲイン変換回路１９ａでは、ＶＣＯ１０に与える変調制御電圧を、例えば変調幅１では０〜３Ｖ、変調幅２では０〜２Ｖと定めてある。これに対してＤＡＣ１６の出力が０〜５Ｖである。そこで、ゲイン変換回路１９ａは、フィルタ１７から送られてくる０〜５Ｖの基本三角波電圧信号に対して、切替信号が、変調幅１を指定している期間では、変換ゲイン１／ｎ１＝３／５を使用し、変調幅２を指定している期間では、変換ゲイン１／ｎ２＝２／５を使用する。

因みに、このようなゲイン切替を行わず、マイコン１５ａが変調幅１と変調幅２とで異なるレベルを示すディジタルデータを出力する場合に、ゲインを変調幅１に合わせると、変調幅１のゲインのみで変調幅２でも動作させる必要がある。上記の例では、変調幅１のゲインは３／５＝０．６倍であるので、変調幅２での振幅は、２／０．６＝３．３３Ｖとなる。ＤＡＣ１６の分解能を１１ビットとすれば、有効範囲は０〜１０２３ｃｏｄｅである。ゲインを変調幅１に合わせた場合は、変調幅２での振幅＝３．３３ＶをＤＡＣ１６の出力に換算すると、６８２ｃｏｄｅ＝１０２３×２／３となり、分解能が２／３に低下してしまう。ビット数に換算すると９．４ビット相当の分解能しか得られないことになる。

以上のように、この実施の形態１によれば、ＶＣＯ１０に変調幅の異なる複数の周波数変調された高周波信号を発生させるに当たり、変調幅とは無関係に、ＤＡＣ１６がほぼフルスケールを使って変換できる基本三角波電圧信号のディジタルデータをＤＡＣ１６に出力し、かつ、変調幅を指定する切替信号を出力し、ゲイン変換回路１９ａは、ＤＡＣ１６の出力を切替信号に応じた複数の異なるゲインをもって増幅して、該増幅信号を変調制御電圧としてＶＣＯ１０に与えるようにしたので、全ての変調幅においてＤＡＣ１６の分解能を充分に活用することができる。また、追加するゲイン変換回路は安価に構成できるので、コストアップも最小限に抑えることができる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２によるミリ波送受信モジュールの構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図３に示すように、この実施の形態２によるミリ波送受信モジュールでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、信号処理部４ａに代えて信号処理部４ｂが設けられている。信号処理部４ｂでは、符号を代えたマイコン１５ｂにゲイン値演算出力部２２が設けられ、ゲイン値可変回路２３が追加され、ゲイン変換回路１９ａに代えて若干の機能を追加したゲイン変換回路１９ｂが設けられている。

マイコン１５ｂのゲイン値演算出力部２２は、ゲイン変換回路１９ｂに設定されている複数の変換ゲインの１つあるいは複数を変化させる場合に、例えば、温度または測距距離などを入力パラメータとした所定の演算を行うことで変化させようとするゲイン値を演算し、該演算したゲイン値をゲイン値可変回路２３に出力する。

ゲイン値可変回路２３では、マイコン１５ｂから受け取ったゲイン値を用いて、ゲイン変換回路１９ｂに設定されている変換ゲインを可変設定する。これ以降、ゲイン変換回路１９ｂでは、可変設定された変換ゲインを用いてＤＡＣ１６の出力の増幅動作を行う。

以上のように、この実施の形態２によれば、ゲイン変換回路１９ｂの変換ゲインを適宜可変できるように構成したので、温度などの環境条件、レーダの測距距離などに応じて適切な変換ゲインを設定することができるようになる。この場合でも、全ての変調幅においてＤＡＣの分解能を活用することができ、また、コストアップも最小限に抑えることができる。

以上のように、この発明にかかるミリ波送受信モジュールは、変調幅の異なる複数の周波数変調された高周波信号の送受信を行うのに有用であり、特に、ミリ波レーダにおいて測距距離に応じた目標物の検知機能の向上を図るのに適している。

この発明の実施の形態１によるミリ波送受信モジュールの構成を示すブロック図である。 周波数変調幅に応じてＶＣＯに与える三角波電圧信号の大きさを切り替える動作を説明するタイムチャートである。 この発明の実施の形態２によるミリ波送受信モジュールの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 送信アンテナ
２ 受信アンテナ
３ 高周波回路
４ａ，４ｂ 信号処理部
５ 制御回路
１０ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１１ 方向性結合器
１２ ミキサ
１３ ビデオ増幅器
１５ 主回路部（マイコン）
１６ ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
１７ フィルタ
１８ アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）
１９ａ，１９ｂ ゲイン変換回路
２０ バイアス制御信号出力部
２１ ゲイン切替信号出力部
２２ ゲイン値演算出力部
２３ ゲイン値可変回路

Claims (2)

1. 上昇および下降する変調電圧デジタル信号を出力する制御部と、該変調電圧デジタル信号をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換部と、ディジタルアナログ変換部から出力される変調電圧に基づき周波数変調された高周波信号を発生する発振回路と、前記高周波信号を受信して処理する受信回路とを備えるミリ波送受信モジュールにおいて、
   前記制御部は、複数の変調幅を択一選択する変調幅切替信号を出力するともに、選択する変調幅とは無関係に、前記ディジタルアナログ変換部がほぼフルスケールを使って変換できる変調電圧デジタル信号をディジタルアナログ変換部に出力し、
   前記ディジタルアナログ変換部の出力電圧に対する割合である変換ゲインが前記複数の変調幅に対応してそれぞれ異なる値として複数個設定され、前記変調幅切替信号に対応する変換ゲインを選択し、選択した変換ゲインを用いて前記ディジタルアナログ変換部の出力レベルを変化させて前記発振回路に与えるゲイン変換部、
   を備えていることを特徴とするミリ波送受信モジュール。
2. 前記ゲイン変換部における各ゲインを可変設定するゲイン可変部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のミリ波送受信モジュール。

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