JP2009198363A - 電波探知装置および方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】高分解Ａ／Ｄ変換回路を用いることなく、精度を高めたモノパルス式レーダを具現化できるようにする。
【解決手段】例えば、モノパルス式レーダ２１の差信号△の系統と和信号Σの系統のそれぞれにおいて個別に、Ａ／Ｄ変換部４６△，４６Σの各前段に、可変利得部４５△，４５Σがそれぞれ設けられている。演算処理部４７は、この可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御を行う。本発明は、モノパルス式レーダに適用可能である。
【選択図】図３

Description

本発明は、電波探知装置および方法に関し、特に、精度を高めた電波探知装置および方法に関する。
従来、自車と他車との衝突を回避すべく、衝突可能性のある他車を探知する電波探知装置（レーダ）として、モノパルス式レーダが自車に搭載されていることがある（例えば特許文献１，２参照）。
モノパルス式とは、角度検知を行う一方式をいう。即ち、モノパルス式レーダは、自身の前方中心方向に対する探知対象物の角度を検知する。換言すると、自車の前方部分にモノパルス式レーダが搭載されている場合には、自車の前方他車が探知対象物となり、自車の前方他車の角度がモノパルス式レーダにより検知される。一方、自車の後方部分にモノパルス式レーダが搭載されている場合には、自車の後方他車が探知対象物となり、自車の後方他車の角度がモノパルス式レーダにより検知される。
以下、図１と図２を参照して、モノパルス式の概略についてさらに説明する。
従来のモノパルス式レーダにおいては、送信アンテナが設けられ、その送信アンテナの近傍に、例えば図１に示されるように、それぞれ受信アンテナ１１Ｌ，１１Ｒが所定の間隔をあけて設けられている。また、従来のモノパルス式レーダにおいては、信号加工部１２も設けられている。
送信アンテナからの送信信号が探知対象物において反射し、その反射信号が、受信アンテナ１１Ｌ，１１Ｒに受信信号としてそれぞれ受信されて、信号加工部１２に提供される。信号加工部１２は、それら２つの受信信号の差である差信号△と、２つの受信信号の和である和信号Σとを生成し、出力する。差信号△と和信号Σの各強度は、到来角θ、即ち探知対象物との角度θに応じて、図２のような特性となる。
そこで、モノパルス式レーダは、和信号Σと差信号△の信号強度の比に基づいて、探知対象物の角度θを算出する。
特開Ｈ０９−９００２６号公報 特開Ｈ０６−１５０１９５号公報
しかしながら、差信号△と和信号Σの信号強度が４０ｄＢ近く変化するため、Ａ／Ｄ変換処理において入力範囲に対して信号振幅の変化が著しく小さい場合、Ａ／Ｄ変換後の離散化された値では変化が無いあるいは変化幅が小さくなるため、角度演算に誤差が生じる。また、Ａ／Ｄ変換の入力範囲に対して信号振幅がオーバーする場合、Ａ／Ｄ変換後の値が上限にて飽和するため、角度演算に誤差が生じる。探知対象物との角度θが変化することによって生じる信号強度の変化分だけを考慮しても7ビット必要であり、さらに距離や反射率に起因する信号強度の変化を考慮すると、それ以上のビットが必要であるからである。
そこで、従来のモノパルス式レーダでは、測定精度を高めるために高分解Ａ／Ｄ変換回路を採用するものがあった。この高分解Ａ／Ｄ変換回路は高分解である分だけコストがかかり、その結果、モノパルス式レーダのコスト増が問題となっていた。
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、高分解Ａ／Ｄ変換回路を用いることなく、精度を高めたモノパルス式レーダを具現化できるようにするものである。
本発明の一側面の電波探知装置は、２以上の受信アンテナを有し、探知対象物をモノパルス式により探知する電波探知装置であって、前記２以上の受信アンテナに受信された各受信信号の差信号と和信号とのそれぞれの信号強度を離散的に変化させる可変利得手段と、前記可変利得手段により信号強度がそれぞれ変化した前記差信号または前記和信号に対して、Ａ／Ｄ変換処理をそれぞれ施すＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段による前記Ａ／Ｄ変換処理後の前記差信号および前記和信号のそれぞれを用いて、前記モノパルス式により角度を演算する角度演算手段と、前記可変利得手段による前記信号強度の変換倍率を、前記差信号と前記和信号とのそれぞれに対して個別に切り換える制御を行う制御手段とを備える。
これにより、精度を高めた電波探知装置を具現化できるようになる。
例えば、電波探知装置はモノパルス式レーダ等で構成される。
例えば、可変利得手段は、ＰＧＡ（プログラマブル ゲイン アンプ）等で構成することができる。例えば、Ａ／Ｄ変換手段は、Ａ／Ｄ変換回路等で構成することができる。例えば、角度演算手段は、演算処理を行う回路や、ソフトウエアとしての信号処理を実行するコンピュータ等を含むように構成される。例えば、制御手段は、演算処理を行う回路や、ソフトウエアとしての信号処理を実行するコンピュータ等を含むように構成される。
なお、角度演算手段と制御手段とは、ソフトウエアモジュールとして、マイクロコンピュータ等同一の装置に含めるようにすることもできる。
前記制御手段は、前記差信号と前記和信号のそれぞれの信号強度と所定の閾値と比較し、その結果に基づいて、前記可変利得手段の変換倍率を切り替える制御を行う。
これにより、Ａ／Ｄ変換手段の入力範囲に対して差信号や和信号の信号強度の変化度合が適切になるため、Ａ／Ｄ変換後の値が飽和したり、小さくなり過ぎることを改善できる。
前記制御手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段より所定期間に出力された前記差信号のピーク値とボトム値とを保持する差信号用ピーク／ボトム保持手段と、前記所定の閾値として、ピーク値用閾値とボトム値用閾値とが設定されており、前記差信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ピーク値と前記ピーク値用閾値とを比較し、前記差信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ボトム値と前記ボトム値用閾値とを比較し、それらの比較の結果に基づいて、前記可変利得手段の前記差信号に対する変換倍率を決定する差信号用閾値判定手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段より所定期間に出力された前記和信号のピーク値とボトム値とを保持する和信号用ピーク／ボトム保持手段と、前記所定の閾値として、ピーク値用閾値とボトム値用閾値とが設定されており、前記和信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ピーク値と前記ピーク値用閾値とを比較し、前記和信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ボトム値と前記ボトム値用閾値とを比較し、それらの比較の結果に基づいて、前記可変利得手段の前記和信号に対する変換倍率を決定する和信号用閾値判定手段とを設けるようにすることができる。
例えば、差信号用および和信号用ピーク／ボトム保持手段並びに閾値判定手段は、演算処理を行う回路や、ソフトウエアとしての信号処理を実行するコンピュータ等を含むように構成される。
これにより、前記可変利得手段の変換倍率の切り替えのより一段と適切な制御処理を実行できるようになる。
前記閾値判定手段は、Ａ倍と、Ｂ倍と（Ａ，Ｂは相異なる数値）のうちの何れか一方を、前記可変利得手段の前記差信号と前記和信号のそれぞれに対する変換倍率としてそれぞれ決定することができる。
前記電波探知装置の状態として、前記可変利得手段の変換倍率がＡ倍となっている第１の状態と、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている第２の状態とが、前記和信号と前記差信号のそれぞれについて独立して存在し、前記ピーク値用閾値として、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている場合に用いられる閾値が+Th_Hとして設定され、Ａ倍となっている場合に用いられる閾値が+Th_Lとして設定されており、前記ボトム値用閾値として、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている場合に用いられる閾値が-Th_Hとして設定され、Ａ倍となっている場合に用いられる閾値が-Th_Lとして設定されており、前記Ａ／Ｄ変換手段のフルスケールレンジをFSRと記述し、前記FSRの中心値を0と記述し、前記0に対してピーク側にある前記FSRの半分の値を+FSR/2と記述し、前記0に対してボトム側にある前記FSRの半分の値を-FSR/2と記述し、前記差信号用閾値判定手段または前記和信号用閾値判定手段は、前記差信号または前記和信号である対象信号について、前記第１の状態において、所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_L乃至前記+FSR/2にあるか、またはそのボトム値が前記-Th_L乃至-FSR/2にある場合、前記第１の状態を維持させ、前記第１の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_L乃至前記0にあり、かつ前記ボトム値が前記-Th_L乃至前記0にある場合、前記第２の状態に遷移させ、前記第２の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_H乃至前記0にあり、かつそのボトム値が前記-Th_H乃至前記0にある場合、前記第２の状態を維持させ、前記第２の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_H乃至前記+FSR/2にあるか、またはそのボトム値が前記-Th_H乃至前記-FSR/2にある場合、前記第２の状態を維持させる制御を行うことで、前記可変利得手段の前記対象信号に対する変換倍率を決定する。
これにより、可変利得手段は、例えば利得をＢ倍（より具体的には例えば２n倍）またはＡ倍（より具体的には例えば１倍）に離散的に切り替え可能なＰＧＡ（プログラマブル ゲイン アンプ）等で構成することができるようになる。即ち、可変利得手段として、ゲインの切替が１段階で済む簡易な構成で、かつ、精度の良い利得可変が実現できるＰＧＡを採用できるようになる。
本発明の一側面の電波探知方法は、上述した本発明の一側面の電波探知装置に対応する方法である。
以上のごとく、本発明によれば、モノパルス式を利用して対象物を探知することができる。特に、精度を高めたモノパルス式レーダを具現化できるようになる。
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図３は、本発明が適用される電波探知装置としてのモノパルス式レーダ２１の機能を示す機能ブロック図を示している。
モノパルス式レーダ２１のアンテナとして、送信アンテナ３１、および、２つの受信アンテナ３２Ｌ，３２Ｒが設けられている。
送信信号生成部４１は、送信信号Ｓｓを生成する。この送信信号Ｓｓは、アンテナ３１から送信される。なお、送信信号生成部４１により生成される送信信号Ｓｓの形態は受信信号から位相差が求まるものであれば特に限定されない。例えば、ＣＷ、２周波ＣＷ、ＦＭＣＷなどを採用することができる。
この送信信号Ｓｓは探知対象物２２において反射し、その反射信号が、受信信号Ｓｒｌとして受信アンテナ３２Ｌに受信されるとともに、受信信号Ｓｒｒとして受信アンテナ３２Ｒに受信される。
信号加工部４２は、受信信号Ｓｒｌと、受信信号Ｓｒｒとの差を信号として生成し、ミキシング部４３に出力する。ミキシング部４３は、信号加工部４２の出力信号と、送信信号生成部４１により生成される送信信号Ｓｓとをミキシング処理することで、差信号△を生成し、可変利得部４５△に提供する。可変利得部４５△は、差信号△の信号強度を変倍（１倍含む）して、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供する。ここで、変倍とは、信号強度を所定の倍率に変更すること（現状維持についても、１倍から１倍に変更することとして取り扱う）をいう。なお、可変利得部４５△による差信号△の信号強度の変倍手法については、図４以降の図面を参照して後述する。Ａ／Ｄ変換部４６△は、アナログ信号としての差信号△をデジタル信号に変換して、演算処理部４７に提供する。
また、信号加工部４２は、受信信号Ｓｒｒと、受信信号Ｓｒｌとを加算した信号を生成し、ミキシング部４４に出力する。ミキシング部４４は、信号加工部４２の出力信号と、送信信号生成部４１により生成される送信信号Ｓｓとをミキシング処理することで、和信号Σを生成し、可変利得部４５Σに提供する。可変利得部４５Σは、和信号Σの信号強度を変倍（１倍含む）して、Ａ／Ｄ変換部４６Σに提供する。なお、可変利得部４５Σによる和信号Σの信号強度の変倍手法については、図４以降の図面を参照して後述する。Ａ／Ｄ変換部４６Σは、アナログ信号としての和信号Σをデジタル信号に変換して、演算処理部４７に提供する。
演算処理部４７は、Ａ／Ｄ変換部４６Σからの和信号Σと、Ａ／Ｄ変換部４６△からの差信号△の信号強度の比に基づいて、到来角θ、即ち、探知対象物２２の角度θを算出して出力する。また、演算処理部４７は、探知対象物２２との相対速度Ｖも算出して出力する。
図４は、演算処理部４７の機能の詳細を示す機能ブロック図を示している。
演算処理部４７は、固定小数点演算部５１と浮動小数点演算部５２とを有している。
固定小数点演算部５１には、差信号△についての固定小数点による演算処理を行うべく、ピーク／ボトム保持部６１△、閾値判定部６２△、LPF部６３△、および、FFT部６４△が設けられており、その順番でそれぞれ接続されている。
また、固定小数点演算部５１には、和信号Σについての固定小数点による演算処理を行うべく、ピーク／ボトム保持部６１Σ、閾値判定部６２Σ、LPF部６３Σ、および、FFT部６４△Σが設けられており、その順番でそれぞれ接続されている。
浮動小数点演算部５２には、浮動小数点による演算処理を行うべく、角度演算部６５と速度演算部６６とが設けられている。
以下、図３と図４の構成を有するモノパルス式レーダ２１の動作について説明する。なお、必要に応じて各機能ブロックの機能の説明も併せて行う。また、差信号△および和信号Σを生成するまでの動作については、図１等の従来のモノパルス式レーダと基本的に同様である。よって、その説明については省略する。即ち、以下、モノパルス式レーダ２１のうちの、図４に示されている部分の動作についてのみ説明する。
可変利得部４５△は、例えばＢ倍（より具体的には例えば２n倍）またはＡ倍（より具体的には例えば１倍）に切替可能な可変利得アンプまたは減衰器として構成されている。具体的には例えば本実施の形態では、n=4、即ち、１６倍または１倍に切替可能な可変利得アンプとして可変利得部４５△は構成されている。
即ち、アナログ信号としての差信号△は、可変利得部４５△に入力されると、そこで、その信号強度が、ゲインＧ倍（Ｇは、例えば本実施の形態では１と１６のうちの切り替えられた方の整数値）に変換され、Ａ／Ｄ変換部４６△においてデジタル信号に変換されて、ピーク／ボトム保持部６１△に提供される。
可変利得部４５△のゲイン切替処理、即ち、ゲインＧを１倍または１６倍に切り替える処理は、閾値判定部６２△からの制御信号αに基づいて行われる。かかるゲイン切替処理の手法については、図５と図６を参照して後述する。
ピーク／ボトム保持部６１△は、Ａ／Ｄ変換部４６から順次提供されてくる差信号△の信号強度が、現在保持されているピーク値（信号強度の最大値）またはボトム値（信号強度の最小値）を超えているか否かを判断し、超えていると判断した場合、ピーク値またはボトム値として、その差信号△の信号強度を採用（更新）する。即ち、ピーク／ボトム保持部６１△は、所定期間（例えば20msの間）、Ａ／Ｄ変換部４６△からの差信号△のピーク値とボトム値とを保持する。ピーク／ボトム保持部６１△は、その所定期間経過後、その保持結果、即ち、所定期間の差信号△のピーク値とボトム値を閾値判定部６２△に提供する。
閾値判定部６２△においては、差信号△のピーク値と比較される閾値（以下、ピーク値用閾値と称する）と、差信号△のボトム値と比較される閾値（以下、ボトム値用閾値と称する）とが設定されている。さらに、ピーク値用閾値として、可変利得部４５△のゲインＧが１６倍に設定されている場合に用いられるピーク値用閾値（以下、+Th_Hと記述する）と、ゲインＧが１倍に設定されている場合に用いられるピーク値用閾値（以下、+Th_Lと記述する）とが設定されている。また、ボトム値用閾値として、ゲインＧが１６倍に設定されている場合に用いられるボトム値用閾値（以下、-Th_Hと記述する）と、ゲインＧが１倍に設定されている場合に用いられるボトム値用閾値（以下、-Th_Lと記述する）とが設定されている。
具体的には、+Th_Hは、Ａ／Ｄ変換部４６△のＦＳＲ（フルスケールレンジ）の半分の値より数％程度小さくなる値が設定され、+Th_Lは、その値を１６倍した場合にもＦＳＲの半分の値に収まるように設定されている。
同様に、-Th_Hは、その絶対値がＡ／Ｄ変換部４６△のＦＳＲの半分の値より数％程度小さくなるように設定され、-Th_Lは、その絶対値を１６倍した場合にもＦＳＲの半分の値に収まるように設定されている。
閾値判定部６２△は、所定期間の差信号△のピーク値とピーク値用閾値+Th_H，+Th_Lとの関係、および、所定期間の差信号△のボトム値とボトム値用閾値-Th_H,-TH_Lとの関係を判断し、それらの判断結果に基づいて、制御信号αを生成し、可変利得部４５△に提供する。
これにより、例えば、差信号△の値がＦＳＲに比べ小さすぎるよう場合には、可変利得部４５△のゲインを大きくする制御信号αが出力されて、信号強度を適切なレベルに変換することができる。一方、例えば、差信号△の値がＦＳＲに比べて大きくなり過ぎる場合には、逆に可変利得部４５△のゲインを小さくする制御信号αが出力されて、信号強度を適切なレベルに変換することができる。
換言すると、閾値判定部６２△が所定期間ごとに信号強度を評価することで、可変利得部４５△のゲインを適切に設定することができる。
なお、制御信号αは、例えば本実施の形態では、１または１６を示す信号であるとする。ここで、１または１６を示す信号とは、可変利得部４５△および角度演算部６５において、１であるのかそれとも１６であるのかを識別できる信号であれば足り、その形態は特に限定されない。例えば、制御信号αをフラグとし、フラグが立っている場合には１６を示し、フラグが降りている場合には１を示すことを、可変利得部４５△および角度演算部６５が認識できるようにモノパルス式レーダ２１を構成すればよい。なお、以下、説明の便宜上、制御信号αのうち、１６を示す信号の方を、制御信号α＝１６と記述し、１を示す信号の方を、制御信号α＝１であると記述する。
さらに、図５を参照して、閾値判定部６２△の動作の詳細例について説明する。
図５は、モノパルス式センサ２１のうちの差信号△の系統（可変利得部４５△乃至ＦＦＴ部６４△）が取り得る各状態の一例を示している。
図５において、各状態は、１つの楕円形状で示されており、その楕円形状に引かれた“Ｓ”を含む符号により判別される。１つの状態から１つの状態への状態遷移（同一の状態に留まる場合も含む）は、所定の条件（以下、状態遷移条件と称する）が満たされると実行される。このような状態遷移条件は、図５おいては、１つの状態から１つの状態への遷移を表す矢印に、“Ｃ”を含む符号を付して表されている。
なお、以下、差信号△を、可変利得部４５△に入力される前の段階と、出力された後の段階とで明確に区別する必要がある場合、入力前の差信号△を特に差信号△inと称し、出力後の差信号△を、特に差信号△outと称する。この呼称は、和信号Σについても同様に採用するとする。
ここで、状態Ｓ１とは、閾値判定部６２△から制御信号α＝１が出力されている状態を指す。この場合、可変利得部４５△では、ゲインＧは１倍となる。即ち、差信号△outは、差信号△inの信号強度（１倍）のままでＡ／Ｄ変換部４６△に提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、α＝１が代入される。
これに対して、状態Ｓ１６とは、閾値判定部６２△から制御信号α＝１６が出力されている状態を指す。この場合、可変利得部４５△では、ゲインＧは１６倍となる。即ち、差信号△outは、差信号△inに対して１６倍の信号強度に増幅されてＡ／Ｄ変換部４６△に提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、α＝１６が代入される。
例えば状態Ｓ１において、閾値判定部６２△は、所定期間の差信号△outのピーク値が+Th_L〜+FSR/2にあるか、またはボトム値が-Th_L〜-FSR/2にある場合、状態遷移条件Ｃ１が満たされたと判定し、状態Ｓ１に遷移させる。即ち、状態Ｓ１において、所定期間の差信号△outの振幅が一定以上確保できている場合は、その状態Ｓ１が維持され、その結果、閾値判定部６２△から制御信号α＝１が出力される。
これに対して、例えば状態Ｓ１において、閾値判定部６２△は、所定期間の差信号△outのピーク値が+Th_L〜0にあり、かつボトム値が-Th_L〜0にある場合、状態遷移条件Ｃ２が満たされたと判定し、状態Ｓ１６に遷移させる。これにより、閾値判定部６２△から制御信号α＝１６が出力されるようになるので、次の所定期間からは、可変利得部４５△では、ゲインＧは１６倍となる。即ち、差信号△outは、差信号△inに対して１６倍の信号強度に増幅されてＡ／Ｄ変換部４６△に提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、α＝１６が代入される。
また例えば状態Ｓ１６において、閾値判定部６２△は、所定期間の差信号△outのピーク値が+Th_H〜0にあり、かつボトム値が-Th_H〜0にある場合、状態遷移条件Ｃ３が満たされたと判定し、状態Ｓ１６に遷移させる。即ち、状態Ｓ１６において、所定期間の差信号△outの振幅が所定値以下である間は、その状態Ｓ１６が維持され、その結果、閾値判定部６２△から制御信号α＝１６が出力される。
これに対して、例えば状態Ｓ１６において、閾値判定部６２△は、所定期間の差信号△outのピーク値が+Th_H〜+FSR/2にあるか、またはボトム値が-Th_H〜-FSR/2にある場合、状態遷移条件Ｃ４が満たされたと判定し、状態Ｓ１に遷移させる。これにより、閾値判定部６２△から制御信号α＝１が出力されるので、次の所定期間からは、可変利得部４５△では、ゲインＧは１倍となる。即ち、差信号△outは、差信号△inの信号強度そのまま（１倍）でＡ／Ｄ変換部４６△に提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、α＝１が代入される。
以上の内容をまとめると、次のようになる。即ち、例えば図６に示される波形の差信号△out（和信号Σについては後述する）が可変利得部４５△から出力されて、Ａ／Ｄ変換部４６△においてデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に入力されたとする。
なお、図６に示されるように、所定期間内における差信号△outの波形のうちの、+FSR/2側に存在する最高値（例えば同図の点Pの値）がピーク値となり、-FSR/2側に存在する最低値（絶対値としては最高値であって、例えば同図の点Bの値）がボトム値となる。
ここで、初期状態が例えば状態Ｓ１である場合、即ち、閾値判定部６２△から制御信号α＝１が出力されている場合を想定する。この場合、初期状態では、差信号△inは、可変利得部４５△において増幅せず（１倍に増幅されて）、その結果、差信号△outは、差信号△inの信号強度そのまま（１倍）で、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供され、そこでデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に提供される。
所定期間の差信号△outの信号強度の振幅が一定以上確保できている限り、状態Ｓ１が保持され続ける。よって、差信号△outは、差信号△inの信号強度そのまま（１倍）で、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供され、そこでデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に提供される。
その後、所定期間の差信号△outの信号強度の振幅が一定値を下回ると、状態Ｓ１６に遷移する。よって、次の所定期間の差信号△inの信号強度は、可変利得部４５△によって１６倍に増幅されて、その結果得られる差信号out、即ち、差信号△inに対して１６倍の信号強度を有する差信号outが、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供され、そこでデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に提供される。
その後、所定期間の差信号△outの信号強度の振幅が一定値を保っている限り、状態Ｓ１６が保持され続ける。よって、差信号△inに対して１６倍の信号強度を有する差信号△outが、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供され、そこでデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に提供される。
その後、所定期間の差信号△outの信号強度の振幅が所定値以上になると、状態Ｓ１に再び遷移する。よって、次の所定期間の差信号△outは、差信号△inの信号強度そのまま（１倍）で、Ａ／Ｄ変換部４６△に提供され、そこでデジタル信号に変換されて、閾値判定部６２△に提供される。
以上のように可変利得部４５△のゲイン切替の制御を行っていくことで、差信号△outの信号強度を、Ａ／Ｄ変換部４６△の量子化ビット数（ＦＳＲ：フルスケールレンジ）に基づいて決定された閾値+Th_H〜+Th_Lにピーク値を、閾値-Th_L〜-Th_Hにボトム値を収束させていくことができるようになる。即ち、差信号△outの信号強度の変化度合がＡ／Ｄ変換部４６△の入力範囲に対して適切となるため、Ａ／Ｄ変換後の値が飽和したり、小さくなり過ぎることを改善できる。
図４に戻り、可変利得部４５△から順次出力されてＡ／Ｄ変換部４６△を介してピーク／ボトム保持部６１△に順次入力されてくる差信号△outはまた、閾値判定部６２△を介してＬＰＦ部６３△にも順次提供される。
ＬＰＦ部６３△は、差信号△outに対してＬＰＦ(Low Pass Filter)処理を施し、その結果得られる信号をＦＦＴ部６４△に提供する。ＦＦＴ部６４△は、そのＬＰＦ処理後の差信号△outに対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析処理を施し、そのＦＦＴ解析結果を角度演算部６５に提供する。
以上の差信号△に対する可変利得部４５△乃至ＦＦＴ部６４△のそれぞれの処理と基本的に同様の処理が、和信号Σに対する可変利得部４５Σ乃至ＦＦＴ部６４Σのそれぞれの処理として実行される。即ち、可変利得部４５Σ乃至ＦＦＴ部６４Σのそれぞれは、可変利得部４５△乃至ＦＦＴ部６４△のそれぞれと基本的に同様の機能と構成を有している。
即ち、上述した図５はまた、モノパルス式センサ２１のうちの和信号Σの系統（可変利得部４５Σ乃至ＦＦＴ部６４Σ）が取り得る各状態の一例も示していることになる。
ただし、この場合、状態Ｓ１とは、閾値判定部６２Σから制御信号β＝１が出力されている状態を指す。この場合、可変利得部４５Σでは、ゲインＧは１倍となる。即ち、和信号Σoutは、和信号Σinのままの信号強度（１倍）でＡ／Ｄ変換部４６Σに提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、β＝１が代入される。
これに対して、状態Ｓ１６とは、閾値判定部６２Σから制御信号β＝１６が出力されている状態を指す。この場合、可変利得部４５Σでは、ゲインＧは１６倍となる。即ち、和信号Σoutは、和信号Σinに対して１６倍の信号強度に増幅されてＡ／Ｄ変換部４６Σに提供される。また、後述する角度演算部６５において行われる式（１）の演算において、Σ＝１６が代入される。
角度演算部６５は、次の式（１）の演算を行うことで、到来角θ、即ち、探知対象物の角度θを算出して出力する。
Figure 2009198363
 ・・・（１）
式（１）において、上述したように、制御信号α＝１が提供されてきた場合にはα＝１が代入され、制御信号α＝１６が提供されてきた場合にはα＝１６が代入される。また、制御信号β＝１が提供されてきた場合にはβ＝１が代入され、制御信号β＝１６が提供されてきた場合にはβ＝１６が代入される。
また、式（１）において、△Ｖpは、FFT部６４△から提供された差信号△outのFFT結果のうちの、探知対象物２２についての信号強度に相当する量を示している。また、ΣＶpは、FFT部６４Σから提供された和信号ΣoutのFFT結果のうちの、探知対象物２２についての信号強度に対応する量を示している。ｃは光速度を示している。fcは、キャリア周波数を示している。Lは、受信アンテナ３２Ｌ，３２Ｒの間の間隔を示している。
速度演算部６６は、次の式（２）の演算を行うことで、探知対象物２２との相対速度Ｖを算出して出力する。
Figure 2009198363
 ・・・（２）
式（２）において、fdは、FFT部６４Σから提供された和信号ΣoutのFFT結果のうちの、探知対象物２２についてのドップラ周波数を示している。また、式（２）においても式（１）と同様に、ｃは光速度を示し、fcはキャリア周波数を示している。
以上説明したように、図３と図４の構成を有するモノパルス式レーダ２１においては、例えば２n倍の可変利得アンプまたは減衰器として構成される可変利得部４５△，４５Σ、具体的には例えば本実施の形態では、n=4（１６倍）の可変利得アンプとして構成される可変利得部４５△，４５Σが、Ａ／Ｄ変換部４６△，４６Σのそれぞれの前段に設けられている。
また、ピーク／ボトムホールド機能を有するピーク／ボトム保持部６１△，６１Σと、閾値判定機能を有する閾値判定部６２△，６２Σとの各組が、Ａ／Ｄ変換部４６△，４６Σのそれぞれの後段に設けられている。
そして、ピーク／ボトムホールド機能を有するピーク／ボトム保持部６１△，６１Σと、閾値判定機能を有する閾値判定部６２△，６２Σとの各組が、所定期間ごとのピーク値／ボトム値と閾値+Th_H/+Th_L/-Th_L/-Th_Hとの比較結果に基づいて、図５の状態遷移図に従った状態遷移処理を実行する。そして、その状態遷移処理の結果に基づいて、可変利得部４５△，４５ΣのゲインＧの切替制御が行われる。
さらに、状態遷移処理の結果に基づいて可変利得部４５△，４５ΣのゲインＧが２n倍（本実施の形態では１６倍）に変化された場合には、その変化分をキャンセルすべく、角度演算部６５における角度演算時に、各信号強度を（1/２n倍）にするのと等価な処理が実行される。ここに、各信号強度を（1/２n倍）にするのと等価な処理とは、例えば式（１）においては、（△Ｖp／α）の演算処理や、（ΣＶp／β）の演算処理が相当する。
以上のことにより、固定小数点演算部５１における固定小数演算精度は従来と比較しても落ちることは無くなる。さらに、可変利得部４５△，４５Σにおいて、差信号△や和信号Σの信号強度（ゲインＧ）が適切に切り換えられるので、Ａ／Ｄ変換後の値が飽和したり、小さくなり過ぎることを改善できる。これにより、Ａ／Ｄ変換部４５△，４５Σとして、従来に比較して安価な低分解Ａ／Ｄ変換回路を採用できるようになる。即ち、例えば図４の構成のモノパルス式センサ２１を具現化すれば、精度を高めたモノパルス式レーダの実現が可能になる。
本発明が適用されるモノパルス式レーダの実施の形態は、図４の実施の形態に限定されないことはいうまでもない。
例えば、ゲインの切り替えは2段階以上であっても良い。閾値判定部６２△，６２Σにおける判定をより細かく行うことによって、2段階以上のゲインを設定する構成にしても良い。
例えば、ピーク／ボトムホールド機能を有するピーク／ボトム保持部６１△，６１Σと、閾値判定機能を有する閾値判定部６２△，６２Σとは、本発明にとって必須な構成ではない。
即ち、例えば図示はしないが、ピーク／ボトム保持部６１△，６１Σおよび閾値判定部６２△，６２Σの代わりに、次のような機能ブロックを採用することもできる。即ち、差信号△out，和信号Σoutの信号強度を、Ａ／Ｄ変換部４６△，４６Σの量子化ビット数に基づいて決定された二つのピーク値用閾値の間（例えば上述の例では閾値Th_HとTh_Lとの間）と二つのボトム値用閾値の間（例えば上述の例では閾値-Th_Lと-Th_hとの間）に収束させるように、可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御を行う機能を有する機能ブロックを採用することもできる。
また例えば図示はしないが、ピーク／ボトム保持部６１△，６１Σおよび閾値判定部６２△，６２Σの代わりに、次のような機能ブロックを採用することもできる。即ち、差信号△out，和信号Σoutの信号強度の差を監視し、その差に基づく可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御、例えばその差が所定の閾値以上開いたとき等を条件として可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御を行う機能を有する機能ブロックを採用することもできる。
また例えば図示はしないが、ピーク／ボトム保持部６１△，６１Σおよび閾値判定部６２△，６２Σの代わりに、次のような機能ブロックを採用することもできる。即ち、差信号△out，和信号Σoutの信号強度の比を監視し、その強度比に基づく可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御、例えばその強度比が所定の閾値以上開いたとき等を条件として可変利得部４５△，４５Σのゲイン切替の制御を行う機能を有する機能ブロックを採用することもできる。
また、可変利得部４５Σ，４５△の代わりに、ＡＧＣ（オート ゲイン コントロール）を採用することもできる。ただし、ＡＧＣは、制御入力に対してリニアな利得変化特性が必要となるため、回路構成が複雑で、周囲環境変化にも弱い、という特徴を有している。これに対して、ＰＧＡは、離散的なゲイン切替なので、スイッチとアンプのみの簡易な構成で精度の良い利得可変が実現できる、という特徴を有している。即ち、本発明の目的のひとつである精度を高めたモノパルス式レーダの具現化を考慮すると、離散的なゲイン切替を行うことができる可変利得部４５Σ，４５△を採用した方が好適である。
また、本実施の形態では、差信号△用の閾値判定部６２△と、和信号Σ用の閾値判定部６２Σとが設けられているが、即ち、差信号△と和信号Σの両者の信号強度の監視が行われているが、これに限定されず、何れか一方の監視を行うようにしてもよい。ただし、何れか一方の監視では、距離減衰や反射率変化に起因する信号強度の変動によって、誤検知のおそれがある点留意すべきである。即ち、かかる点を考慮するならば、本実施の形態のように、差信号△と和信号Σの両者の信号強度の監視を行う方が好適である。
また、例えば図示しないが、演算処理部内の各ブロックそれぞれについて、固定小数点演算と浮動小数点演算のいずれか任意の演算方式を選択することもできる。
ところで、上述した一連の処理（或いはそのうちの一部分の処理）、例えば上述した図５の状態遷移図に従った処理は、ハードウエアにより実行させることもできるし、ソフトウエアにより実行させることもできる。
一連の処理（或いはそのうちの一部分の処理）をハードウエアにより実行させる場合には、モノパルス式レーダ２１の少なくとも一部、例えば演算処理部４７等は、例えば図７に示されるようなコンピュータで構成することができる。
図７において、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０２に記録されているプログラム、または記憶部１０８からＲＡＭ（Random Access Memory）１０３にロードされたプログラムに従って各種の処理を実行する。ＲＡＭ１０３にはまた、ＣＰＵ１０１が各種の処理を実行する上において必要なデータなども適宜記憶される。
ＣＰＵ１０１、ＲＯＭ１０２、およびＲＡＭ１０３は、バス１０４を介して相互に接続されている。このバス１０４にはまた、入出力インタフェース１０５も接続されている。
入出力インタフェース１０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部１０６、ディスプレイなどよりなる出力部１０７、ハードディスクなどより構成される記憶部１０８、および、モデム、ターミナルアダプタなどより構成される通信部１０９が接続されている。通信部１０９は、インターネットを含むネットワークを介して他の装置との通信処理を行う。さらにまた、通信部１０９は、図７では図示せぬ送信アンテナ（図３の例では送信アンテナ３１）から送信信号を送信させたり、その送信信号に対する受信信号を、図７では図示せぬ受信アンテナ（図３お例では受信アンテナ３２Ｌ，３２Ｒ）に受信させるための送受信処理も行う。
入出力インタフェース１０５にはまた、必要に応じてドライブ１１０が接続され、磁気ディスク、光ディスク、光磁気ディスク、或いは半導体メモリなどよりなるリムーバブルメディア１１１が適宜装着され、それらから読み出されたコンピュータプログラムが、必要に応じて記憶部１０８にインストールされる。
一連の処理をソフトウエアにより実行させる場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、ネットワークや記録媒体からインストールされる。
このようなプログラムを含む記録媒体は、図７に示されるように、装置本体とは別に、ユーザにプログラムを提供するために配布される、プログラムが記録されている磁気ディスク（フロッピディスクを含む）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ(Compact Disk-Read Only Memory),ＤＶＤ(Digital Versatile Disk)を含む）、光磁気ディスク（ＭＤ（Mini-Disk）を含む）、もしくは半導体メモリなどよりなるリムーバブルメディア（パッケージメディア）１１１により構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される、プログラムが記録されているROM１０２や、記憶部１０８に含まれるハードディスクなどで構成される。
なお、本明細書において、記録媒体に記録されるプログラムを記述するステップは、その順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理をも含むものである。
また、本発明は、上述したモノパルス式レーダ２１のみならず、様々な構成の装置やシステムに適用可能である。なお、ここに、システムとは、複数の処理装置や処理部により構成される装置全体を表すものである。
モノパルス式を説明する図である。 モノパルス式の和信号、差信号の特性を表す図である。 本発明が適用されるモノパルス式レーダの機能的構成例を示す機能ブロック図である。 図３のモノパルス式レーダのうちの演算処理部の詳細な機能的構成例を示す機能ブロック図である。 図３のモノパルス式レーダの状態の各例を示す状態遷移図である。 図５の状態遷移図に従った演算処理部の処理例を説明する図である。 本発明が適用されるモノパルス式レーダの全部または一部分のハードウエア構成例を示すブロック図である。
符号の説明
１１Ｌ 受信アンテナ
１１Ｒ 受信アンテナ
１２ 信号加工部
２１ モノパルス式レーダ
２２ 探知対象物
３１ 送信アンテナ
３２Ｌ 受信アンテナ
３２Ｒ 受信アンテナ
４１ 送信信号生成部
４２ 信号加工部
４３ ミキシング部
４４ ミキシング部
４５△ 可変利得部
４５Σ 可変利得部
４６△ Ａ／Ｄ変換部
４６Σ Ａ／Ｄ変換部
４７ 演算処理部
５１ 固定小数点演算部
５２ 浮動小数点演算部
６１△ ピーク／ボトム保持部
６１Σ ピーク／ボトム保持部
６２△ 閾値判定部
６２Σ 閾値判定部
６３△ ＬＰＦ部
６４Σ ＬＰＦ部
６５ 角度演算部
６６ 速度演算部
１０１ ＣＰＵ
１０２ ＲＯＭ
１０３ ＲＡＭ
１０４ バス
１０５ 入出力インタフェース
１０６ 入力部
１０７ 出力部
１０８ 記憶部
１０９ 通信部
１１０ ドライブ
１１１ リムーバブルメディア

Claims (7)

  1. ２以上の受信アンテナを有し、探知対象物をモノパルス式により探知する電波探知装置において、
    前記２以上の受信アンテナに受信された各受信信号の差信号と和信号とのそれぞれの信号強度を離散的に変化させる可変利得手段と、
    前記可変利得手段により信号強度がそれぞれ変化した前記差信号または前記和信号に対して、Ａ／Ｄ変換処理をそれぞれ施すＡ／Ｄ変換手段と、
    前記Ａ／Ｄ変換手段による前記Ａ／Ｄ変換処理後の前記差信号および前記和信号のそれぞれを用いて、前記モノパルス式により角度を演算する角度演算手段と、
    前記可変利得手段による前記信号強度の変換倍率を、前記差信号と前記和信号とのそれぞれに対して個別に切り換える制御を行う制御手段と
    を備える電波探知装置。
  2. 前記制御手段は、前記差信号と前記和信号のそれぞれの信号強度と所定の閾値と比較し、その結果に基づいて、前記可変利得手段の変換倍率を切り替える制御を行う
    請求項１に記載の電波探知装置。
  3. 前記制御手段は、
    前記Ａ／Ｄ変換手段より所定期間に出力された前記差信号のピーク値とボトム値とを保持する差信号用ピーク／ボトム保持手段と、
    前記所定の閾値として、ピーク値用閾値とボトム値用閾値とが設定されており、前記差信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ピーク値と前記ピーク値用閾値とを比較し、前記差信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ボトム値と前記ボトム値用閾値とを比較し、それらの比較の結果に基づいて、前記可変利得手段の前記差信号に対する変換倍率を決定する差信号用閾値判定手段と、
    前記Ａ／Ｄ変換手段より所定期間に出力された前記和信号のピーク値とボトム値とを保持する和信号用ピーク／ボトム保持手段と、
    前記所定の閾値として、ピーク値用閾値とボトム値用閾値とが設定されており、前記和信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ピーク値と前記ピーク値用閾値とを比較し、前記和信号用ピーク／ボトム保持手段に保持された前記ボトム値と前記ボトム値用閾値とを比較し、それらの比較の結果に基づいて、前記可変利得手段の前記和信号に対する変換倍率を決定する和信号用閾値判定手段と
    を有する請求項２に記載の電波探知装置。
  4. 前記閾値判定手段は、Ａ倍と、Ｂ倍と（Ａ，Ｂは相異なる数値）のうちの何れか一方を、前記可変利得手段の前記差信号と前記和信号のそれぞれに対する変換倍率としてそれぞれ決定する
    請求項３に記載の電波探知装置。
  5. 前記電波探知装置の状態として、前記可変利得手段の変換倍率がＡ倍となっている第１の状態と、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている第２の状態とが、前記和信号と前記差信号のそれぞれについて独立して存在し、
    前記ピーク値用閾値として、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている場合に用いられる閾値が+Th_Hとして設定され、Ａ倍となっている場合に用いられる閾値が+Th_Lとして設定されており、
    前記ボトム値用閾値として、前記可変利得手段の変換倍率がＢ倍となっている場合に用いられる閾値が-Th_Hとして設定され、Ａ倍となっている場合に用いられる閾値が-Th_Lとして設定されており、
    前記Ａ／Ｄ変換手段のフルスケールレンジをFSRと記述し、前記FSRの中心値を0と記述し、前記0に対してピーク側にある前記FSRの半分の値を+FSR/2と記述し、前記0に対してボトム側にある前記FSRの半分の値を-FSR/2と記述し、
    前記差信号用閾値判定手段または前記和信号用閾値判定手段は、
    前記差信号または前記和信号である対象信号について、
    前記第１の状態において、所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_L乃至前記+FSR/2にあるか、またはそのボトム値が前記-Th_L乃至-FSR/2にある場合、前記第１の状態を維持させ、
    前記第１の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_L乃至前記0にあり、かつ前記ボトム値が前記-Th_L乃至前記0にある場合、前記第２の状態に遷移させ、
    前記第２の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_H乃至前記0にあり、かつそのボトム値が前記-Th_H乃至前記0にある場合、前記第２の状態を維持させ、
    前記第２の状態において、前記所定期間の前記対象信号について、そのピーク値が前記+Th_H乃至前記+FSR/2にあるか、またはそのボトム値が前記-Th_H乃至前記-FSR/2にある場合、前記第２の状態を維持させる
    制御を行うことで、
    前記可変利得手段の前記対象信号に対する変換倍率を決定する
    請求項４に記載の電波探知装置。
  6. 前記角度演算手段は、
    前記可変利得手段の前記対象信号に対する変換倍率がＡ倍となっている場合、前記Ａ／Ｄ変換処理後の前記対象信号の信号強度に対応する量を（１／Ａ）用いて、前記角度を演算し、
    前記可変利得手段の前記対象信号に対する変換倍率がＢ倍となっている場合、前記Ａ／Ｄ変換処理後の前記対象信号の信号強度に対応する量を（１／Ｂ）倍した量を用いて、前記角度を演算する
    請求項４に記載の電波探知装置。
  7. ２以上の受信アンテナを有し、探知対象物をモノパルス式により探知する電波探知装置の電波探知方法において、
    前記電波探知装置が、
    前記２以上の受信アンテナに受信された各受信信号の差信号と和信号とのそれぞれの信号強度を離散的に変化させる可変利得手段と、
    前記可変利得手段により信号強度がそれぞれ変化した前記差信号または前記和信号に対して、Ａ／Ｄ変換処理をそれぞれ施すＡ／Ｄ変換手段と、
    前記Ａ／Ｄ変換手段による前記Ａ／Ｄ変換処理後の前記差信号および前記和信号のそれぞれを用いて、前記モノパルス式により角度を演算する角度演算手段と
    を備えている場合、
    前記可変利得手段による前記信号強度の変換倍率を、前記差信号と前記和信号とのそれぞれに対して個別に切り換える制御を行う
    ステップを含む電波探知方法。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8373595B2 (en) 2009-11-30 2013-02-12 On Target Enterprises, Inc. Simultaneous radio detection and bearing system
GB2478529B (en) * 2010-03-08 2013-08-21 Cantor Internat Ltd Processing radio signals to minimise interference effects
US8633850B2 (en) * 2011-10-26 2014-01-21 The Boeing Company Identifying a location of a target object using a monopulse radar system and space-time adaptive processing (STAP)
KR101892901B1 (ko) * 2018-05-22 2018-08-29 (주)두타기술 고성능 모노펄스 비교기
CN115097377B (zh) * 2022-06-16 2024-05-24 Oppo广东移动通信有限公司 角度测量方法及相关装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0238886A (ja) * 1988-07-28 1990-02-08 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP2000329850A (ja) * 1999-05-20 2000-11-30 Mitsubishi Electric Corp 車両用レーダ装置
JP2001249173A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電波方位・位置探知装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6133866A (en) * 1981-05-01 2000-10-17 Raytheon Company Method of operating monopulse radar
GB8136055D0 (en) * 1981-11-30 2003-04-09 Marconi Co Ltd Radar tracking system
JP3065821B2 (ja) 1992-11-02 2000-07-17 株式会社豊田中央研究所 物体検出装置
US5402129A (en) * 1993-08-04 1995-03-28 Vorad Safety Systems, Inc. Monopulse azimuth radar system for automotive vehicle tracking
JPH0990026A (ja) 1995-09-27 1997-04-04 Honda Motor Co Ltd 物体検出装置およびその方法
US5708436A (en) * 1996-06-24 1998-01-13 Northrop Grumman Corporation Multi-mode radar system having real-time ultra high resolution synthetic aperture radar (SAR) capability
US6018311A (en) * 1998-07-14 2000-01-25 Raytheon Company Noncoherent gain enhancement technique for improved detection-estimation performance
EP1788407B1 (en) * 2005-11-22 2015-05-27 Fujitsu Ten Limited Radar apparatus
US7791530B2 (en) * 2006-01-05 2010-09-07 Autoliv Asp, Inc. Time duplex apparatus and method for radar sensor front-ends
CN101042435B (zh) * 2006-03-23 2011-03-23 欧姆龙汽车电子株式会社 单脉冲式雷达装置
JP2008190964A (ja) * 2007-02-02 2008-08-21 Omron Corp 測定装置および方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0238886A (ja) * 1988-07-28 1990-02-08 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP2000329850A (ja) * 1999-05-20 2000-11-30 Mitsubishi Electric Corp 車両用レーダ装置
JP2001249173A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電波方位・位置探知装置

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