JP3705560B2 - Ｆｍ−ｃｗレーダ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＭＣＷ変調方式を使ったＦＭ−ＣＷレーダに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭＣＷ測距はＦＭ変調された送信波の一部と受信波をミキサで混合する事により、両者の周波数差（ビート周波数）を得て、距離を求める方式である。一般的に、ＦＭ変調は図３（ａ）に示す様に直線状の周波数変化として与えられ、距離Ｈは以下の数１に示される数式で与えられる。前記数１において、Ｃは光速、Ｔは変調周期、ΔＦは周波数変調幅ｆb はビート周波数である。
【０００３】
【数１】
【０００４】
前記数１によれば、測定距離の誤差はハードウェア上の以下の３つすなわち、周波数変調幅ΔＦの設定誤差、周波数変調期間Ｔの設定誤差、ビート周波数ｆb の計測誤差で決定される。
【０００５】
この中で周波数変調期間Ｔの設定誤差及びビート周波数ｆb の計測誤差は最新のディジタル技術で精度の向上が容易となったが、周波数変調幅ΔＦの設定誤差に関しては、次のような問題が残されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ΔＦはＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波数の制御で決定されるが、ＦＭＣＷレーダでは距離分解能を向上するため、ΔＦを広くすることが要求され、おのずとＶＣＯの発振回路のＱが低くなる。このため、ＶＣＯの発振特性の安定性が低下し、温度ドリフトが大きくなる。
【０００７】
一般的に周波数の安定化にはＰＬＬ等のフィードバック制御が有効であるが、ＦＭＣＷ測距では、前述のように周波数変調波形が鋸歯状波や三角波のもので、かつ直線性の良い周波数制御を行うため、追従性の点から困難であった。よって、回路規模の簡略化も考え、電圧印加する変調電圧をサーミスタ等で温度補償する、オープンループ制御が使用されていた。このため、調整に時間を要したり、経時変化に対応できず精度が劣化する欠点があった。
【０００８】
本発明の目的は測距精度の向上及び送信周波数の安定化を計ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明はＦＭＣＷ測距方式において、誤差を決定する周波数変調幅ΔＦを、周波数変調期間Ｔ、ビート周波数ｆb と同一のタイムベースでリアルタイムに計測し、常に周波数変調幅ΔＦを一定に保つために周波数変調幅ΔＦの誤差を補正することを特徴とする。
【００１０】
【作用】
本発明では図３（ｂ）の様に送信周波数Ｆが変動しないＣＷモードの期間Ｔc と周波数が変化するＦＭモードの期間Ｔが組み合わされる。まず最低周波数Ｆmin でＣＷモードがＴc だけ発生し、その後ＦＭモードになりＴの時間内に直線状に最大周波数ｆmax まで上昇する。そして再びＦmax でＣＷモードがＴc の時間だけ発生し、その後Ｔの時間内にＦmin まで降下するＦＭモードが発生し、一つの変調が終了する。つまり送信波は台形状に周波数変調される。
【００１１】
図１に本発明の構成を示す。送信発振器１で台形状に周波数変調された送信波は、送信アンテナ２を通して送信されると同時に、その内の一部は、高いＱで安定なローカル発振器３から得られる一定周波数Ｆ0 とミキサ４で混合される。この時得られた両信号の周波数差は更に分周器５で１／Ｄに分周される。この変換周波数をＦconvとすると、送信周波数Ｆは以下の数２に示される数式のように表される。
【００１２】
【数２】
【００１３】
次にこの変換周波数Ｆconvはカウンタ６に入力される。カウンタ６のゲートはＣＷモードの期間Ｔc の間だけ開くよう設定されるため、この期間でカウントされた値をＮとすれば変換周波数Ｆconvは以下の数３に示される数式のように表される。
【００１４】
【数３】
【００１５】
ＣＷモードの期間は２つあるため、Ｆmax のカウント値をＮmax ，Ｆmin のカウント値をＮmin とすると上記数２及び数３より、それぞれの送信周波数Ｆmax ，Ｆmin は以下の数４、数５に示されるようになる。
【００１６】
【数４】
【００１７】
【数５】
【００１８】
よって、変調周波数の幅ΔＦは両周波数の差であるから、ΔＦは以下の数６に示される数式で求められる。
【００１９】
【数６】
【００２０】
なお、ＣＷモード期間はサンプリング周波数ｆs で駆動されるタイマ７で生成されるため、その時のタイマ設定数をＮtcとすれば、ＣＷモード期間Ｔc は以下の数７に示される数式のように表現される。
【００２１】
【数７】
【００２２】
よって、上記数６、数７よりΔＦは以下の数８に示すようになる。
【００２３】
【数８】
【００２４】
同様に、ＦＭモード期間Ｔも同じタイマ７で生成されるため、その時の設定値をＮt とすればＦＭモード期間Ｔは以下の数９に示すようになる。
【００２５】
【数９】
【００２６】
対象物からの反射信号は受信アンテナ２′を通し、従来のＦＭＣＷ方式同様、送信波の一部とｆb ミキサ８で混合され、ビート信号を得る。この時発生するビート周波数ｆb はＡ／Ｄ変換器によって、タイマと同様なサンプリング周波数ｆs で期間Ｔの間をディジタル変換する。これによってＮt 個のデータが得られるため、変調期間Ｔを１単位としてＮt 個のフーリエ変換により周波数領域に変換する。つまり、周波数分解能が１／Ｔのスペクトラムを得る。このとき、求めるｆb の値はピークのスペクトル番号をＮf とすれば以下の数１０に示すように表せられる。
【００２７】
【数１０】
【００２８】
上記数１、数６、及び数１０より、距離Ｈは以下の数１１に示すように表される。
【００２９】
【数１１】
【００３０】
なお、ＦＭモードは上昇下降の２つが存在するが、同一のＴとΔＦである事から、通常の三角波状周波数変調方式で行われているように上昇時のビート周波数ｆbuと下降時のビート周波数ｆbdの平均をとる事により、ドプラ効果による影響をキャンセルできる。つまり、ｆbuに相当するピークスペクトルをＮfu，ｆbdに相当するピークスペクトルをＮfdとすれば、ドプラ効果をキャンセルした距離Ｈは以下の数１２に示すように計算される。
【００３１】
【数１２】
【００３２】
ここでＣは物理常数、Ｄ、Ｎtcはディジタルの設定値、Ｎmax 、Ｎmin 、Ｎfu、Ｎfdはディジタルの計測結果となる。よって変動要素はｆs の周波数のみであり、測距精度はｆs のみに依存する事になる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態を示した図であり、１１はＶＣＯで、１２はＤＲＯで、１３はミキサで、１４はアンプで、１５は分周器で、１６はカウンタで、１７はタイマで、１８は変調波発生器で、１９はｆbミキサで、２０はｆbアンプで、２１はＡ／Ｄ変換器で、２２はＣＰＵで、２３は送信アンテナで、２４は受信アンテナで、２５はＤ／Ａ変換器で、２６はサンプリングクロック発生器で、２７は第１の方向性結合器で、２８は第２の方向性結合器である。
【００３４】
本発明は上記した１１〜２８までの各構成要素を具備して構成されている。
【００３５】
これを動作させるにはまずＣＰＵ２２よりタイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設定する。更にＤ／Ａ２５に対し、変調波生成のためのオフセット電圧、傾斜制御電圧を設定する。変調波発生器１８はタイマ１７から出力された期間Ｔc とＤ／Ａから与えられたオフセット電圧により、ＶＣＯ１１からＦmin が発生するような電圧を発生する。ＶＣＯ１１からＦmin がＴc の期間だけ発振し、送信アンテナ２３から放射されると同時に第１の方向性結合器２７を通し、一部がミキサ１３に入力され、ＤＲＯ１２で発振された周波数と混合され、両者の周波数差がアンプ１４に入力される。アンプ１４で増幅された信号は分周器１５で周波数が分周されカウンタ１６に入力される。カウンタ１６はＴc でゲートされ、Ｔc 後にカウント値Ｎmin としてＣＰＵ２２に読み込まれる。
【００３６】
Ｔc 後はタイマ出力が反転され、ＣＰＵ２２からＦＭ変調期間Ｔが得られるようタイマ１７に再設定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ２５から出力された電圧に従った傾斜で上昇する。ＶＣＯ１１からは電圧の直線的変化に伴い周波数が一定の変化率で上昇変化する周波数が送信アンテナを通し送信される。送信波の一部は第２の方向性結合器２８を通し、ｆb ミキサ１９に入力される。送信された信号は対象物で反射され、受信アンテナ２４に入力される。この信号はｆb ミキサ１９に入力され、送信波と混合される。混合によって二つの周波数差であるビート信号が生成され、ｆb アンプ２０で増幅される。増幅され、スケーリングされた信号はＡ／Ｄ変換器２１で、サンプリング周波数ｆs でディジタル化される。ディジタル化された信号はＣＰＵ２２内のＦＦＴで周波数変換され、スペクトルピークＮfuが検出される。
【００３７】
Ｔ後は再びタイマ出力は反転され、ＣＰＵ２２よりタイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設定する。変調波発生器１８からの出力はＦＭ変調終了時の電圧に保持され、ＶＣＯ１１からＦmax が発生する。この時、Ｆmin のＣＷモードと同様な動作よりにＴc 後カウンタ値Ｎmin をＣＰＵ２２より読み込む。
【００３８】
そして、再びタイマ出力は反転され、ＣＰＵ２２よりタイマ１７にＦＷモード時間Ｔを得るよう設定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ２５から出力された電圧に従った傾斜で下降する。上昇時と同様にビート信号を得て、Ａ／Ｄ変換後ＣＰＵ２２によりスペクトルピークＮfdを検出する。
【００３９】
以上で得られたＮmin 、Ｎmax 、Ｎfu、Ｎfdてタイマに設定したＮt 、Ｎtc、使用しているｆs からＣＰＵ２２により測定距離Ｈを計算し出力する。
【００４０】
なお、サンプリング定理からビート周波数ｆb はｆs の半分以下である必要がある。一方、ｆb は上記数１に示された数式で明らかなように、測定距離Ｈに比例するので、距離によってΔＦかＴを可変する必要がある。通常はΔＦが分解能の逆数となるため、ΔＦがなるべく一定になるようＴを可変する。つまり、得られた距離に基ずき、ΔＦ及びｆb が一定になるように変調波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時設定する。
【００４１】
更に、送信周波数の絶対値も上記数４、数５に示された数式によりｆ0 の精度で監視できることになるため、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセット制御電圧を随時設定変更することで安定化が計れる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、得られた距離に基ずき、周波数変調幅ΔＦ及びビート周波数ｆb が一定になるように変調波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時設定し、更に、送信周波数の絶対値もローカル発振器からの発振周波数ｆ0 の精度で監視できることになるため、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセット制御電圧を随時設定変更することができ周波数変調幅ΔＦの安定化を図ることができる。
【００４３】
又、測距精度はクロック発振器の周波数精度のみに依存することになる。したがってクロック発振器の周波数は適度なものを選択することにより、水晶等の非常に高いＱのデバイスを採用できるため、現在の技術でも容易に低コストで高い初期精度と安定度を維持できる。よって、従来必要であった精度調整が不要となり、温度及び経時変化の影響を受けることなく高い距離精度が得られる。
【００４４】
また、送信周波数は更に周波数コンバータ用のローカル発振器の周波数ｆ0 の安定度に依存する。この発振器はＶＣＯとは異なり、ＣＷ発振で良いため高いＱの得られる誘電体共振器等を使用し低コストで高安定なものが可能である。よって、得られた発振周波数を基にＶＣＯ変調電圧を制御することにより、常に安定した送信周波数を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示した概略図である。
【図２】本発明の一実施の形態を示した図である。
【図３】従来と本発明の送信周波数の時間的変化を示した図である。
【符号の説明】
１ 送信発振器
２，２３ 送信アンテナ
２′，２４ 受信アンテナ
３，１２ ローカル発振器
４，１３ ミキサ
５，１５ 分周器
６，１６ カウンタ
７，１７ タイマ
８，１９ ｆｂミキサ
９，２１ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＦＦＴ
１１ ＶＣＯ
１４ アンプ
１８ 変調波発生器
２０ ｆｂアンプ
２２ ＣＰＵ
２５ Ｄ／Ａ変換器
２６ サンプリングクロック発生器
２７，２８ 方向性結合器
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＭＣＷ変調方式を使ったＦＭ−ＣＷレーダに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭＣＷ測距はＦＭ変調された送信波の一部と受信波をミキサで混合する事により、両者の周波数差（ビート周波数）を得て、距離を求める方式である。一般的に、ＦＭ変調は図３（ａ）に示す様に直線状の周波数変化として与えられ、距離Ｈは以下の数１に示される数式で与えられる。前記数１において、Ｃは光速、Ｔは変調周期、ΔＦは周波数変調幅ｆb はビート周波数である。
【０００３】
【数１】
前記数１によれば、測定距離の誤差はハードウェア上の以下の３つすなわち、周波数変調幅ΔＦの設定誤差、周波数変調期間Ｔの設定誤差、ビート周波数ｆb の計測誤差で決定される。
【０００５】
この中で周波数変調期間Ｔの設定誤差及びビート周波数ｆb の計測誤差は最新のディジタル技術で精度の向上が容易となったが、周波数変調幅ΔＦの設定誤差に関しては、次のような問題が残されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ΔＦはＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波数の制御で決定されるが、ＦＭＣＷレーダでは距離分解能を向上するため、ΔＦを広くすることが要求され、おのずとＶＣＯの発振回路のＱが低くなる。このため、ＶＣＯの発振特性の安定性が低下し、温度ドリフトが大きくなる。
【０００７】
一般的に周波数の安定化にはＰＬＬ等のフィードバック制御が有効であるが、ＦＭＣＷ測距では、前述のように周波数変調波形が鋸歯状波や三角波のもので、かつ直線性の良い周波数制御を行うため、追従性の点から困難であった。よって、回路規模の簡略化も考え、電圧印加する変調電圧をサーミスタ等で温度補償する、オープンループ制御が使用されていた。このため、調整に時間を要したり、経時変化に対応できず精度が劣化する欠点があった。
【０００８】
本発明の目的は測距精度の向上及び送信周波数の安定化を計ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明はＦＭＣＷ測距方式において、誤差を決定する周波数変調幅ΔＦを、周波数変調期間Ｔ、ビート周波数ｆb と同一のタイムベースでリアルタイムに計測し、常に周波数変調幅ΔＦを一定に保つために周波数変調幅ΔＦの誤差を補正することを特徴とする。
【００１０】
【作用】
本発明では図３（ｂ）の様に送信周波数Ｆが変動しないＣＷモードの期間Ｔc と周波数が変化するＦＭモードの期間Ｔが組み合わされる。まず最低周波数Ｆmin でＣＷモードがＴc だけ発生し、その後ＦＭモードになりＴの時間内に直線状に最大周波数ｆmax まで上昇する。そして再びＦmax でＣＷモードがＴc の時間だけ発生し、その後Ｔの時間内にＦmin まで降下するＦＭモードが発生し、一つの変調が終了する。つまり送信波は台形状に周波数変調される。
【００１１】
図１に本発明の構成を示す。送信発振器１で台形状に周波数変調された送信波は、送信アンテナ２を通して送信されると同時に、その内の一部は、高いＱで安定なローカル発振器３から得られる一定周波数Ｆ0 とミキサ４で混合される。この時得られた両信号の周波数差は更に分周器５で１／Ｄに分周される。この変換周波数をＦconvとすると、送信周波数Ｆは以下の数２に示される数式のように表される。
【００１２】
【数２】
次にこの変換周波数Ｆconvはカウンタ６に入力される。カウンタ６のゲートはＣＷモードの期間Ｔc の間だけ開くよう設定されるため、この期間でカウントされた値をＮとすれば変換周波数Ｆconvは以下の数３に示される数式のように表される。
【００１４】
【数３】
ＣＷモードの期間は２つあるため、Ｆmax のカウント値をＮmax ，Ｆmin のカウント値をＮmin とすると上記数２及び数３より、それぞれの送信周波数Ｆmax ，Ｆmin は以下の数４、数５に示されるようになる。
【００１６】
【数４】
【数５】
よって、変調周波数の幅ΔＦは両周波数の差であるから、ΔＦは以下の数６に示される数式で求められる。
【００１９】
【数６】
なお、ＣＷモード期間はサンプリング周波数ｆs で駆動されるタイマ７で生成されるため、その時のタイマ設定数をＮtcとすれば、ＣＷモード期間Ｔc は以下の数７に示される数式のように表現される。
【００２１】
【数７】
よって、上記数６、数７よりΔＦは以下の数８に示すようになる。
【００２３】
【数８】
同様に、ＦＭモード期間Ｔも同じタイマ７で生成されるため、その時の設定値をＮt とすればＦＭモード期間Ｔは以下の数９に示すようになる。
【００２５】
【数９】
対象物からの反射信号は受信アンテナ２′を通し、従来のＦＭＣＷ方式同様、送信波の一部とｆb ミキサ８で混合され、ビート信号を得る。この時発生するビート周波数ｆb はＡ／Ｄ変換器によって、タイマと同様なサンプリング周波数ｆs で期間Ｔの間をディジタル変換する。これによってＮt 個のデータが得られるため、変調期間Ｔを１単位としてＮt 個のフーリエ変換により周波数領域に変換する。つまり、周波数分解能が１／Ｔのスペクトラムを得る。このとき、求めるｆb の値はピークのスペクトル番号をＮf とすれば以下の数１０に示すように表せられる。
【００２７】
【数１０】
上記数１、数６、及び数１０より、距離Ｈは以下の数１１に示すように表される。
【００２９】
【数１１】
なお、ＦＭモードは上昇下降の２つが存在するが、同一のＴとΔＦである事から、通常の三角波状周波数変調方式で行われているように上昇時のビート周波数ｆbuと下降時のビート周波数ｆbdの平均をとる事により、ドプラ効果による影響をキャンセルできる。つまり、ｆbuに相当するピークスペクトルをＮfu，ｆbdに相当するピークスペクトルをＮfdとすれば、ドプラ効果をキャンセルした距離Ｈは以下の数１２に示すように計算される。
【００３１】
【数１２】
ここでＣは物理常数、Ｄ、Ｎtcはディジタルの設定値、Ｎmax 、Ｎmin 、Ｎfu、Ｎfdはディジタルの計測結果となる。よって変動要素はｆs の周波数のみであり、測距精度はｆs のみに依存する事になる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態を示した図であり、１１はＶＣＯで、１２はＤＲＯで、１３はミキサで、１４はアンプで、１５は分周器で、１６はカウンタで、１７はタイマで、１８は変調波発生器で、１９はｆbミキサで、２０はｆbアンプで、２１はＡ／Ｄ変換器で、２２はＣＰＵで、２３は送信アンテナで、２４は受信アンテナで、２５はＤ／Ａ変換器で、２６はサンプリングクロック発生器で、２７は第１の方向性結合器で、２８は第２の方向性結合器である。
【００３４】
本発明は上記した１１〜２８までの各構成要素を具備して構成されている。
【００３５】
これを動作させるにはまずＣＰＵ２２よりタイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設定する。更にＤ／Ａ２５に対し、変調波生成のためのオフセット電圧、傾斜制御電圧を設定する。変調波発生器１８はタイマ１７から出力された期間Ｔc とＤ／Ａから与えられたオフセット電圧により、ＶＣＯ１１からＦmin が発生するような電圧を発生する。ＶＣＯ１１からＦmin がＴc の期間だけ発振し、送信アンテナ２３から放射されると同時に第１の方向性結合器２７を通し、一部がミキサ１３に入力され、ＤＲＯ１２で発振された周波数と混合され、両者の周波数差がアンプ１４に入力される。アンプ１４で増幅された信号は分周器１５で周波数が分周されカウンタ１６に入力される。カウンタ１６はＴc でゲートされ、Ｔc 後にカウント値Ｎmin としてＣＰＵ２２に読み込まれる。
【００３６】
Ｔc 後はタイマ出力が反転され、ＣＰＵ２２からＦＭ変調期間Ｔが得られるようタイマ１７に再設定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ２５から出力された電圧に従った傾斜で上昇する。ＶＣＯ１１からは電圧の直線的変化に伴い周波数が一定の変化率で上昇変化する周波数が送信アンテナを通し送信される。送信波の一部は第２の方向性結合器２８を通し、ｆb ミキサ１９に入力される。送信された信号は対象物で反射され、受信アンテナ２４に入力される。この信号はｆb ミキサ１９に入力され、送信波と混合される。混合によって二つの周波数差であるビート信号が生成され、ｆb アンプ２０で増幅される。増幅され、スケーリングされた信号はＡ／Ｄ変換器２１で、サンプリング周波数ｆs でディジタル化される。ディジタル化された信号はＣＰＵ２２内のＦＦＴで周波数変換され、スペクトルピークＮfuが検出される。
【００３７】
Ｔ後は再びタイマ出力は反転され、ＣＰＵ２２よりタイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設定する。変調波発生器１８からの出力はＦＭ変調終了時の電圧に保持され、ＶＣＯ１１からＦmax が発生する。この時、Ｆmin のＣＷモードと同様な動作よりにＴc 後カウンタ値Ｎmin をＣＰＵ２２より読み込む。
【００３８】
そして、再びタイマ出力は反転され、ＣＰＵ２２よりタイマ１７にＦＷモード時間Ｔを得るよう設定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ２５から出力された電圧に従った傾斜で下降する。上昇時と同様にビート信号を得て、Ａ／Ｄ変換後ＣＰＵ２２によりスペクトルピークＮfdを検出する。
【００３９】
以上で得られたＮmin 、Ｎmax 、Ｎfu、Ｎfdてタイマに設定したＮt 、Ｎtc、使用しているｆs からＣＰＵ２２により測定距離Ｈを計算し出力する。
【００４０】
なお、サンプリング定理からビート周波数ｆb はｆs の半分以下である必要がある。一方、ｆb は上記数１に示された数式で明らかなように、測定距離Ｈに比例するので、距離によってΔＦかＴを可変する必要がある。通常はΔＦが分解能の逆数となるため、ΔＦがなるべく一定になるようＴを可変する。つまり、得られた距離に基ずき、ΔＦ及びｆb が一定になるように変調波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時設定する。
【００４１】
更に、送信周波数の絶対値も上記数４、数５に示された数式によりｆ0 の精度で監視できることになるため、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセット制御電圧を随時設定変更することで安定化が計れる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、得られた距離に基ずき、周波数変調幅ΔＦ及びビート周波数ｆb が一定になるように変調波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時設定し、更に、送信周波数の絶対値もローカル発振器からの発振周波数ｆ0 の精度で監視できることになるため、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセット制御電圧を随時設定変更することができ周波数変調幅ΔＦの安定化を図ることができる。
【００４３】
又、測距精度はクロック発振器の周波数精度のみに依存することになる。したがってクロック発振器の周波数は適度なものを選択することにより、水晶等の非常に高いＱのデバイスを採用できるため、現在の技術でも容易に低コストで高い初期精度と安定度を維持できる。よって、従来必要であった精度調整が不要となり、温度及び経時変化の影響を受けることなく高い距離精度が得られる。
【００４４】
また、送信周波数は更に周波数コンバータ用のローカル発振器の周波数ｆ0 の安定度に依存する。この発振器はＶＣＯとは異なり、ＣＷ発振で良いため高いＱの得られる誘電体共振器等を使用し低コストで高安定なものが可能である。よって、得られた発振周波数を基にＶＣＯ変調電圧を制御することにより、常に安定した送信周波数を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示した概略図である。
【図２】本発明の一実施の形態を示した図である。
【図３】従来と本発明の送信周波数の時間的変化を示した図である。
【符号の説明】
１ 送信発振器
２，２３ 送信アンテナ
２′，２４ 受信アンテナ
３，１２ ローカル発振器
４，１３ ミキサ
５，１５ 分周器
６，１６ カウンタ
７，１７ タイマ
８，１９ ｆｂミキサ
９，２１ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＦＦＴ
１１ ＶＣＯ
１４ アンプ
１８ 変調波発生器
２０ ｆｂアンプ
２２ ＣＰＵ
２５ Ｄ／Ａ変換器
２６ サンプリングクロック発生器
２７，２８ 方向性結合器
Claims (2)
- 台形状のＦＭ変調波を送信する送信発振手段と、前記ＦＭ変調波の送信周波数の一部と所定の一定周波数とを混合し、それらの周波数差を分周して低い周波数に変換する周波数変換手段と、その変換された周波数をカウントして前記台形状のＦＭ変調波の最大周波数及び最小周波数のカウント値を求めるカウンタ手段と、前記ＦＭ変調波の送信周波数の一部と受信周波数とを混合し、それらの周波数差であるビート信号を生成するビート信号生成手段と、前記ＦＭ変調波の最大周波数及び最小周波数のカウント値と前記ビート信号の周波数とから目標物との距離を演算するＣＰＵを具備して構成され、前記ＣＰＵにはＤ／Ａ変換器が接続され、所定のＦＭ変調期間Ｔ及びＣＷモード期間をタイマで設定し、前記ＣＰＵに読み込まれた前記最大周波数及び最小周波数のカウント値よりオフセット電圧及び傾斜制御電圧を前記送信発振手段にかけることにより前記送信発振手段から出力されるＦＭ変調波の周波数変調幅を補正することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
- 前記送信発振手段が変調波発生器及び電圧制御型発振器であり、前記周波数変換手段が、ローカル発振器、該ローカル発振器から発振される周波数と前記ＦＭ変調波の送信周波数とを混合してそれらの周波数差を出力するミキサ、前記周波数差を増幅するアンプ、及び増幅された信号を分周する分周器で構成されていることを特徴とする請求項１記載のＦＭ−ＣＷレーダ。
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|---|---|---|---|
| JP01618597A JP3705560B2 (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | Ｆｍ−ｃｗレーダ |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP01618597A JP3705560B2 (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | Ｆｍ−ｃｗレーダ |
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-
1997
- 1997-01-30 JP JP01618597A patent/JP3705560B2/ja not_active Expired - Fee Related
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