JP4689754B2 - 位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、位相同期発振器及びその制御方法に関し、更に詳しくは、ＦＭ−ＣＷレーダなどのレーダ装置に好適な位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置に関する。

ＦＭ−ＣＷ(Frequency Modulated
Continuous Wave)レーダは、例えば、自動車に搭載され、衝突防止や車間距離制御などの機能に適用されている。

図１は、ＦＭ−ＣＷレーダの基本構成を示す図である。発振部のファンクションジェネレータＦＧは、例えば５００Ｈｚ程度の三角波上の変調信号（制御電圧）を生成し、この三角波でＶＣＯに周波数変調をかける。ＶＣＯより出力される周波数変調信号は、送信信号としてアンテナから放射される。目標物に当たって反射した信号はアンテナで受信され、ミキサで送信信号と受信信号をミキシングすることでビート信号が得られ、ビート信号を解析することで、目標物までの距離及び相対速度を求めることができる。

ＦＭ−ＣＷレーダで重要なことは、周波数変調信号の中心周波数を基準にして、その最大及び最小周波数偏移が変化しないこと、そして、周波数が時間とともに直線的（リニア）に変化することが必要である。しかしながら、一般に、ＶＣＯの周波数変調特性はリニアではない。

図２は、ＶＣＯの周波数変調特性を説明する図である。図２（ａ）は、ＶＣＯの周波数変調特性を示す図であって、制御電圧に対して、出力周波数がリニアに変化しない。従って、図２（ｂ）に示すように、発振周波数がリニアに変化する正確な三角波状の周波数変調信号を出力させるためには、図２（ｃ）に示すように、三角波状の制御電圧の傾斜（変化率）を補正する必要がある。具体的には、中心周波数ｆ０、下限周波数ｆ１、上限周波数ｆ２のリニアに変化する三角波を発振させる場合、例えば、図２（ｃ）に示すように、中心周波数ｆ０に対応する制御電圧Ｖ０と下限周波数ｆ１に対応する制御電圧ｆ１との間（区間Ａ、Ｄ）の傾斜と、中心周波数ｆ０と上限周波数ｆ２との間（区間Ｂ、Ｃ）の傾斜とを変えることにより、ＶＣＯの周波数変調特性を補正することができる。

出力周波数をリニアに変化させるリニアリティ校正手段として、従来は、例えば、工場出荷時に、ＶＣＯの周波数変調特性に対する補正データを作成し記憶させておき、制御電圧を補正データによって補正することが知られている。また、目標物からの受信信号を利用して、ＶＣＯの周波数変調特性を検出する手法が知られている（特許文献１）。

また、ＶＣＯの周波数変調特性は、リニアな特性を有していないことに加え、さらに、温度変化や経時変化に対して変化する。

図３は、ＶＣＯの周波数変調特性の変化を説明する図である。図３（ａ）に示すように、温度変化や経時変化によりＶＣＯの周波数変調特性が変化すると、変化前と変化後とにおいて、同一の周波数特性（中心周波数、周波数偏移）を有する周波数変調信号（図３（ｂ））を出力するには、図３（ｃ）に示すように、その変化に応じて制御電圧を補正する必要がある。

温度変化に対応するためには、各温度毎に制御電圧の補正データをあらかじめ作成する必要があるが、データ量が膨大となり、温度センサも必要となる。また、補正精度も低い。さらに、経時変化については、補正データを記憶しておく方式では対応できず、リアルタイムに周波数変調特性の変化を検出することはできない。
特開２００３−２８９５１号公報

そこで、本発明の目的は、温度変化や経時変化などによるＶＣＯの周波数変調特性の変動によらず、簡単な構成及び制御で常に高安定なＶＣＯ出力が得られる位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置を提供することにある。

また、本発明の更なる目的は、レーダ動作中においても、リアルタイムにＶＣＯの周波数変調特性の変化を検出し、その変化に応じてリアルタイムに周波数変調特性を補正し、リニアリティ校正を実施できる位相同期発振器及びそれを備えたレーダ装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明の位相同期発振器の第一の構成は、基準信号と第一の比較信号の位相を比較し、位相差に応じた位相誤差信号を出力する第一の位相比較器と、前記第一の位相比較器の位相誤差信号の交流成分をカットする第一のローパスフィルタと、前記第一のローパスフィルタからの出力信号に応じて制御電圧を制御し、所定の制御ステップ毎に制御電圧を出力する制御部と、前記制御電圧に従って、所定の中心周波数から所定の周波数偏移分所定周期で周波数が変化する周波数変調信号を発生する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の周波数変調信号を分周して前記第一の比較信号を形成する第一の可変分周器とを有するＰＬＬループを備え、前記制御部は、前記位相誤差信号に基づいて、あらかじめ設定された基準中心周波数及び基準周波数偏移で変調された基準周波数変調信号に対する制御ステップ毎の前記周波数変調信号の周波数誤差を検出する誤差検出手段と、前記検出された周波数誤差に基づき、前記制御電圧を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第二の構成は、上記第一の構成において、前記誤差検出手段は、前記電圧制御発振器から前記基準周波数変調信号が出力された場合の前記第一の位相比較器から出力される基準位相誤差信号と、前記第一の位相比較器から実際に出力される位相誤差信号との差分を求め、さらに当該差分の変化率に基づいて前記周波数変調信号の周波数誤差を検出することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第三の構成は、上記第二の構成において、前記補正手段は、前記周波数変調信号の所定区間の周波数誤差の平均値を算出し、当該平均値が所定のオフセット値になるように、制御電圧を補正することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第四の構成は、上記第三の構成において、前記補正手段は、前記オフセット値を０とすることにより、前記周波数変調信号の中心周波数を補正することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第五の構成は、上記第三の構成において、前記補正手段は、前記オフセット値を０以外の所定値とすることにより、前記可変分周器の分周数を変えずに、前記周波数変調信号の中心周波数を変化させることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第六の構成は、上記第二の構成において、前記補正手段は、前記周波数変調信号の１周期内における少なくとも２つの周波数誤差の比較に基づいて、制御ステップ毎の制御電圧の変化率を変化させることにより、前記周波数変調信号の周波数偏移を補正することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第七の構成は、上記第六の構成において、前記補正手段は、前記周波数変調信号の１周期内における第一の区間の周波数誤差の最大値と最小値の平均値と第二の区間の周波数誤差の最大値と最小値の平均値とが等しくなるように、制御ステップ毎の制御電圧の変化率を変化させることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第八の構成は、上記第六の構成において、前記補正手段は、前記周波数変調信号の１周期内における第一の区間に含まれる所定の２つの周波数誤差が等しくなるように、前記第一の区間における制御ステップ毎の制御電圧の変化率を変化させ、前記周波数変調信号の１周期内における第二の区間に含まれる所定の２つの周波数誤差が等しくなるように、前記第二の区間における制御ステップ毎の制御電圧の変化率を変化させることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第九の構成は、上記第六の構成において、前記補正手段は、前記周波数変調信号の制御ステップ毎の周波数誤差に基づいて、制御ステップ毎の制御電圧の変化率に従って出力される制御電圧を制御ステップ毎に変化させることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第十の構成は、上記第二の構成において、前記補正手段は、前記制御電圧の変化率に対応する前記周波数変調信号の周波数変化率に対応する前記電圧制御発振器の変調感度に応じて、前記周波数誤差に対応する制御電圧の補正値を算出し、当該補正値を用いて前記制御電圧を補正することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第十一の構成は、上記第二の構成において、前記制御部は、さらに、前記周波数誤差が所定の許容範囲を超えているか判定し、超えている場合に、前記電圧制御発振器からの周波数変調信号の出力を停止する警告手段を備えることを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第十二の構成は、上記第一の構成において、前記位相誤差信号における前記周波数変調信号の所定周期に対応する周波数成分を通過させる第二のローパスフィルタを有し、前記第二のローパスフィルタの出力信号は、前記制御部に入力され、 前記誤差検出手段は、前記第二のローパスフィルタの出力信号に基づいて、前記周波数誤差を検出することを特徴とする。

本発明の位相同期発振器の第十三の構成は、上記第一の構成において、基準信号と第二の比較信号の位相を比較し、位相差に応じた位相誤差信号を出力する第二の位相比較器と、該電圧制御発振器の周波数変調信号を、前記第一の可変分周器の分周数と異なる分周数により分周して前記第二の比較信号を形成する第二の可変分周器と前記第二の位相比較器からの位相誤差信号における前記周波数変調信号の所定周期に対応する周波数成分を通過させる第二のローパスフィルタとを有し、前記第二のローパスフィルタの出力信号は、前記制御部に入力され、前記誤差検出手段は、前記第二のローパスフィルタの出力信号に基づいて、前記周波数誤差を検出することを特徴とする。

本発明のレーダ装置は、上記第一乃至第十三の構成のいずれかの位相同期発振器を有することを特徴とする。また、レーダ装置は、好ましくは、ＦＭ−ＣＷレーダ又は２周波ＣＷレーダである。

本発明によれば、レーダ動作を止めることなく、レーダ動作中において、周波数変調特性の変化を検出し、その変化に応じた周波数誤差をリアルタイムに補正することができ、レーダ動作中におけるリアルタイムのリニアリティ校正が可能となる。

ＦＭ−ＣＷレーダの基本構成を示す図である。 ＶＣＯの周波数変調特性を説明する図である。 ＶＣＯの周波数変調特性の変化を説明する図である。 本発明の実施の形態における位相同期発振器の第一の構成例を示す図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）を説明するための図である。 基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）を説明するための図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第一の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第一の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第一の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第二の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第二の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第二の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第三の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第三の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第三の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第四の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第四の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第四の補正方法を説明する図である。 中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出方法及びそれに対する補正方法の実施タイミングを説明する図である。 本発明の実施の形態における位相同期発振器の第二の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態における位相同期発振器の第三の構成例を示す図である。 ２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例（例４）を説明するための図である。 ２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例（例４）を説明するための図である。 ２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例（例４）を説明するための図である。 ２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例（例４）を説明するための図である。 ２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例（例４）を説明するための図である。

符号の説明

１０：クロック発振器、２０：位相比較部、２１：分周器、２２：分周器、２３：位相比較器（ＰＤ）、３１：ＬＰＦ、３２：ＬＰＦ、４０：プロセッサユニット（ＰＵ）、４１：Ａ／Ｄ、４２：Ａ／Ｄ、４３：ＣＰＵ、４４：Ｄ／Ａ、５０：電圧制御発振器、６０：ＲＦスイッチ

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。しかしながら、かかる実施の形態例が、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

ＦＭ−ＣＷレーダの運用開始後の任意の時間において、温度変化や経時変化により変化しうるＶＣＯの周波数変調特性を求め、それに対応して、ＶＣＯの出力周波数のリニアリティ校正を行う。リニアリティ校正方法の原理は、端的に述べると、任意の時間において、出力周波数における中心周波数ｆ０、下限周波数ｆ１及び上限周波数ｆ２それぞれにおいて、位相同期発振器（ＰＬＬ）をロックし、各周波数に対応する制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２を測定する。周波数変調特性が変化した場合でも、中心周波数などに対応する制御電圧を直接測定することで、周波数変調特性の変化を検出することができる。そして、測定された各周波数の制御電圧間の周波数変化率（変調感度）を求め（例えば直線近似）、この周波数変化率を用いて、測定された周波数の間の周波数に対応する制御電圧を求めることで、出力周波数のリニアリティ校正が実現される。この手法によれば、測定する周波数間隔を細かくすればするほど、周波数変化率の精度が向上し、出力周波数の変化をよりリニアにすることができる。

上述したリニアリティ校正方法は、任意の時間に実施できるが、実施する場合は、レーダ動作を停止する必要がある。自動車の走行中は、レーダ動作を停止することはできないので、例えば、エンジンスタート直後のレーダ動作開始前に、実施されることが想定される。

しかしながら、自動車走行中はレーダ装置自体が振動・温度変化にさらされる環境で、常にＶＣＯの周波数変調特性が変化する可能性のある環境であり、自動車走行前にリニアリティ校正を実施しても、走行中に、周波数変調特性が変化すると、レーダ動作の測定誤差が生じたり、誤作動が生じるおそれがある。

そこで、以下、レーダ動作中においても、リアルタイムに周波数変調特性の変化を検出し、その変化に応じてリアルタイムに周波数変調特性を補正し、リニアリティ校正を実施できる位相同期発振器の構成について説明する。

図４は、本発明の実施の形態における位相同期発振器の第一の構成例を示す図である。図４において、クロック発振器１０は、ＰＬＬの基準クロック信号ＣＫを発生する。位相比較部２０は、クロック信号ＣＫを分周する分周器（１／Ｎｒ）２１、ＶＣＯ出力を分周する分周器（１／Ｎｃ）２２及び分周器２１からの基準信号と分周器２２からの比較信号を比較し、その位相誤差に応じた電圧信号（位相誤差信号）を出力する位相比較器（ＰＤ）２３を備える。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１は位相比較器１３から出力される位相誤差信号から三角波の周期に対応する周波数より高周波成分をカットし、三角波の周波数成分は通過させるローパスフィルタであり、その後段に接続するローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２は、三角波の周波数成分もカットし（交流成分をカットし）、位相誤差信号を積分するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。

プロセッサユニット（ＰＵ）４０は本発明の制御部に相当し、Ａ／Ｄ変換器４１は、ＬＰＦ３１から出力される位相誤差信号Ｖｐｄ１をサンプリングし、Ａ／Ｄ変換器４２は、ＬＰＦ３２から出力される位相誤差信号Ｖｐｄ２をサンプリングする。

ＣＰＵ４３は、ＬＰＦ３２からの位相誤差信号Ｖｐｄ２に基づいて、電圧制御発振器（以下、単に、ＶＣＯという）５０に供給するための制御電圧を生成し、Ｄ／Ａ変換器４４はＣＰＵ１５出力の制御電圧をアナログの制御電圧Ｖｃに変換する。ＶＣＯ５０は、制御電圧Ｖｃに対応する周波数の発振信号を出力する。ＲＦスイッチ（ＳＷ）６０は、ＶＣＯ５０の出力を通過／遮断するスイッチである。

なお、レーダ動作開始前において、上述したリニアリティ校正方法により、三角波変調における中心周波数、下限周波数及び上限周波数に対応する制御電圧を測定し、さらに各周波数の制御電圧間の周波数変化率（変調感度）もあらかじめ求められ、レーダ動作中において、ＣＰＵ４３が生成する制御電圧は、当該測定された制御電圧及び変調感度に基づいて生成する。

さらに、本発明では、ＣＰＵ４３は、ＬＰＦ３１からの位相誤差信号Ｖｐｄ１に基づいて、以下に詳細に説明するように、レーダ動作中において、ＶＣＯ５０の周波数変調特性の変化をリアルタイムに検出し、その変化に基づいて、ステップ毎の制御電圧を随時補正することで、リアルタイムのリニアリティ校正を実現する。

まず、ＶＣＯの周波数変調特性の変化を検出する原理について説明する。本発明では、ＶＣＯの周波数変調特性の変化により生じるＶＣＯの出力周波数の周波数誤差（中心周波数誤差及び周波数偏移誤差）を検出する。検出はＣＰＵ４３により実行される。以下、基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差を算出する例（例１）、基準に対するＶＣＯの出力周波数の周波数偏移誤差を算出する例（例２）、基準に対するＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の両方を算出する例（例３）について順に説明する。

図５Ａ−図５Ｅは、例１を説明する図である。例１は、図５Ａに示すように、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が、基準と比較して1.0MHz高い場合であり、周波数偏移は、基準と同じく10MHzである。ここでは、出力周波数の中心周波数が1.0MHz高く、周波数偏移には誤差がないことを計算により導く方法を説明する。

ここでいう基準とは、あらかじめ設定された中心周波数及び周波数偏移であり、例えば、ＶＣＯの発振周波数（中心周波数）2.5GHz、周波数偏移10MHz、三角波周波数100Hzとすると、基準の出力周波数は図５Ａの点線の波形となる。これに対して、基準の出力周波数より中心周波数が1.0MHz高い波形（周波数偏移誤差なし）が図５Ａの実線で示される。

位相比較器は、三角波変調された比較周波数（ＶＣＯの出力周波数）の基準周波数に対する位相変化を出力する。基準周波数は、クロック発振器で生成された基準信号を分周した信号であり、その分周された周波数は例えば20kHz程度とすると、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数も20kHz程度に分周され、位相比較される。比較周波数は、三角波変調されているため、位相比較器は、図５Ｂに示されるように正弦波状の誤差電圧信号を出力し、図５Ｂの点線波形は、ＶＣＯの出力周波数が基準と同一の場合における位相比較器の誤差電圧信号であり、図５Ｂの実線波形は、出力周波数の中心周波数が、基準と比較して1.0MHz高い場合（周波数偏移誤差なし）における位相比較器の誤差電圧信号である。すなわち、出力周波数の中心周波数が基準と比較して1.0MHz高い場合（周波数偏移誤差なし）は、基準周波数との位相差が広がっていくため、正弦波状に変化しながら、徐々に出力値が増加していき、基準と同一の場合の出力値と比較して、その差が大きくなっていく。

図５Ｃは、図５Ｂの点線波形と実線波形の差分を示し、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が基準と比較して1.0MHz高い場合（周波数偏移誤差なし）の誤差電圧信号の基準に対する差分を表す。図５Ｃによれば、直線的に位相差が広がっていくことがわかる。

図５Ｄは、図５Ｃで求めた差分値を微分した結果を示す。具体的には、微少区間Δtを三角波の分解能（100Hzを例えば４０ステップでカウント）とし、誤差電圧（Ve）の変化（微分値）Ve’(n)を求める。

Ve’(n) =Ve(n)−Ve’(n-1) （nはステップ番号）
が計算され、例１の場合、位相差が直線的に変化していくので（図５Ｃ）、誤差電圧の変化（微分値）は一定となる。

誤差電圧の変化（微分値）を求めると、次に、求めた微分値を位相比較器の感度Kd(V/Hz)を用いて次式により周波数変化Δf(n)に変換する。

Δf(n)＝(Ve’(n)/Kd)/Δt （nはステップ番号）
図５Ｅは、上式により算出された例１の場合の周波数変化を示し、ＶＣＯの出力周波数が基準と比較してどのステップにおいても+1MHzずれていることから、中心周波数が+1MHzずれており、周波数偏移に誤差はないことがわかる。このように、位相比較器の出力（図５Ｂ）を基準と比較しその差分を求め、その差分の微分結果から、中心周波数誤差を検出することができる。

図５Ｅの周波数変化を変調感度Kv（例えば、Kv=10MHz/V）で除算することにより、周波数変化に対応する制御電圧補正量ΔVcontを求めることができる。すなわち、各ステップにおける制御電圧補正量ΔVcont(n)は、
ΔVcont(n)＝Δf(n)/Kv （nはステップ番号）
となり、三角波の１周期の平均値に対する制御電圧補正量ΔVcontは、
ΔVcont＝(Δf(1)+Δf(2)+…+Δf(n))/Kv/n （nはステップ番号）
となる。後述では、一例として、検出された周波数誤差（中心周波数誤差及び周波数偏移誤差）に対して、一定の補正量により制御電圧値をずらしていくフィードバック制御を行う例について説明するが、制御電圧補正量ΔVcontが直接求められることにより、求められた制御電圧補正量ΔVcont分だけ制御電圧を変化させることにより、よりすばやく補正することが可能となる。

図６Ａ−図６Ｅは、例２を説明する図である。例２は、図６Ａに示すように、ＶＣＯの出力周波数の周波数偏移が、基準と比較して1.0MHz少ない場合であり、中心周波数の誤差はない場合である。ここでは、中心周波数に誤差はなく、周波数偏移が1MHz少ないことを計算により導く方法を説明する。基準は、例１の場合と同様に、例えば、ＶＣＯの発振周波数（中心周波数）2.5GHz、周波数偏移10MHz、三角波周波数100Hzとすると、基準の出力周波数は図６Ａの点線の波形となる。これに対して、基準の出力周波数よりその周波数偏移が1.0MHz少ない波形（中心周波数誤差なし）が図６Ａの実線で示される。

図６Ｂは、図６Ａの点線及び実線に対応する位相比較器の出力（誤差電圧信号）を示し、図６Ｂの点線波形は、ＶＣＯの出力周波数が基準と同一の場合における位相比較器の誤差電圧信号であり、図６Ｂの実線波形は、出力周波数の周波数偏移が、基準と比較して1.0MHz少ない場合（中心周波数誤差なし）における位相比較器の誤差電圧信号である。すなわち、出力周波数の周波数偏移が基準と比較して1.0MHz少ない場合（中心周波数誤差なし）は、基準周波数との位相変化が、基準と比較して小さいため、正弦波の振幅が基準の場合と比較して小さい。

図６Ｃは、図６Ｂの点線波形と実線波形の差分を示し、ＶＣＯの出力周波数の周波数偏移が基準と比較して1.0MHz少ない場合（中心周波数誤差なし）の誤差電圧信号の基準に対する差分を表す。図６Ｃによれば、差分は、正弦波状に周期的に変化することがわかる。

図６Ｄは、図６Ｃで求めた差分値を微分した結果を示す。微分の計算方法は、例１の場合と同様であり、誤差電圧（Ve）の変化（微分値）Ve’(n)を求める。例２の場合、位相差が正弦波状に周期的に変化していくので（図６Ｃ）、誤差電圧の変化（微分値）は三角波状に周期的に変化する。

誤差電圧の変化（微分値）を求めると、例１の場合と同様にして、求めた微分値を位相比較器の感度Kd(V/Hz)を用いて周波数変化Δf(n)に変換する。

図６Ｅは、例２の場合の周波数変化を示し、ＶＣＯの出力周波数が基準と比較して、中心周波数部分で誤差はなく、最大周波数偏移部分で+1MHzずれていることから、中心周波数に誤差はなく、周波数偏移が1.0MHz少ないことがわかる。このように、位相比較器の出力（図６Ｂ）を基準と比較しその差分を求め、その差分の微分結果から、周波数偏移誤差を検出することができる。また、図６Ｅの場合も、図５Ｅで説明したように、周波数誤差量に対応した制御電圧補正量ΔVcontを求めることができる。

図７Ａ−図７Ｅは、例３を説明する図である。例３は、図７Ａに示すように、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が基準と比較して1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合である。すなわち、上記例１及び例２を組み合わせた場合であり、中心周波数が1MHz高く、周波数偏移が1MHz少ないことを計算により導く方法を説明する。基準は、例１及び２の場合と同様に、例えば、ＶＣＯの発振周波数（中心周波数）2.5GHz、周波数偏移10MHz、三角波周波数100Hzとすると、基準の出力周波数は図７Ａの点線の波形となる。これに対して、基準の出力周波数よりその中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない波形が図７Ａの実線で示される。

図７Ｂは、図７Ａの点線及び実線に対応する位相比較器の出力（誤差電圧信号）を示し、図７Ｂの点線波形は、ＶＣＯの出力周波数が基準と同一の場合における位相比較器の誤差電圧信号であり、図７Ｂの実線波形は、出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合における位相比較器の誤差電圧信号である。すなわち、出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合は、例１のように、基準周波数との位相差が広がっていくため、正弦波状に変化しながら、徐々に出力値が増加していき、基準の出力値との差が大きくなっていくとともに、基準周波数との位相変化が、基準と比較して小さいため、正弦波の振幅が基準の場合と比較して小さくなる。

図７Ｃは、図７Ｂの点線波形と実線波形の差分を示し、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合の誤差電圧信号の基準に対する差分を表す。図７Ｃによれば、差分は、正弦波状に周期的に変化しながら、その大きさが徐々に増加していくことがわかる。

図７Ｄは、図７Ｃで求めた差分値を微分した結果を示す。微分の計算方法は、例１の場合と同様であり、誤差電圧（Ve）の変化（微分値）Ve’(n)を求める。例３の場合、位相差が正弦波状に周期的に変化していくとともに、差分値が増加していくので（図７Ｃ）、誤差電圧の変化（微分値）は、三角波状に周期的に変化するともに、その中心電圧が一定値(0.025V)分ずれている。

誤差電圧の変化（微分値）を求めると、例１の場合と同様にして、求めた微分値を位相比較器の感度Kd(V/Hz)を用いて周波数変化Δf(n)に変換する。

図７Ｅは、例３の場合の周波数変化を示し、ＶＣＯの出力周波数が基準と比較して、中心周波数部分で+1MHzの誤差が生じ、且つ最大周波数偏移部分で+1MHzずれていることから、基準に対して、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ないことがわかる。このように、位相比較器の出力（図７Ｂ）を基準と比較しその差分を求め、その差分の微分結果から、中心周波数誤差と周波数偏移誤差の両方を検出することができる。また、図７Ｅの場合も、図５Ｅで説明したように、周波数誤差量に対応した制御電圧補正量ΔVcontを求めることができる。

上記のとおり、位相比較器の出力から、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差が検出する方法について説明したが、この検出方法は、レーダ動作中に実施可能であり、ＣＰＵ４３は、図４におけるＬＰＦ３１を通過した位相比較器２０の出力に基づいて、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する。

次に、上述の検出方法で検出された中心周波数誤差及び周波数偏移誤差に基づいて、リアルタイムに周波数変調特性を補正する方法について説明する。ＣＰＵ４３は、ＶＣＯ５０に供給する制御電圧を制御して、ＶＣＯ５０からの出力周波数を制御する。従って、以下に説明する補正方法では、初期値としてあらかじめ与えられている中心周波数の制御電圧及び１ステップあたりの制御電圧の変化率を、検出された中心周波数誤差及び周波数偏移誤差に基づいて補正する。なお、以下において、１ステップあたりの制御電圧の変化率を傾斜Kc(V/step)と称する。三角波を１周期あたり４０ステップで制御し、出力周波数が中心周波数に対して±10MHz偏移する場合、傾斜Kcは出力周波数を0.5MHz変化させるための制御電圧に相当することとなる。

傾斜Kc(V/step)と変調感度Kv(MHz/V)は、
傾斜Kc(V/step)＝１ステップ当たりの周波数変化量(MHz/step)/
変調感度Kv(MHz/V)
の関係にあり、１ステップ当たりの周波数変化量(MHz/step)は、基準となる三角波の振幅（最大周波数偏移）、周期から求まる定数となることから、傾斜Kcを補正することで、実質的に変調感度Kvを補正することになる。

補正の原理は、中心周波数誤差が０になるように、中心周波数の制御電圧を補正し、また、周波数偏移誤差が０になるように、傾斜Kcを補正することである。

図８Ａ−８Ｃは、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第一の補正方法を説明する図である。第一の補正方法は、三角波の１周期分にわたって一つの傾斜Kc1が設定されている場合の補正方法である。

図８Ａは、ＶＣＯ５０の周波数変調特性の例を示す図であり、周波数変調特性は、図示されるように、制御電圧に対して直線的ではないが、この周波数変調特性を近似する傾斜Kc1の初期値をあらかじめ設定しておく。また、中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerの初期値もあらかじめ設定しておく。

上述した方法により、位相比較器の出力から、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差が検出されると、ＣＰＵ４３は、次の制御に従って、中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerと傾斜Kc1を補正する。

（１−１）中心周波数の補正
図８Ｂは、三角波の波形を示す図であり、点線は、基準の三角波の波形であり、実線は、第一の補正方法により補正された三角波の波形である。図８Ｃは、基準との周波数誤差の例を示す図であり、三角波１周期における平均周波数誤差Ｃがオフセット値０になるように制御電圧値Vc_centerを制御する。具体的には、フィードバック制御により、検出された中心周波数誤差の三角波１周期分の平均値Ｃが小さくなる方向に中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerを所定値ずつオフセットし、平均値Ｃがオフセット値０になるように制御電圧値Vc_centerを制御する。

（１−２）周波数偏移の補正
例えば図８Ｃに示すような周波数誤差が発生した場合において、三角波の下凸部分(1-20ステップ)における周波数誤差の最大値と最小値の平均値Ａ（図８ＣのＡ）と上凸部分（21-40ステップ）における周波数誤差の最大値と最小値の平均値Ｂ（図８のＢ）とを比較し、両平均値ＡとＢが等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc1を所定値ずつ変化させる。具体的には、平均値Ａ＞平均値Ｂの場合は、傾斜Kc1を大きくするように制御し、平均値Ａ＜平均値Ｂの場合は、傾斜Kc1を小さくするように制御する。

上述の方法により、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差が補正され、図８Ｂの実線波形の三角波となる。

なお、第一の補正方法では、周波数変調特性を一本の傾斜Kc1で近似しているため、リニアリティ補正は行われず、周波数偏移誤差は、最大-10％、最小-2％（誤差幅8.0ポイント）となっている。

図９Ａ−９Ｃは、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第二の補正方法を説明する図である。第二の補正方法は、三角波の１周期における下凸部分の区間（中心周波数より周波数が低い区間）と上凸部分の区間（中心周波数より周波数が高い区間）に対してそれぞれ異なる傾斜Kc１、Kc2が設定されている場合の補正方法である。

図９Ａは、ＶＣＯ５０の周波数変調特性の例を示す図であり、図８Ａと同一である。この周波数変調特性に対して、第二の補正方法では、三角波の下凸部分の制御電圧の傾斜Kc1、上凸部分の制御電圧の傾斜Kc2それぞれをそれぞれ定義し、その初期値をあらかじめ設定しておく。また、中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerの初期値もあらかじめ設定しておく。制御電圧値Vc_centerの初期値は、三角波の下凸部分及び上凸部分の各区間で同一である。

（２−１）中心周波数の補正
図９Ｂは、三角波の波形を示す図であり、点線は、基準の三角波の波形であり、実線は、第二の補正方法により補正された三角波の波形であり（図面上、点線と実線がほぼ重なっているが、厳密な差分が存在する）、図９Ｃは、基準との周波数誤差の例を示す図である。第二の補正方法では、中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerの補正も、三角波の下凸部分と上凸部分とに分けて補正する。

すなわち、三角波の下凸部分の平均周波数誤差Ｃが０になるように、当該区間の制御電圧値Vc_center_Aを制御し、三角波の上凸部分の平均周波数誤差Ｃ’がオフセット値０になるように、当該区間の制御電圧値Vc_center_Bを制御する。具体的には、フィードバック制御により、検出された中心周波数誤差の三角波上凸部分の平均値Ｃと下凸部分の平均値Ｃ’それぞれが小さくなる方向に中心周波数に対する制御電圧値Vc_center_A及びVc_center_Bを所定値ずつオフセットし、それぞれがオフセット値０になるように制御電圧値Vc_center_A及びVc_center_Bを制御する。

（２−２）周波数偏移の補正
例えば図９Ｃに示すような周波数誤差が発生した場合において、三角波の下凸部分(1-20ステップ)をさらに上下半分に区分し、下凸部分の上半分（1-5ステップ,16-20ステップ）における中心周波数付近の周波数誤差Ａと下凸部分の下半分（6-15ステップ）における最大周波数偏移付近の周波数誤差Ｂが等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc1を所定値ずつ変化させる。具体的には、値Ａ＜値Ｂの場合は、傾斜Kc1を大きくするように制御し、値Ａ＞値Ｂの場合は、傾斜Kc1を小さくするように制御する。

さらに、同様の制御を三角波の上凸部分についても実施する。すなわち、三角波の上凸部分(21-40ステップ)をさらに上下半分に区分し、上凸部分の下半分（21-25ステップ,36-40ステップ）における中心周波数付近の周波数誤差Ａ’と上凸部分の上半分（26-35ステップ）における最大周波数偏移付近の周波数誤差Ｂ’が等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc2を所定値ずつ変化させる。具体的には、値Ａ’＞値Ｂ’の場合は、傾斜Kc2を大きくするように制御し、値Ａ’＜値Ｂ’の場合は、傾斜Kc2を小さくするように制御する。

上述の方法により、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差が補正され、図９Ｂの実線波形の三角波となる。

なお、第二の補正方法では、周波数変調特性を２本の傾斜Kc1、Kc2で近似しているため、リニアリティ補正がかかり、周波数偏移誤差は、最大+1.0％、最小-1.7％（誤差幅2.7ポイント）となり、図８Ｃの場合と比較して、誤差幅が小さく収まっている。

図１０Ａ−１０Ｃは、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を補正する第三の補正方法を説明する図である。第三の補正方法は、三角波の１周期における下凸部分の上半分の区間（1-5，16-20ステップ）と下半分の区間（6-15ステップ）、上凸部分の下半分の区間（21-25，36-40ステップ）と上半分の区間（26-35ステップ）それぞれに対してそれぞれ異なる傾斜Kc１、Kc2、Kc3、Kc4が設定されている場合の補正方法である。

なお、傾斜Kc1区間における1-5ステップ区間と16-20ステップ区間は、その周波数変化が互いに対称関係にあるので（変化方向が異なるのみ）、いずれか一方の区間の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出すれば足り、以下の説明では、傾斜Kc1区間は、1-5ステップ区間を指すものとする。同様に、傾斜Kc2区間は、6-10ステップ区間を指し、傾斜KC3区間は、21-25区間を指し、傾斜Kc4区間は26-30区間を指すものとする。

図１０Ａは、ＶＣＯ５０の周波数変調特性の例を示す図であり、図８Ａ及び図９Ａと同一である。この周波数変調特性に対して、第三の補正方法では、三角波１周期を４分割した上述の区間それぞれに対して４つの傾斜Kc1、Kc2、Kc3、Kc4をそれぞれ定義し、その初期値をあらかじめ設定しておく。また、中心周波数に対する制御電圧値Vc_centerの初期値もあらかじめ設定しておく。制御電圧値Vc_centerの初期値は、三角波の上記各区間で同一である。

（３−１）中心周波数の補正
図１０Ｂは、三角波の波形を示す図であり、点線は、基準の三角波の波形であり、実線は、第三の補正方法により補正された三角波の波形である（図面上、点線と実線がほぼ重なっているが、厳密な差分が存在する）。図１０Ｃは、基準との周波数誤差の例を示す図である。第三の補正方法では、第二の補正方法よりも更に細かく三角波を区分して補正するが、その補正原理は上記補正方法と同様である。すなわち、三角波の傾斜Kc1の区間（下凸部分の上半分）の平均周波数誤差Ｃが０になるように制御電圧値Vc_center_Aを制御し、三角波の傾斜Kc2の区間（下凸部分の下半分）の平均周波数誤差Ｃ’が０になるように制御電圧値Vc_center_Bを制御し、三角波の傾斜Kc3の区間（上凸部分の下半分）の平均周波数誤差Ｃ’’が０になるように制御電圧値Vc_center_Cを制御し、三角波の傾斜Kc4の区間（上凸部分の上半分）の平均周波数誤差Ｃ’’’が０になるように制御電圧値Vc_center_Dを制御する。具体的には、フィードバック制御により、各区間における検出された中心周波数誤差の各平均値Ｃ、Ｃ’、Ｃ’’、Ｃ’’’それぞれが小さくなる方向に中心周波数に対する制御電圧値Vc_center_A〜Vc_center_Dを所定値ずつオフセットし、それぞれがオフセット値０になるように制御電圧値Vc_center_A〜Vc_center_Dを制御する。

（３−２）周波数偏移の補正
例えば図１０Ｃに示すような周波数誤差が発生した場合において、三角波の傾斜Kc1区間(1-5ステップ)における区間先頭（1ステップ目）の周波数誤差Ａと区間最後尾（5ステップ目）の周波数誤差Ｂが等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc1を所定値ずつ変化させる。具体的には、値Ａ＜値Ｂの場合は、傾斜Kc1を大きくするように制御し、値Ａ＞値Ｂの場合は、傾斜Kc1を小さくするように制御する。

さらに、同様の制御を三角波の傾斜Kc2区間、傾斜Kc3区間、傾斜Kc4区間についても実施する。すなわち、三角波の傾斜Kc2区間(6-10ステップ)
おける区間先頭（6ステップ目）の周波数誤差Ａ’と区間最後尾（10ステップ目）の周波数誤差Ｂ’が等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc2を所定値ずつ変化させる。

また、三角波の傾斜Kc3区間(21-25ステップ) おける区間先頭（21ステップ目）の周波数誤差Ａ’’と区間最後尾（25ステップ目）の周波数誤差Ｂ’’が等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc3を所定値ずつ変化させる。

さらに、三角波の傾斜Kc4区間(26-30ステップ) おける区間先頭（26ステップ目）の周波数誤差Ａ’’’と区間最後尾（30ステップ目）の周波数誤差Ｂ’’’が等しくなる方向に、フィードバック制御により傾斜Kc4を所定値ずつ変化させる。具体的には、値Ａ’＜値Ｂ’の場合は、傾斜Kc2を大きくするように制御し、値Ａ’＞値Ｂ’の場合は、傾斜Kc2を小さくするように制御する。そして、値Ａ’’＜値Ｂ’’の場合は、傾斜Kc3を大きくするように制御し、値Ａ’’＞値Ｂ’’の場合は、傾斜Kc3を小さくするように制御する。そして、値Ａ’’’＜値Ｂ’’’の場合は、傾斜Kc4を大きくするように制御し、値Ａ’’’＞値Ｂ’’’の場合は、傾斜Kc4を小さくするように制御する。

なお、第三の補正方法では、周波数変調特性を４本の傾斜Kc1、Kc2、Kc3、Kc4で近似しているため、リニアリティ補正がかかり、周波数偏移誤差は、最大+0.9％、最小-1.7％（誤差幅2.6ポイント）となり、図８Ｃの場合と比較して、誤差幅が小さく収まっている。

図１１Ａ−１１Ｃは、中心周波数誤差及び周蓮変位誤差を補正する第四の補正方法を説明する図である。図１１Ａは、ＶＣＯ５０の周波数変調特性の例を示す図であり、図８Ａ、図９Ａ及び図１０Ａと同一である。また、図１１Ｂは、三角波の波形を示す図であり、点線は、基準の三角波の波形であり、実線は、第四の補正方法により補正された三角波の波形である。図１１Ｃは、第四の補正方法における基準との周波数誤差の例を示す図である。

第四の補正方法は、上述の第二又は第三の補正方法のように、三角波を複数区間に分割して、各区間に傾斜Kcの設定は行うことは行わず、検出された周波数誤差に基づいて、ＣＰＵ４３の出力する制御電圧値をステップ毎に補正する（ステップ毎の補正は、実質的に、ステップ毎に分割したことと同義）。具体的には、各ステップ毎に、各ステップにおける周波数誤差に基づいて、周波数が基準より高い（周波数誤差がプラス値）であれば、制御電圧値を所定値分下げ、周波数が基準より低い（周波数誤差がマイナス値）であれば、制御電圧値を所定値分上げる制御が行われる。例えば、ＣＰＵ４３は、１ステップ目において、１ステップ目における周波数誤差のプラス／マイナスを判定して、プラスであれば、１ステップ目に対してあらかじめ設定された制御電圧値を所定値分上げて出力し、マイナスであれば、所定値分下げて出力する。各ステップ毎に、補正が行われるので、上述の第一乃至第三の補正方法よりも精度良く補正することができる。

また、第四の補正方法では、各ステップ毎の制御電圧値の補正によりリニアリティ補正がかかり、周波数偏移誤差は、最大+1.5％、最小-1.0％（誤差幅2.5ポイント）となり、図８Ｃの場合と比較して、誤差幅が小さく収まっている。

上述において、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出方法及びそれに対する補正方法について説明した。当該検出方法及び補正方法の各プロセスは、レーダ動作を止めることなく、レーダ動作と並行して実行することができる。

図１２は、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出方法及びそれに対する補正方法の実施タイミングを説明する図である。図１２では、三角波４周期を１ブロックとして、１ブロック毎にＰＬＬ動作を行い、且つ１ブロック内で中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出及びそれに対する補正を実行する例を示す。Vcontは、制御電圧値であり三角波変調されている。Vpd2はＬＰＦ３２からの位相誤差信号であり、Vpd1は、ＬＰＦ３１からの位相誤差信号である。ＰＬＬ動作は、三角波４周期毎に実施され、ＰＬＬ動作の間で、本発明における中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出方法及びそれに対する補正方法が実施される。具体的には、ＣＰＵ４３は、ＰＬＬ動作間の三角波２周期分の位相誤差信号Vpd1を取り込んで（「入力」）、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差の検出を行い（「計算」）、検出結果に基づいて、中心周波数に対する制御電圧値Vc_center及び傾斜Kcなど各種パラメータの補正値を更新し（「実行」）、ＣＰＵ４３は、更新結果に基づいて制御電圧値を出力する。

周波数偏移誤差が所定の許容範囲を超えている場合は、アラームを出力するようにしてもよい。許容範囲は、例えば周波数誤差±２％以内である。周波数偏移誤差が所定の許容範囲を超えている場合は、フィードバック制御によっても修正できない場合が想定され、ＣＰＵ４３は、アラーム信号を出力するとともに、レーダ動作を中断するようにしてもよい。ＶＣＯに周波数ジャンプなどの不連続変化が生じた場合に特に有効である。

また、上述では、周波数誤差の平均周波数Ｃがオフセット値０となるように、中心周波数に対応する制御電圧値Vc_centerを制御するが、このオフセット値を変更することで、中心周波数を変更（微調整）することができる。一般的な周波数変更は、分周器の分周数を変更する必要があるが、本実施の形態例では、分周器の分周数を変更することなく、中心周波数の補正を行いながら、中心周波数の変更も可能となる。

図１３は、本発明の実施の形態における位相同期発振器の第二の構成例を示す図である。第二の構成例は、図４の第一の構成と比較して、位相比較部２０を２つ有する構成である。
位相比較部２０−１の位相比較器（ＰＤ）２３−１は、ＰＬＬループ用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２に、位相誤差信号（位相誤差電圧）を出力し、位相比較部２０−２の位相比較器（ＰＤ）２３−２は、本発明における周波数誤差検出用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１に、位相誤差信号を出力する。位相比較器（ＰＤ）において、比較周波数と位相誤差感度は比例することから、ＰＬＬループ用と周波数誤差検出用の２つの位相比較部を用い独立して分周数を設定し比較周波数を設定することで、それぞれの用途に応じて最適な位相誤差感度を独立に設定することができる。

基準の三角波に対応するＶＣＯの発振周波数2.5GHz、周波数偏移10MHz、三角波周期100Hzとすると、位相比較器（ＰＤ）から出力される正弦波状の位相変化は、10μs幅となる。この位相変化に、位相比較器（ＰＤ）の位相誤差感度(V/rad)をかけると、位相比較器（ＰＤ）の出力である位相誤差電圧が得られる。位相比較器（ＰＤ）は、比較周波数に対する位相変化を出力するので、位相変化量が同じでも比較周波数により位相誤差感度(V/rad)が異なる。このため、分周の組み合わせにより比較周波数を変化させることで、位相誤差感度を変えることができる。従って、位相比較部２０−１の分周器２１−１、２２−１の分周数と、位相比較部２０−２の分周器２１−２、２２−２の分周数とを変えることで、位相比較器（ＰＤ）２３−１と２３−２の位相誤差感度を変えることができ、その機能実現のために最適な位相誤差感度を独立に設定することができる。

図１４は、本発明の実施の形態における位相同期発振器の第三の構成例を示す図である。第三の構成例は、図４の第一の構成と比較して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２をデジタルフィルタで構成する例である。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２をデジタルフィルタとすることで、Ａ／Ｄ４２を省略することができ、一つのＡ／Ｄ４１のみの構成とすることができる。ここではローパスフィルタ（ＬＰＦ）をデジタルで構成する例を示したが、タイムインターバルをカウントするデジタル位相比較器（ＤＰＤ）を使用しても構成が可能である。位相比較器（ＰＤ）、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）については、デジタルでもアナログどちらで構成してもよい。

上述した本発明の実施の形態は、ＦＭ−ＣＷレーダに適用する例を用いて説明したが、ＦＭ−ＣＷレーダに限らず、他の方式のレーダ（例えば、２周波ＣＷレーダ）にも適用可能である。２周波ＣＷレーダに適用する場合も、周波数誤差の検出は、基準の位相変化と比較して、各ステップの位相誤差を算出し、この位相誤差を微分することで周波数誤差量を求めることができる。以下に、ＦＭ−ＣＷレーダについて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出例として図７Ａ−７Ｅを用いて説明した例３に対応する例４として、２周波ＣＷレーダにおいて中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出する例を説明する。

図１５Ａ−図１５Ｅは、例４を説明する図である。例４は、例３と同様に、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が基準と比較して1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合であり、中心周波数が1MHz高く、周波数偏移が1MHz少ないことを計算により導く方法を説明する。基準の出力周波数は図１５Ａの点線の波形となる。これに対して、基準の出力周波数よりその中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない波形が図１５Ａの実線で示される。

図１５Ｂは、図１５Ａの点線及び実線に対応する位相比較器の出力（誤差電圧信号）を示し、図１５Ｂの点線波形は、ＶＣＯの出力周波数が基準と同一の場合における位相比較器の誤差電圧信号であり、図１５Ｂの実線波形は、出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合における位相比較器の誤差電圧信号である。すなわち、出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合は、基準周波数との位相差が広がっていくため、三角波状に変化しながら、徐々に出力値が増加していき、基準の出力値との差が大きくなっていくとともに、基準周波数との位相変化が、基準と比較して小さいため、三角波の振幅が基準の場合と比較して小さくなる。

図１５Ｃは、図１５Ｂの点線波形と実線波形の差分を示し、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ない場合の誤差電圧信号の基準に対する差分を表す。図１５Ｃによれば、差分は、三角波状に周期的に変化しながら、その大きさが徐々に増加していくことがわかる。

図１５Ｄは、図１５Ｃで求めた差分値を微分した結果を示す。微分の計算方法は、例３の場合と同様であり、誤差電圧（Ve）の変化（微分値）Ve’(n)を求める。位相差が三角波状に周期的に変化していくとともに、差分値が増加していくので（図１５Ｃ）、誤差電圧の変化（微分値）は、上限周波数と下限周波数の区間に応じて、矩形波状に周期的に変化するともに、その中心電圧が一定値(0.005V)分ずれている。

誤差電圧の変化（微分値）を求めると、求めた微分値を位相比較器の感度Kd(V/Hz)を用いて周波数変化Δf(n)に変換する。

図１５Ｅは、例４の場合の周波数変化を示し、ＶＣＯの出力周波数が基準と比較して、中心周波数部分で+1MHzの誤差が生じ、且つ周波数偏移が+1MHzずれていることから、基準に対して、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数が1MHz高く且つ周波数偏移が1.0MHz少ないことがわかる。このように、位相比較器の出力（図１５Ｂ）を基準と比較しその差分を求め、その差分の微分結果から、中心周波数誤差と周波数偏移誤差の両方を検出することができる。また、２周波ＣＷレーダの場合も、ＦＭ−ＣＷレーダの場合と同様に、周波数誤差量に対応した制御電圧補正量ΔVcontを求めることができる。このように、２周波ＣＷレーダについても、ＦＭ−ＣＷレーダと同様に、ＶＣＯの出力周波数の中心周波数誤差及び周波数偏移誤差を検出することができる。

上述の実施の形態により、レーダ動作を止めることなく、中心周波数誤差及び周波数偏移誤差をリアルタイムに検出且つ補正することできる。これにより、レーダ動作の精度向上、誤作動防止が実現され、信頼性向上に寄与する。また、周波数帯域の効率的な利用が可能となり、チャネル数の増大を可能とする。さらに、レーダ動作中に随時周波数が補正されるので、リニアリティ・変調感度の温度特性、エージングの規格を大幅に緩和してＶＣＯを設計することができる。

上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明の思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組み合わせの様々な変更が行えることは言うまでもない。

本発明は、自動車に搭載され、衝突防止や車間距離制御などの機能を実現するためのＦＭ−ＣＷレーダなどのレーダ装置に用いる位相同期発振器に好適である。

Claims (5)

1. 基準信号と第一の比較信号の位相を比較し、位相差に応じた位相誤差信号を出力する第一の位相比較器と、
   前記第一の位相比較器の位相誤差信号の交流成分をカットする第一のローパスフィルタと、
   前記第一のローパスフィルタからの出力信号に応じて制御電圧を制御し、所定の制御ステップ毎に制御電圧を出力する制御部と、
   前記制御電圧に従って、所定の中心周波数から所定の周波数偏移分所定周期で周波数が変化する周波数変調信号を発生する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器の周波数変調信号を分周して前記第一の比較信号を形成する第一の可変分周器とを有するＰＬＬループを備え、
   前記制御部は、
   前記位相誤差信号に基づいて、あらかじめ設定された基準中心周波数及び基準周波数偏移で変調された基準周波数変調信号に対する制御ステップ毎の前記周波数変調信号の周波数誤差を検出する誤差検出手段と、
   前記検出された周波数誤差に基づき、前記制御電圧を補正する補正手段とを備えることを特徴とする位相同期発振器。
2. 請求項１において、
   前記誤差検出手段は、前記電圧制御発振器から前記基準周波数変調信号が出力された場合の前記第一の位相比較器から出力される基準位相誤差信号と、前記第一の位相比較器から実際に出力される位相誤差信号との差分を求め、さらに当該差分の変化率に基づいて前記周波数変調信号の周波数誤差を検出することを特徴とする位相同期発振器。
3. 請求項２において、
   前記補正手段は、前記周波数変調信号の所定区間の周波数誤差の平均値を算出し、当該平均値が所定のオフセット値になるように、制御電圧を補正することを特徴とする位相同期発振器。
4. 請求項２において、
   前記補正手段は、前記周波数変調信号の１周期内における少なくとも２つの周波数誤差の比較に基づいて、制御ステップ毎の制御電圧の変化率を変化させることにより、前記周波数変調信号の周波数偏移を補正することを特徴とする位相同期発振器。
5. 請求項４において、
   前記補正手段は、前記周波数変調信号の制御ステップ毎の周波数誤差に基づいて、制御ステップ毎の制御電圧の変化率に従って出力される制御電圧を制御ステップ毎に変化させることを特徴とする位相同期発振器。

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