JPH09312521A

JPH09312521A - 電圧制御型発振回路

Info

Publication number: JPH09312521A
Application number: JP8151535A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Matsumoto; 好明松本; Shigehisa Kurogo; 重久黒後
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1996-05-23
Filing date: 1996-05-23
Publication date: 1997-12-02
Anticipated expiration: 2016-05-23
Also published as: JP3915137B2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は耐雑音性を保ちつつ、広い範囲にわ
たって、制御電圧−発振周波数特性をリニアにした電圧
制御型発振回路を提供する。【解決手段】電圧制御型発振回路本体３の制御電圧−
発振周波数特性と逆特性となる電圧変換特性を持つ線形
補償回路２によって、入力される制御電圧Ｖ _Cを修正
し、この電圧変換動作で得られた制御電圧Ｖ’_C で電圧
制御型発振回路本体３の発振周波数を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ変調回路、位
相変調回路、シンセサイザ装置の周波数切替回路などで
使用される電圧制御型発振回路に関し、特に制御電圧と
発振周波数との関係におけるリニア特性を向上した電圧
制御型発振回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ変調回路、位相変調回路、シンセサ
イザ装置の周波数切替回路などで使用される電圧制御型
発振回路の１つとして従来から図８に示す回路が知られ
ている。この図に示す電圧制御型発振回路１０１は、発
振周波数の制御を行なう水晶振動子１０２と、一端が水
晶振動子１０２の一端に接続され他端子が接地点に接続
される抵抗１０３と、アノードが水晶振動子１０２の一
端に接続されるバイアブルキャパシター（バラクタ・ダ
イオード）１０４と、一端が前記バイアブルキャパシタ
ー１０４のカソードに接続され他端が制御電圧入力端子
１０５に接続される抵抗１０６と、カソードが抵抗１０
６とバイアブルキャパシター１０４との接続点に接続さ
れ、アノードが共通入力端子１０７に接続されるバイア
ブルキャパシター１０８と、入力端子が水晶振動子１０
２の他端に接続され出力端子が信号出力端子１０９に接
続される増幅器１１０と、一端が水晶振動子１０２の前
記他端に接続されるコンデンサ１１１と、一端が前記コ
ンデンサ１１１の他端に接続され他端がバイアブルキャ
パシター１０８のアノードに接続されるコンデンサ１１
２と、一端が各コンデンサ１１１、１１２の接続点と増
幅器１１０の一端に接続され他端がバイアブルキャパシ
ター１０８のアノードに接続される抵抗１１３とを備え
ている。このように構成された電圧制御発振回路は制御
電圧入力端子１０５と、共通入力端子１０７との間に印
加される制御電圧の値に応じて各バイアブルキャパシタ
ー１０４、１０８の容量を変化させて発振周波数を制御
し、これによって得られた発振信号を信号出力端子１０
９から出力する。可変容量素子としては、一般的に傾斜
接合型バイアブルキャパシターや階段接合型バイアブル
キャパシターが使用されるが、これらは両端の印加電圧
に反比例して容量値が変化し、上記回路においては図９
に示す如く制御電圧入力端子１０５と、共通入力端子１
０７との間に印加される制御電圧が高くなるほど、信号
出力端子１０９から出力される発振周波数が上昇し、逆
に制御電圧が低くなるほど発振周波数が低下する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながらこの時、
特性曲線１１４の両端すなわち制御電圧の値が高い部
分、制御電圧の値が低い部分では、変化が飽和し非直線
となり、制御電圧を変化しても発振周波数がほとんど変
化しない。従って電圧制御型発振回路１０１を例えばＡ
ＦＣ回路（Automatic Frequency Control Circuit ）と
して機能させた場合や、制御電圧が低い部分や高い部分
で発振周波数の制御が不能となる。また前記電圧制御型
発振回路１０１をＦＭ変調回路として機能させた場合は
変調信号振幅が小さい部分と大きい部分の被変調出力波
形が歪むという問題があった。このようなところから、
このような電圧制御型発振回路１０１をＡＦＣ回路やＦ
Ｍ変調回路などに組み込んで使用する場合、従来、図９
に示す特性曲線１１４の直線と見なせる部分のみを利用
するようにしてこのような不都合が発生しないようにし
ている。しかしながら、このような方法では図９に示す
如く特性曲線１１４の直線と見なせる部分が僅かしかな
いことから、発振周波数の可変範囲が狭くなるという問
題があった。そこで、このような問題を解決する方法と
して、従来図１０に示す如く低感度のバイアブルキャパ
シターの特性曲線１１６に比べて、傾きの大きな高感度
特性曲線１１５をもつバイアブルキャパシターを使用し
て制御感度を高くし、これによって印加電圧の変化に対
する発振周波数の変化量を大きくすることも考えられて
いるが、このようにすると、雑音を拾い易くなってＳ／
Ｎが劣化し、外乱に対して弱くなるという問題がある。
また更には、直線部分であっても詳細に見れば、非直線
性を含んでおり、同様に歪みを発生していた。本発明は
上記の事情に鑑みてなされたものであり、耐雑音性を保
ちつつ、しかも広い範囲にわたって、制御電圧−発振周
波数特性をリニアにすることができる電圧制御型発振回
路を提供することを目的としている。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明による電圧制御型発振回路は、請求項１で
は、入力された制御電圧に応じて電圧制御可変リアクタ
ンス素子のリアクタンスを可変して、発振回路の発振周
波数を制御する電圧制御型発振回路部と、この電圧制御
型発振回路の制御電圧−発振周波数特性に於ける非直線
特性と逆の非直線特性を有する電圧−周波数変換特性線
形補償回路とを備えたことを特徴とする。請求項２で
は、請求項１に記載の電圧制御型発振回路において、前
記線形補償回路は、入出力関係が対数関数特性を持つ電
流制御素子を使用して、前記電圧制御型発振回路部の制
御電圧−発振周波数特性と逆特性となる電圧変換特性を
発生することを特徴とする。請求項３では、請求項１に
記載の電圧制御型発振回路において、前記線形補償回路
は、制御電圧を第１制御電流に変換する第１電圧制御電
流源回路と、この第１電圧制御電流源回路から出力され
る第１制御電流を対数関数的に第１制御電圧に変換する
第１電流制御非線形素子と、前記制御電圧の大小関係を
反転する電圧反転回路と、この電圧反転回路から出力さ
れる反転制御電圧を第２制御電流に変換する第２電圧制
御電流源回路と、この第２電圧制御電流源回路から出力
される第２制御電流を対数関数的に第２制御電圧に変換
する第２電流制御非線形素子と、この第２電流制御非線
形素子から出力される第２制御電圧と前記第１電流制御
非線形素子から出力される第１制御電圧との差の電圧を
生成する引き算回路と、を備えていることを特徴とす
る。請求項４では、請求項１、２、３のいずれかに記載
の電圧制御型発振回路において、前記電圧制御型発振回
路部を構成する発振素子として、水晶振動子、圧電振動
子、ＬＣ発振回路のいずれかを使用することを特徴とす
る。

【０００５】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した形態
例に基づいて詳細に説明する。図１は本発明による電圧
制御型発振回路の一形態例を示すブロック図である。こ
の図に示す電圧制御型発振回路１は、従来から用いられ
ている電圧制御型発振回路部３とこれに供給する周波数
制御電圧信号値に所要の修正を施すための線型補償回路
２から成り、前記電圧制御型発振回路部３は上述したよ
うに制御電圧−発振周波数特性が例えば図２（ｂ）の特
性曲線５で示す如く制御電圧が低い領域および高い領域
で入力電圧（制御電圧Ｖ _C）の変化率に対する周波数の
変化率が小さくなる。また、前記線型補償回路２は前記
電圧制御型発振回路本体３の制御電圧−発振周波数特性
の被線型部分を補償する電圧変換特性、例えば図２
（ａ）の特性曲線４に示す如く入力電圧が低い領域およ
び高い領域において入力電圧の変化率に対する出力電圧
の変化率が高くなる電圧変換特性を持っている。入力さ
れる制御電圧Ｖ_C は図２（ａ）の破線にて示すもので、
これを電圧変換して同図（ａ）実線の特性とし前記電圧
制御型発振回路部３に供給する。

【０００６】このように、この形態例では、線形補償回
路２によって、図２（ａ）実線に示す電圧変換特性の制
御電圧Ｖ′_C を生成し、これを図２（ｂ）に示す制御電
圧−発振周波数特性を持つ電圧制御型発振回路部３に入
力すれば、夫々の非直線性回路全体の制御電圧−発振周
波数特性を、図２（Ｃ）の特性曲線６に示す如く制御電
圧の小さい値から大きな値の広範囲にわたってリニアな
制御電圧−発振周波数特性を実現することができる。こ
の結果、制御電圧Ｖ _Cが低領域及び高領域を含み、制御
電圧Ｖ _Cの変化に対する発振周波数の変化率を一定にし
て、リニアリティに優れたダイナミックレンジを拡大す
ることができる。

【０００７】図３は上述した電圧制御型発振回路１で使
用される線形補償回路２の詳細な構成例を示すブロック
図である。この図に示す線形補償回路２は、入力された
制御電圧Ｖ _Cに比例した第１制御電流Ｉ₁ を生成する第
１電圧制御電流源回路７と、前記第１電圧制御電流源回
路７の出力電流Ｉ₁ に基づいて非線形電圧を発生する第
１電流制御非線形素子９と、前記制御電圧Ｖ_C の電圧値
の大小関係を反転する電圧反転回路１０と、この電圧反
転回路１０の出力電圧（Ｖ_K −Ｖ _C）に比例した第２の
制御電流Ｉ₂ を生成する第２電圧制御電流源回路１１
と、該回路の出力電流Ｉ₂ に基づいて非線形電圧を発生
する第２電流制御非線形素子１２と、前記第１及び第２
電流制御非線形素子９、１２の出力電圧の差を出力する
引き算回路１３とを含んで構成したものである。上記構
成において最も特徴的な部分は、第１及び第２電流制御
非直線素子９及び１２に直線性を有する電流値を供給す
ると、その入力端子電圧が所望の非直線特性を有するよ
うに機能することである。この非直線特性は後述する
が、後段の電圧制御型発振部３の非直線特性と対応する
もので、結果的に該電圧制御型発振部の非直線歪を補償
し、総合的に直線特性を改善するように機能するもので
ある。前記第１及び第２電流制御非線形素子９と１２
は、例えば夫々図４に示すように第１及び第２制御電流
Ｉ、Ｉ₂ の値が小さい領域においては出力電圧Ｖ_C の変
化が急峻であるが、電流値が大きくなるにつれて出力電
圧Ｖ_C の変化が小さくなるような対数関数的電流／電圧
特性を有している。このような関係を得る一つの手段と
しては、例えばダイオ−ドやトランジスタのベ−ス・エ
ミッタ特性等が利用可能である。

【０００８】上記のように構成された線形補償回路２で
は、第１電圧制御電流源回路７において入力された制御
電圧Ｖ _Cに比例した電流値の第１制御電流Ｉ₁ を生成
し、第１電流制御非線形素子９に供給する。この非線形
素子９は図４に示す如く第１制御電流Ｉ₁ を対数関数特
性で第１制御電圧Ｖ_C1に変換する。一方、電圧反転回路
１０に供給された前記制御電圧Ｖ _Cは、その大小関係を
反転され、（Ｖ_K −Ｖ _C）なる電圧値となり、第２電圧
制御電流源回路１１によって比例した第２制御電流Ｉ₂
を生成する。この電流Ｉ₂ は第２電流制御非線形素子１
２によって図４に示すように対数関数特性的に第２制御
電圧Ｖ_C2に変換される。前記２つの非線形素子９、１２
の出力、即ち第１制御電圧Ｖ_C1と第２制御電圧Ｖ_C2は引
き算回路１３によって減算され、この差電圧を制御電圧
Ｖ’_C として出力する。

【０００９】これにより、入力制御電圧Ｖ _Cの電圧値が
小さい領域では、第１電圧制御電流源回路７、第１電流
制御非線形素子９によって作出される制御電圧Ｖ_C1を非
線形とし、また前記制御電圧Ｖ _Cの電圧値が高い領域で
は、電圧反転回路１０、第２電圧制御電流源回路１１、
第２電流制御非線形素子１２によって作出される制御電
圧Ｖ_C2を非線形とする。故にこれらを合成したＶ’_C は
図２（ａ）に示すような電圧変換特性を持ったものとな
り、この制御電圧Ｖ’_C が前記電圧制御型発振回路本体
３に入力される。その結果、図２（ｂ）の特性をもつ電
圧制御型発振回路の非直線歪が、それを互いに逆の非直
線性となる図２（ａ）の特性に相殺されて同図（ｃ）の
如く非直線性が補償されて上記線形補償回路２を構成す
る第１電圧制御電流源回路７、第１電流制御非線形素子
９、第２電圧制御電流源回路１１、第２電流制御非線形
素子１２、引き算回路１３としては、例えば図５に示す
回路などが使用される。

【００１０】この図に示す第１電圧制御電流源回路７
は、増幅動作を行ない、電流発生素子として機能する第
１演算増幅器１５と、一端が第１演算増幅器１５の反転
入力端子に接続され他端が接地点に接続され増幅率決定
用素子として機能する抵抗１６と、一端が第１演算増幅
器１５の反転入力端子に接続され他端が第１演算増幅器
１５の出力端子に接続され増幅率決定素子として機能す
る抵抗１７と、一端が制御電圧決定用の可変抵抗１８に
接続され他端が第１演算増幅器１５の非反転入力端子に
接続され接地電圧入力用素子として機能する抵抗１９
と、一端が第１演算増幅器１５の出力端子に接続され電
流値検出素子として機能する抵抗２０と、反転入力端子
と出力端子とが接続され非反転入力端子が抵抗２０の他
端に接続され電圧バッファとして機能する第２演算増幅
器２１と、一端が第２演算増幅器２１の出力端子に接続
され他端が第１演算増幅器１５の非反転入力端子に接続
され検出電圧入力用素子として機能する抵抗２２とを備
えている。

【００１１】この第１電圧制御電流原回路７は抵抗１９
を介して供給される制御電圧Ｖ_C に基づき、制御電圧決
定用の可変抵抗１８の抵抗値に応じて電流値の第１制御
電流Ｉ₁ を生成し、これを第１電流制御非線形素子９に
供給する。第１電流制御非線形素子９は、コレクタが抵
抗２３を介して電源２４の正電極に接続されエミッタが
接地点に接続されベースが抵抗２０の他端に接続される
トランジスタ２５によって構成されており、第１電圧制
御電流源回路７から出力される第１制御電流Ｉ₁ に応じ
てベース・エミッタ間電圧（Ｖ_BE）が変化し、このベー
ス・エミッタ間電圧を第１制御電圧Ｖ_C1として引き算回
路１３に供給する。この場合、トランジスタ２５のベー
スに入力されるベース電流の値を横軸にとり、トランジ
スタ２５のベース・エミッタ間電圧を縦軸にとって両者
の関係を図示すると、ベース電流に対して図６の特性曲
線２６に示す如くなる。即ち、ベース・エミッタ間電圧
が対数関数（Ｌｏｇ関数）特性となることから、第１制
御電流Ｉ₁ の電流値が“Ｘ”であるとき、ベ−ス電圧は
Ｌｏｇ（Ｘ）の値の第１制御電圧Ｖ_C1となり、これが引
き算回路１３に供給される。

【００１２】また、第２電圧制御電流源回路１１は増幅
動作を行ない電流発生素子として機能する第１演算増幅
器２８と、一端が第１演算増幅器２８の反転入力端子に
接続され他端が接地点に接続され増幅率決定素子として
機能する抵抗２９と、一端が第１演算増幅器２８の反転
入力端子に接続され他端が第１演算増幅器２８の出力端
子に接続され増幅率決定素子として機能する抵抗３０
と、一端が制御電圧決定用の可変抵抗１８と連動して可
変される反転制御電圧決定用の可変抵抗３１に接続され
他端が第１演算増幅器２８の非反転入力端子に接続され
接地電圧入力用素子として機能する抵抗３２と、一端が
第１演算増幅器２８の出力端子に接続され電流値検出素
子として機能する抵抗３３と、反転入力端子と出力端子
とが接続され非反転入力端子が抵抗３３の他端に接続さ
れ電圧バッファとして機能する第２演算増幅器３４と、
一端が第２演算増幅器３４の出力端子に接続され他端が
第１演算増幅器２８の非反転入力端子に接続され検出電
圧入力用素子として機能する抵抗３５とを備えている。
この第２電圧制御電流源回路１１は抵抗３２を介して供
給される反転された制御電圧に基づいて制御電圧決定用
の前記可変抵抗１８と連動して調整される可変抵抗３１
の抵抗値に応じて電流値の第２制御電流Ｉ₂ を生成し、
これを第２電流制御非線形素子１２に供給する。

【００１３】第２電流制御非線形素子１２は、コレクタ
が抵抗２３を介して前記電源２４の正電極に接続されエ
ミッタが接地点に接続されベースが抵抗３３の他端に接
続されるトランジスタ３６によって構成されており、第
２電圧制御電流源回路１１から出力される第２制御電流
Ｉ₂ に応じてベース・エミッタ間電圧（Ｖ _BE ）が変化
し、このベース・エミッタ間電圧を第２制御電圧Ｖ_C2と
して、引き算回路１３に供給する。

【００１４】この場合、第１電流制御非線形素子９と同
様に、トランジスタ３６のベースに入力されるベース電
流の値を横軸にとり、トランジスタ３６のベース・エミ
ッタ間電圧を縦軸にとって図示すると、図６の特性曲線
２６に示す如く、ベース電流に対して、ベース・エミッ
タ間電圧が対数関数（Ｌｏｇ関数）特性になる。そし
て、第１制御電流Ｉ₁ に対して、第２制御電流Ｉ₂ の電
流値が“Ｋ−Ｘ”となっていることから、定数Ｋが
“１”であると仮定すると、第２制御電流Ｉ₂ が特性曲
線２７に示す如く第２制御電流Ｉ₂ がＬｏｇ（１−Ｘ）
の値を持つ第２制御電圧Ｖ_C2に変換されて、引き算回路
１３に供給される。なお、定数Ｋの値を“１”以外の値
にしても、特性曲線２７の傾向が同じになることは云う
までもない。

【００１５】引き算回路１３は、電圧バッファ回路３９
と、反転増幅回路４３と、加算回路４９とから構成され
る。更に、電圧バッファ回路３９は反転入力端子と出力
端子とが接続された２つの演算増幅器３７、３８によっ
て構成され、第１、第２電流制御非線形素子９、１２か
ら出力される第１、第２制御電圧Ｖ_C1、Ｖ_C2を各々、バ
ッファリングする。反転増幅回路４３は、非反転入力端
子が接地点に接続される１つの演算増幅器４０と、一端
が前記演算増幅器４０の反転入力端子に接続され他端が
演算増幅器４０の出力端子に接続される帰還用の抵抗４
１と、一端が演算増幅器４０の反転入力端子に接続され
他端が前記電圧バッファ回路３９を構成する演算増幅器
３８の出力端子に接続される入力用の抵抗４２とによっ
て構成され、電圧バッファ回路３９から出力される第２
制御電圧Ｖ_C2を反転させる。又、加算回路４９は、増幅
動作を行なう演算増幅器４４と、一端が演算増幅器４４
の反転入力端子に接続され他端が接地点に接続される増
幅率決定用の抵抗４５と、一端が演算増幅器４４の出力
端子に接続され他端が演算増幅器４４の反転入力端子に
接続される増幅率決定用の抵抗４６と、一端が演算増幅
器３７の出力端子に接続され他端が演算増幅器４４の非
反転入力端子に接続される入力用の抵抗４７と、一端が
演算増幅器４０の出力端子に接続され他端が演算増幅器
４４の非反転入力端子に接続される入力用の抵抗４８に
よって構成され、電圧バッファ回路３９から出力される
第１制御電圧Ｖ_C1と前記反転増幅回路４３から出力され
る反転された第２制御電圧Ｖ_C2とを加算して制御電圧
Ｖ’_C を生成する。

【００１６】この図５に示す回路は電圧バッファ回路３
９によって第１、第２電流制御非線形素子９、１２から
出力される第１、第２制御電圧Ｖ_C1、Ｖ_C2を電圧バッフ
ァリングするとともに、反転増幅回路４３によって第２
制御電圧Ｖ_C2を反転した後、加算回路４９によって第１
制御電圧Ｖ_C1と、反転済みの第２制御電圧Ｖ_C2とを加算
して制御電圧Ｖ’_C を生成し、これを電圧制御型発振回
路部３に供給する。この場合、反転増幅回路４３によっ
て第２制御電圧Ｖ_C2が反転されて図７の特性曲線５０で
示す特性にされ、加算回路４９によって図７の特性曲線
５１で示される第１制御電圧Ｖ_C1と、前記特性曲線５０
で示される第２制御電圧Ｖ_C2とが加算されて図７の特性
曲線５２で示される特性、すなわち電圧制御型発振回路
部３が有する制御電圧−発振周波数特性の非線形特性を
補償して、これをリニアにする特性の制御電圧Ｖ’_C に
され、これが電圧制御型発振回路部３に供給される。

【００１７】このように、この形態例では、電圧制御型
発振回路本体３の制御電圧−発振周波数特性と逆特性と
なる電圧変換特性を持つ線形補償回路２によって、入力
制御電圧Ｖ _Cを電圧変換し、補償した制御電圧Ｖ’_C で
電圧制御型発振回路部３の発振周波数を制御するように
したので、従来非直線のために利用不可能であった制御
電圧が小さい領域と大きい領域を含む広い範囲にわたっ
て、制御電圧−発振周波数特性をリニアにすることがで
きる。従って従来の如く制御感度を大きくすることによ
って生ずる雑音の増加がない。この際、電圧制御型発振
回路部３の各バイアブルキャパシター（バラクタ・ダイ
オード）の印加電圧−容量特性の非直線を補償するため
にトランジスタ２５、３６のベース電流−ベース・エミ
ッタ間電圧の非直線性を利用したが、トランジスタ２
５、３６以外の電流制御素子、例えば電流と電圧との関
係が対数特性となるダイオードなどを使用して、第１、
第２電流制御非線形素子９、１２を構成するようにして
も良い。

【００１８】また、上述した形態例においては、水晶振
動子を用いた電圧制御型発振回路部３を例にして本発明
による電圧制御型発振回路１を説明したが、水晶振動子
以外の周波数制御素子（発振素子）、例えば他の圧電振
動子やＬＣ発振回路などを用いた電圧制御型発振回路に
おいても本発明を適用可能である。また、上述した形態
例においては、トランジスタ２５、３６などの電流制御
素子が持つ対数特性を利用して、電圧制御型発振回路本
体３の制御電圧−発振周波数特性曲線と、逆特性となる
電圧変換特性曲線を近似するようにしているが、他の近
似方法、例えば理想ダイオード回路を使用した折れ線近
似で理想的な電圧変換特性曲線を近似する方法、理想的
な電圧変換特性曲線のデータをＲＯＭ回路に記憶させ、
制御電圧入力端子に入力された制御電圧Ｖ _CをＡ／Ｄ変
換して得られたデータをアドレスデータとして、前記Ｒ
ＯＭ回路に記憶させているデータを読み出し、これをＤ
／Ａ変換して、制御電圧Ｖ’_C を得る方法などを使用す
るようにしても良い。このようにしても、上述した形態
例と同様に、広い範囲にわたって、制御電圧−発振周波
数特性をリニアにすることができる。

【００１９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、耐
雑音を保ちつつ、広い範囲にわたって、制御電圧−発振
周波数特性をリニアにすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電圧制御型発振回路の一形態例を
示すブロック図である。

【図２】（ａ）（ｂ）及び（ｃ）は図１に示す線形補償
回路の電圧変換特性、電圧制御型発振回路本体の制御電
圧−発振周波数特性、電圧制御型発振回路の制御電圧−
発振周波数特性の一例を示すグラフである。

【図３】図１に示す線形補償回路の詳細な回路構成例を
示すブロック図である。

【図４】図３に示す第１、第２電流制御非線形素子の電
流−電圧特性例を示すグラフである。

【図５】図３に示す第１電圧制御電流源回路、第１電流
制御非線形素子、第２電圧制御電流源回路、第２電流制
御非線形素子、引き算回路の詳細な構成例を示す回路図
である。

【図６】図５に示す各トランジスタのベース電流と、ベ
ース・エミッタ間電圧との関係例を示すグラフである。

【図７】図５に示す各トランジスタのベース電流と、制
御電圧Ｖ’_C との関係例を示すグラフである。

【図８】従来から知られている電圧制御型発振回路の一
例を示す回路図である。

【図９】図８に示す電圧制御型発振回路の制御電圧−発
振周波数特性例を示すグラフである。

【図１０】図８に示す電圧制御型発振回路の問題点を解
決する際に使用される制御電圧−発振周波数特性例を示
すグラフである。

【符号の説明】

１…電圧制御型発振回路、３…電圧制御型発振回路本
体、４…特性曲線、５…特性曲線、７…第１電圧制御電
流源回路、８…電源ライン、９…第１電流制御非線形素
子（電流制御素子）、１０…電圧反転回路、１１…第２
電圧制御電流源回路、１２…第２電流制御非線形素子
（電流制御素子）、１３…引き算回路、１４…特性曲
線、１５…第１演算増幅器、１６…抵抗、１７…抵抗、
１８…可変抵抗、１９…抵抗、２０…抵抗、２１…第２
演算増幅器、２２…抵抗、２３…抵抗、２４…電源、２
５…トランジスタ、２６…特性曲線、２７…特性曲線、
２８…第１演算増幅器、２９…抵抗、３０…抵抗、３１
…可変抵抗、３２…抵抗、３３…抵抗、３４…第２演算
増幅器、３５…抵抗、３６…トランジスタ、３７、３８
…演算増幅器、３９…電圧バッファ回路、４０…演算増
幅器、４１…抵抗、４２…抵抗、４３…反転増幅回路、
４４…演算増幅器、４５…抵抗、４６…抵抗、４７…抵
抗、４８…抵抗、４９…加算回路、５０…特性曲線、５
１…特性曲線、５２…特性曲線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された制御電圧に応じて電圧制御可
変リアクタンス素子のリアクタンスを可変して、発振回
路の発振周波数を制御する電圧制御型発振回路部と、この電圧制御型発振回路の制御電圧−発振周波数特性に
於ける非直線特性と逆の非直線特性を有する電圧−周波
数変換特性線形補償回路とを備えたことを特徴とする電
圧制御型発振回路。
【請求項２】請求項１に記載の電圧制御型発振回路に
おいて、前記線形補償回路は、入出力関係が対数関数特性を持つ
電流制御素子を使用して、前記電圧制御型発振回路部の
制御電圧−発振周波数特性と逆特性となる電圧変換特性
を発生することを特徴とする電圧制御型発振回路。
【請求項３】請求項１に記載の電圧制御型発振回路に
おいて、前記線形補償回路は、制御電圧を第１制御電流に変換す
る第１電圧制御電流源回路と、この第１電圧制御電流源
回路から出力される第１制御電流を対数関数的に第１制
御電圧に変換する第１電流制御非線形素子と、前記制御
電圧の大小関係を反転する電圧反転回路と、この電圧反
転回路から出力される反転制御電圧を第２制御電流に変
換する第２電圧制御電流源回路と、この第２電圧制御電
流源回路から出力される第２制御電流を対数関数的に第
２制御電圧に変換する第２電流制御非線形素子と、この
第２電流制御非線形素子から出力される第２制御電圧と
前記第１電流制御非線形素子から出力される第１制御電
圧との差の電圧を生成する引き算回路と、を備えている
ことを特徴とする電圧制御型発振回路。
【請求項４】請求項１、２、３のいずれかに記載の電
圧制御型発振回路において、前記電圧制御型発振回路部を構成する発振素子として、
水晶振動子、圧電振動子、ＬＣ発振回路のいずれかを使
用することを特徴とする電圧制御型発振回路。