JP2008085856A

JP2008085856A - 電圧制御型発振回路

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Publication number: JP2008085856A
Application number: JP2006265420A
Authority: JP
Inventors: Yoshichika Takahashi; 佳周高橋; Tomoki Oda; 知己織田
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2006-09-28
Publication date: 2008-04-10
Anticipated expiration: 2026-09-28
Also published as: JP4978134B2

Abstract

【課題】本発明は、水晶振動子の温度特性を精度良く補償することができる電圧制御型発振回路を提供することを目的とする。
【解決手段】水晶振動子ＸＴＡＬとインバータ２３と可変容量素子ＣＶ１，ＣＶ２を有し、温度補償回路２１の出力する温度補償電流を温度補償電圧に変換して前記可変容量素子ＣＶ１，ＣＶ２に印加し、前記水晶振動子の温度補償を行って発振周波数を安定化する電圧制御型発振回路において、前記温度補償電圧に応じ非線型の補正電流を発生して前記温度補償電流に加算する電流補正手段３０，３１を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧制御型発振回路に関し、水晶振動子の温度補償を行って発振周波数を安定化する電圧制御型発振回路に関する。

図５は、従来の電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）の一例の回路構成図を示す。同図中、半導体集積回路１０内の温度補償回路１１は、周囲温度に応じて水晶振動子ＸＴＡＬの温度特性を補償する温度補償電流ＩＴＣを発生する。温度補償回路出力段アンプ１２は上記温度補償電流ＩＴＣを温度補償電圧ＶＴＣに変換して可変容量素子（可変容量ダイオード）ＣＶ１，ＣＶ２に印加する。

半導体集積回路１０の外部には水晶振動子ＸＴＡＬが設けられている。水晶振動子ＸＴＡＬの両端は半導体集積回路１０内の可変容量素子ＣＶ１，ＣＶ２に接続されると共に、コンデンサＣ１と帰還抵抗ＲＦＢ付きのインバータ１３と抵抗ＲａとコンデンサＣ２との直列接続回路によって接続されている。インバータ１３の出力信号はバッファ１４を通して端子１５から出力される。

この電圧制御型発振回路は、インバータ１３の入出力端子間に帰還抵抗ＲＦＢで接続して帰還をかけることで負性抵抗回路を構成しており、可変容量素子ＣＶ１とコンデンサＣ１の直列容量と、可変容量素子ＣＶ２とコンデンサＣ２の直列容量と、インバータ１３の入出力端子間に接続された水晶振動子ＸＴＡＬのインダクタンス成分で発振するコルピッツ発振回路を構成しており、水晶振動子の温度補償を行うことで発振周波数を安定化している。

なお、特許文献１には、帰還抵抗を印加電圧に応じて変化させることにより、制御信号に対して任意の特性で発振周波数が変化するように、制御電圧を非線型増幅する非線型増幅手段を設けた電圧制御発振回路が記載されている。
特開２００６−２５１４１号公報

図５の従来回路では、温度補償回路１１の出力する温度補償電流ＩＴＣに対する電圧制御型発振回路の発振周波数特性は、図６に実線で示すように非線型となっており、温度補償電流ＩＴＣの値によって発振周波数が変化し、水晶振動子ＸＴＡＬの温度特性を精度良く補償することができないという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、水晶振動子の温度特性を精度良く補償することができる電圧制御型発振回路を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、水晶振動子（ＸＴＡＬ）とインバータ（２３）と可変容量素子（ＣＶ１，ＣＶ２）を有し、温度補償回路（２１）の出力する温度補償電流を温度補償電圧に変換して前記可変容量素子（ＣＶ１，ＣＶ２）に印加し、前記水晶振動子の温度補償を行う電圧制御型発振回路において、
前記温度補償電圧に応じ非線型の補正電流を発生して前記温度補償電流に加算する電流補正手段（３０，３１）を有することにより、水晶振動子の温度特性を精度良く補償することができる。

前記電圧制御型発振回路において、
前記電流補正手段（３０，３１）は、前記温度補償電圧が所定電圧より高い領域の補正電流を発生する第１回路（Ｑ１〜Ｑ４，Ｒ３〜Ｒ８）と、前記温度補償電圧が所定電圧より低い領域の補正電流を発生する第２回路（Ｑ５〜Ｑ１０，Ｒ２５〜Ｒ３３）よりなる構成とすることができる。

前記電圧制御型発振回路において、
前記第１回路を、複数の差動回路（Ｑ１，Ｑ２及びＲ３〜Ｒ５と、Ｑ３，Ｑ４及びＲ６〜Ｒ８）で構成することができる。

前記電圧制御型発振回路において、
前記第２回路を、複数の差動回路（Ｑ５，Ｑ６及びＲ２５〜Ｒ２７と、Ｑ７，Ｑ８及びＲ２８〜Ｒ３０、Ｑ９，Ｑ１０及びＲ３１〜Ｒ３３）で構成することができる。

なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。

本発明によれば、水晶振動子の温度特性を精度良く補償することができる。

図１は、本発明の電圧制御型発振回路の一実施形態の回路構成図を示す。同図中、半導体集積回路２０内の温度補償回路２１は、周囲温度に応じて水晶振動子ＸＴＡＬの温度特性を補償する温度補償電流ＩＴＣを発生する。温度補償回路出力段アンプ２２は上記温度補償電流ＩＴＣを温度補償電圧ＶＴＣに変換して出力する。

補正電流発生回路３０は、温度補償回路出力段アンプ２２が出力する温度補償電圧ＶＴＣに対応する非線型の補正電流ΔＩを電流源３１に生成させる。電流源３１は補正電流ΔＩを温度補償電流ＩＴＣに加算する。補正電流ΔＩを加算した温度補償電流ＩＴＣが温度補償回路出力段アンプ２２で温度補償電圧ＶＴＣに変換されて可変容量素子（可変容量ダイオード）ＣＶ１，ＣＶ２に印加される。

半導体集積回路２０の外部には水晶振動子ＸＴＡＬが設けられている。水晶振動子ＸＴＡＬの両端は半導体集積回路２０内の可変容量素子ＣＶ１，ＣＶ２に接続されると共に、コンデンサＣ１と帰還抵抗ＲＦＢ付きのインバータ２３と抵抗ＲａとコンデンサＣ２との直列接続回路によって接続されている。インバータ２３の出力信号はバッファ２４を通して端子２５から出力される。

この電圧制御型発振回路は、インバータ２３の入出力端子間に帰還抵抗ＲＦＢで接続して帰還をかけることで負性抵抗回路を構成しており、可変容量素子ＣＶ１とコンデンサＣ１の直列容量と、可変容量素子ＣＶ２とコンデンサＣ２の直列容量と、インバータ２３の入出力端子間に接続された水晶振動子ＸＴＡＬのインダクタンス成分で発振するコルピッツ発振回路を構成しており、水晶振動子の温度補償を行うことで発振周波数を安定化している。

図２は、補正電流発生回路３０及び電流源３１の一実施形態の回路図を示す。同図中、電源端子４１は電源Ｖｃｃが供給され、接地端子４２は接地されている。端子４３は温度補償回路出力段アンプ２２の出力端子に接続され、端子４４は温度補償回路２１の出力端子及び温度補償回路出力段アンプ２２の入力端子に接続されている。

端子４３には抵抗Ｒ１が接続され，抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ２を介して接地端子４２に接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２で温度補償電圧ＶＴＣを分圧している。抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された温度補償電圧ＶＴＣはｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ３のベース、及びｐｎｐトランジスタＱ５，Ｑ７，Ｑ９のベースに印加される。

トランジスタＱ１はｎｐｎトランジスタＱ２と差動回路を構成し、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して共通接続されたのち抵抗Ｒ５を介して接地されている。トランジスタＱ１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ１１のコレクタに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは電源端子４１に接続され、トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点に接続されて基準電圧Ｖａを印加されている。なお、端子４１，４２間は直列接続された抵抗Ｒ１１〜Ｒ１７により接続されている。

トランジスタＱ３はｎｐｎトランジスタＱ４と差動回路を構成し、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して共通接続されたのち抵抗Ｒ８を介して接地されている。トランジスタＱ３のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ１１のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のコレクタは電源端子４１に接続され、トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点に接続されて基準電圧Ｖａを印加されている。

トランジスタＱ１１のコレクタはベースに接続されると共にｐｎｐトランジスタＱ１２のベースと接続されてカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタは抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して電源端子４１に接続され、トランジスタＱ１２のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ１３のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ１３のコレクタはベースに接続されると共にｎｐｎトランジスタＱ１４のベースと接続されてカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタは抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を介して接地端子４２に接続され、トランジスタＱ１４のコレクタは端子４４に接続されている。

一方、トランジスタＱ５はｐｎｐトランジスタＱ６と差動回路を構成し、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタは抵抗Ｒ２５，Ｒ２６を介して共通接続されたのち抵抗Ｒ２７を介して電源端子４１に接続されている。トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ１３のコレクタに接続され、トランジスタＱ６のコレクタは接地され、トランジスタＱ６のベースは抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点に接続されて基準電圧Ｖｂを印加されている。

トランジスタＱ７はｐｎｐトランジスタＱ８と差動回路を構成し、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタは抵抗Ｒ２８，Ｒ２９を介して共通接続されたのち抵抗Ｒ３０を介して電源端子４１に接続されている。トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ１３のコレクタに接続され、トランジスタＱ８のコレクタは接地され、トランジスタＱ８のベースは抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点に接続されて基準電圧Ｖｂを印加されている。

トランジスタＱ９はｐｎｐトランジスタＱ１０と差動回路を構成し、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタは抵抗Ｒ３１，Ｒ３２を介して共通接続されたのち抵抗Ｒ３３を介して電源端子４１に接続されている。トランジスタＱ９のコレクタはトランジスタＱ１３のコレクタに接続され、トランジスタＱ１０のコレクタは接地され、トランジスタＱ１０のベースは抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点に接続されて基準電圧Ｖｂを印加されている。

ここで、トランジスタＱ１，Ｑ２の差動回路は分圧された温度補償電圧ＶＴＣと基準電圧Ｖａの差に応じた電流をトランジスタＱ１のコレクタから出力し、この出力電流はトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の経路で端子４４から出力される。また、トランジスタＱ３，Ｑ４の差動回路は分圧された温度補償電圧ＶＴＣと基準電圧Ｖａの差に応じた電流をトランジスタＱ３のコレクタから出力し、この出力電流はトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の経路で端子４４から出力される。

トランジスタＱ１，Ｑ２と抵抗Ｒ３〜Ｒ５の差動回路と、トランジスタＱ３，Ｑ４と抵抗Ｒ６〜Ｒ８の差動回路は図３に示す温度補償電圧ＶＴＣに対する補正電流ΔＩのうち、温度補償電圧ＶＴＣが所定電圧Ｖ１より高い（右側）領域の曲線を生成している。抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値、及び抵抗Ｒ６〜Ｒ８の抵抗値によって上記曲線の特性を設定する。

ところで、所定電圧Ｖ１は温度補償電流ＩＴＣ＝０に対応する温度補償電圧ＶＴＣである。なお、所定電圧Ｖ１より高い（右側）領域の曲線を生成するために１回路または３回路以上の差動回路を用いても良い。

一方、トランジスタＱ５，Ｑ６の差動回路は分圧された温度補償電圧ＶＴＣと基準電圧Ｖｂの差に応じた電流をトランジスタＱ５のコレクタから出力し、この出力電流はトランジスタＱ１３，Ｑ１４の経路で端子４４から出力される。また、トランジスタＱ７，Ｑ８の差動回路は分圧された温度補償電圧ＶＴＣと基準電圧Ｖｂの差に応じた電流をトランジスタＱ７のコレクタから出力し、この出力電流はトランジスタＱ１３，Ｑ１４の経路で端子４４から出力される。また、トランジスタＱ９，Ｑ１０の差動回路は分圧された温度補償電圧ＶＴＣと基準電圧Ｖｂの差に応じた電流をトランジスタＱ９のコレクタから出力し、この出力電流はトランジスタＱ１３，Ｑ１４の経路で端子４４から出力される。

トランジスタＱ５，Ｑ６と抵抗Ｒ２５〜Ｒ２７の差動回路と、トランジスタＱ７，Ｑ８と抵抗Ｒ２８〜Ｒ３０の差動回路と、トランジスタＱ９，Ｑ１０と抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３の差動回路は図３に示す温度補償電圧ＶＴＣに対する補正電流ΔＩのうち、温度補償電圧ＶＴＣが所定電圧Ｖ１より低い（左側）領域の曲線を生成している。抵抗ＲＲ２５〜Ｒ２７の抵抗値、及び抵抗Ｒ２８〜Ｒ３０の抵抗値、及び抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３の抵抗値によって上記曲線の特性を設定する。

なお、補正電流ΔＩのうち所定電圧Ｖ１より低い（左側）領域の曲線を生成するために１回路または２回路以上の差動回路を用いても良い。

本実施形態では、補正電流発生回路３０，電流源３１を設けることにより、温度補償電流ＩＴＣに対する電圧制御型発振回路の発振周波数特性は、図４に実線で示すように線型となり、温度補償電流ＩＴＣの値によって発振周波数が変化することがなくなり、水晶振動子ＸＴＡＬの温度特性を精度良く補償することができる。

本発明の電圧制御型発振回路の一実施形態の回路構成図である。補正電流発生回路及び電流源の一実施形態の回路図である。本発明の温度補償電圧に対する補正電流特性を示す図である。本発明の温度補償電流に対する発振周波数特性を示す図である。従来の電圧制御型発振回路の一例の回路構成図である。従来の温度補償電流に対する発振周波数特性を示す図である。

符号の説明

２０半導体集積回路
２１温度補償回路
２２温度補償回路出力段アンプ
３０補正電流発生回路
３１電流源
ＣＶ１，ＣＶ２可変容量素子
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
２３インバータ
Ｑ１〜Ｑ１４トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ２４抵抗
ＸＴＡＬ水晶振動子

Claims

水晶振動子とインバータと可変容量素子を有し、温度補償回路の出力する温度補償電流を温度補償電圧に変換して前記可変容量素子に印加し、前記水晶振動子の温度補償を行って発振周波数を安定化する電圧制御型発振回路において、
前記温度補償電圧に応じ非線型の補正電流を発生して前記温度補償電流に加算する電流補正手段を
有することを特徴とする電圧制御型発振回路。
請求項１記載の電圧制御型発振回路において、
前記電流補正手段は、前記温度補償電圧が所定電圧より高い領域の補正電流を発生する第１回路と、前記温度補償電圧が所定電圧より低い領域の補正電流を発生する第２回路よりなることを特徴とする電圧制御型発振回路。
請求項２記載の電圧制御型発振回路において、
前記第１回路を、複数の差動回路で構成したことを特徴とする電圧制御型発振回路。
請求項２記載の電圧制御型発振回路において、
前記第２回路を、複数の差動回路で構成したことを特徴とする電圧制御型発振回路。