JPH09261102A - 振幅補正回路 - Google Patents
振幅補正回路Info
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- JPH09261102A JPH09261102A JP8066437A JP6643796A JPH09261102A JP H09261102 A JPH09261102 A JP H09261102A JP 8066437 A JP8066437 A JP 8066437A JP 6643796 A JP6643796 A JP 6643796A JP H09261102 A JPH09261102 A JP H09261102A
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- oscillation signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ヘテロダイン受信機に使用されるミキサー４
に入力する局部発振信号の振幅レベルは、局部発振器バ
ッファアンプ８の回路構成や回路定数によって決定され
あらかじめ最適なものに固定されている。そのため、周
波数が広帯域であると信号レベル値が最適値からずれ、
ミキサーの変換利得や歪み特性を変化させることができ
ず、ミキサー部での消費電力を減らせなかった。 【解決手段】 バッファアンプ８から出力される局部発
振信号の振幅を振幅レベル補正回路１２により検波器６
の出力信号に応じて補正し、ミキサー４に入力すること
により、局部発振信号の振幅レベルを変える。
に入力する局部発振信号の振幅レベルは、局部発振器バ
ッファアンプ８の回路構成や回路定数によって決定され
あらかじめ最適なものに固定されている。そのため、周
波数が広帯域であると信号レベル値が最適値からずれ、
ミキサーの変換利得や歪み特性を変化させることができ
ず、ミキサー部での消費電力を減らせなかった。 【解決手段】 バッファアンプ８から出力される局部発
振信号の振幅を振幅レベル補正回路１２により検波器６
の出力信号に応じて補正し、ミキサー４に入力すること
により、局部発振信号の振幅レベルを変える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ヘテロダイン方式
受信機（スーパー、ダブルスーパー、モホダイン等の方
式を含む）の回路構成に関するもので、特に高周波信号
を処理する周波数混合回路（シングルバランスドミキサ
ー、ダブルバランスドミキサー、トランジスタ、ＦＥＴ
等すべてを含む）に入力する局部発振信号の振幅補正に
関する。
受信機（スーパー、ダブルスーパー、モホダイン等の方
式を含む）の回路構成に関するもので、特に高周波信号
を処理する周波数混合回路（シングルバランスドミキサ
ー、ダブルバランスドミキサー、トランジスタ、ＦＥＴ
等すべてを含む）に入力する局部発振信号の振幅補正に
関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来のヘテロダイン方式受信機
の回路構成の一例を示す。フェーズロックドループ（Ｐ
ＬＬ）回路からなる局部発振器１５は、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）７、バッファアンプ８、プリスケーラバッフ
ァアンプ９、位相比較回路１０により構成される。この
局部発振器１５は、周波数選択回路１１から供給される
信号に同期して局部発振信号を生成する。バッファアン
プ８は、ＶＣＯ７から供給される局部発振信号を増幅し
て、周波数混合回路（以下ミキサーと呼ぶ）４に入力す
る。
の回路構成の一例を示す。フェーズロックドループ（Ｐ
ＬＬ）回路からなる局部発振器１５は、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）７、バッファアンプ８、プリスケーラバッフ
ァアンプ９、位相比較回路１０により構成される。この
局部発振器１５は、周波数選択回路１１から供給される
信号に同期して局部発振信号を生成する。バッファアン
プ８は、ＶＣＯ７から供給される局部発振信号を増幅し
て、周波数混合回路（以下ミキサーと呼ぶ）４に入力す
る。
【０００３】一方、受信された高周波信号Ｓｉは、検波
器６の出力に基づいて利得が制御される自動利得制御
（ＡＧＣ）回路１を介して、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２ａに供給される。このバンドパスフィルタ２ａの
出力信号は、高周波増幅器（ＲＦＡｍｐ）３により増幅
され、ミキサー４に入力される。このミキサー４では、
高周波信号と局部発振信号が混合されて、中間周波信号
が出力される。中間周波信号は、中間周波増幅器（ＩＦ
Ａｍｐ）５で増幅され、中間周波信号を通過させるバン
ドパスフィルタ２ｂを経て、検波器６に入力される。
器６の出力に基づいて利得が制御される自動利得制御
（ＡＧＣ）回路１を介して、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２ａに供給される。このバンドパスフィルタ２ａの
出力信号は、高周波増幅器（ＲＦＡｍｐ）３により増幅
され、ミキサー４に入力される。このミキサー４では、
高周波信号と局部発振信号が混合されて、中間周波信号
が出力される。中間周波信号は、中間周波増幅器（ＩＦ
Ａｍｐ）５で増幅され、中間周波信号を通過させるバン
ドパスフィルタ２ｂを経て、検波器６に入力される。
【０００４】図６に前記ミキサー４とバッファアンプ８
の回路例を示す。図６において、ミキサー４にダブルバ
ランスドミキサー回路１３が用いられている。バッファ
アンプ８からダブルバランスドミキサー回路１３に供給
される信号の振幅のレベルは、バッファアンプ８の回路
構成と回路定数によって決まる。
の回路例を示す。図６において、ミキサー４にダブルバ
ランスドミキサー回路１３が用いられている。バッファ
アンプ８からダブルバランスドミキサー回路１３に供給
される信号の振幅のレベルは、バッファアンプ８の回路
構成と回路定数によって決まる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記バッファアンプ８
において、エミッタフォロア出力端子、すなわち図６の
ｂ点から見た負荷インピーダンスは、ミキサー回路１３
の入力インピーダンスとプリスケーラバッファアンプ９
の入力インピーダンスの合成であり、低いものである。
そのため、エミッタフォロア回路のトランジスタＱ３，
Ｑ４のダイナミックレンジが低下し、バッファアンプ８
の出力波形がクリッピングされる。図７は、図６のａ点
での波形とエミッタフォロア出力端であるｂ点でのクリ
ッピングされた波形を示す。
において、エミッタフォロア出力端子、すなわち図６の
ｂ点から見た負荷インピーダンスは、ミキサー回路１３
の入力インピーダンスとプリスケーラバッファアンプ９
の入力インピーダンスの合成であり、低いものである。
そのため、エミッタフォロア回路のトランジスタＱ３，
Ｑ４のダイナミックレンジが低下し、バッファアンプ８
の出力波形がクリッピングされる。図７は、図６のａ点
での波形とエミッタフォロア出力端であるｂ点でのクリ
ッピングされた波形を示す。
【０００６】また、高周波帯域においては分布定数とな
ることからインピーダンスに関して寄生容量等を考慮す
る必要が生じる。図８は、ミキサー回路１３への局部発
振信号の供給振幅レベルとミキサー回路１３の変換利得
及びＩＰ３特性（第３次相互変調歪）との関係を実測結
果で示す。同図から明らかなように、局部発振信号のレ
ベルが大きければ変換利得が大きく、レベルが小さけれ
ば変換利得が小さいが変調歪みは小さく良好である。最
適な信号レベルは、例えば図８の点ａ−ｂ間である。
ることからインピーダンスに関して寄生容量等を考慮す
る必要が生じる。図８は、ミキサー回路１３への局部発
振信号の供給振幅レベルとミキサー回路１３の変換利得
及びＩＰ３特性（第３次相互変調歪）との関係を実測結
果で示す。同図から明らかなように、局部発振信号のレ
ベルが大きければ変換利得が大きく、レベルが小さけれ
ば変換利得が小さいが変調歪みは小さく良好である。最
適な信号レベルは、例えば図８の点ａ−ｂ間である。
【０００７】また、図９は、高周波信号の周波数をパラ
メータとしたときの局部発振信号の供給レベルとミキサ
ー部での変換利得との関係を示す。中間周波出力を一定
の範囲に収めるため高周波信号の周波数をパラメータと
して変化させると、局部発信周波数もそれに従って変化
している。良好な変換利得を得るためには高周波信号の
入力周波数が高いほど大きい局部発振信号レベルが必要
となる。
メータとしたときの局部発振信号の供給レベルとミキサ
ー部での変換利得との関係を示す。中間周波出力を一定
の範囲に収めるため高周波信号の周波数をパラメータと
して変化させると、局部発信周波数もそれに従って変化
している。良好な変換利得を得るためには高周波信号の
入力周波数が高いほど大きい局部発振信号レベルが必要
となる。
【０００８】回路設計の際には、以上述べた点を考慮し
て、複雑な計算を実施して、局部発振信号の供給レベル
が図８のａ−ｂ間になるようにエミッタフォロア回路の
ドライブ能力を決める必要がある。そして振幅レベルは
一度回路構成と回路定数を決めると変化させることがで
きなかった。
て、複雑な計算を実施して、局部発振信号の供給レベル
が図８のａ−ｂ間になるようにエミッタフォロア回路の
ドライブ能力を決める必要がある。そして振幅レベルは
一度回路構成と回路定数を決めると変化させることがで
きなかった。
【０００９】しかも、局部発振信号の供給レベルをある
一定の周波数において最適値に設定しても、周波数が変
わるとリアクタンス成分が変化して負荷インピーダンス
が変化し、信号レベルが最適値からずれてしまう。この
ため、局部発振信号周波数が広帯域である場合には、高
い周波数時に図８のａのレベルを得られ、低い周波数時
に図８のｂのレベルを得られるように、充分に検討して
設計することが必要であった。
一定の周波数において最適値に設定しても、周波数が変
わるとリアクタンス成分が変化して負荷インピーダンス
が変化し、信号レベルが最適値からずれてしまう。この
ため、局部発振信号周波数が広帯域である場合には、高
い周波数時に図８のａのレベルを得られ、低い周波数時
に図８のｂのレベルを得られるように、充分に検討して
設計することが必要であった。
【００１０】また、回路構成上、常にミキサー回路１３
へ固定されたレベルの局部発振信号を供給し、供給レベ
ルを変化させることができないので、電流の削減ができ
ず、消費電力を減らすことができなかった。
へ固定されたレベルの局部発振信号を供給し、供給レベ
ルを変化させることができないので、電流の削減ができ
ず、消費電力を減らすことができなかった。
【００１１】さらに、ヘテロダイン方式受信機が受信す
る高周波信号の強度が変化しても、高周波信号レベルの
コントロールはＡＧＣ回路にて一定値になるよう行って
いるため、ミキサー４で消費される電流は変化しなかっ
た。
る高周波信号の強度が変化しても、高周波信号レベルの
コントロールはＡＧＣ回路にて一定値になるよう行って
いるため、ミキサー４で消費される電流は変化しなかっ
た。
【００１２】本発明は、上記の欠点を除去し、ヘテロダ
イン方式受信機のミキサーを常に状況に応じて最適動作
をさせることで、回路設計に対する製品確度を向上させ
るとともに、低消費電力のシステムを実現することを目
的とする。
イン方式受信機のミキサーを常に状況に応じて最適動作
をさせることで、回路設計に対する製品確度を向上させ
るとともに、低消費電力のシステムを実現することを目
的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】ヘテロダイン方式受信機
の回路構成において、検波回路の出力信号に応じて局部
発振信号の振幅を補正する制御回路を局部発振信号を増
幅する増幅回路の出力端に設けて混合回路への局部発振
信号の供給レベルを適切なものに変化させる。
の回路構成において、検波回路の出力信号に応じて局部
発振信号の振幅を補正する制御回路を局部発振信号を増
幅する増幅回路の出力端に設けて混合回路への局部発振
信号の供給レベルを適切なものに変化させる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施例を説明する。図１は、本発明の実施例のヘテロダ
イン受信機の回路構成を示すものであり、図６と同一部
分には同一符号を付す。この回路は、図６に示した従来
の回路構成に新たに振幅レベル補正回路部１２を設け、
その出力をミキサー４に入力する構成であり、この振幅
レベル補正回路１２は検波器６の出力信号により制御さ
れる。
実施例を説明する。図１は、本発明の実施例のヘテロダ
イン受信機の回路構成を示すものであり、図６と同一部
分には同一符号を付す。この回路は、図６に示した従来
の回路構成に新たに振幅レベル補正回路部１２を設け、
その出力をミキサー４に入力する構成であり、この振幅
レベル補正回路１２は検波器６の出力信号により制御さ
れる。
【００１５】図２は、本発明の振幅レベル補正回路の回
路図である。振幅レベル補正回路１５は、従来の局部発
振器バッファアンプ１４のエミッタフォロア回路の後段
に接続され、平衡出力の場合には、トランジスタＱ１お
よびＱ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の計６素子により構成され
る。すなわち、トランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ１
を介してエミッタフォロア回路を構成するトランジスタ
Ｑ３のエミッタ及びミキサー４の入力端子に接続され
る。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ２を介して接
地される。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３を介
してエミッタフォロア回路の出力端子を構成するトラン
ジスタＱ４のエミッタ及びミキサー４の入力端子に接続
される。このトランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ４を
介して接地される。トランジスタＱ１、Ｑ２のベースに
は例えば検波器６の出力が入力される。バッファアンプ
１４の相補的な信号出力に対しても、トランジスタＱ
２、抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成される同様な回路が接続され
る。
路図である。振幅レベル補正回路１５は、従来の局部発
振器バッファアンプ１４のエミッタフォロア回路の後段
に接続され、平衡出力の場合には、トランジスタＱ１お
よびＱ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の計６素子により構成され
る。すなわち、トランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ１
を介してエミッタフォロア回路を構成するトランジスタ
Ｑ３のエミッタ及びミキサー４の入力端子に接続され
る。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ２を介して接
地される。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３を介
してエミッタフォロア回路の出力端子を構成するトラン
ジスタＱ４のエミッタ及びミキサー４の入力端子に接続
される。このトランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ４を
介して接地される。トランジスタＱ１、Ｑ２のベースに
は例えば検波器６の出力が入力される。バッファアンプ
１４の相補的な信号出力に対しても、トランジスタＱ
２、抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成される同様な回路が接続され
る。
【００１６】次に、本発明の回路の機能について説明す
る。図７に示したように、バッファアンプで増幅された
局部発振信号の振幅レベルは、検波器６の出力信号に応
じてエミッタフォロア回路の出力端で調整される。しか
し、負荷インピーダンスに対するドライブ能力は、エミ
ッタフォロア回路のアイドリング電流を調整することで
変更できる。この振幅レベル補正回路は、広帯域の周波
数にわたって、エミッタフォロア出力段のアイドリング
電流を調整するものであり、その結果バッファアンプ１
２のドライブ能力を変更することができる。すなわち、
アイドリング電流を調整すると、出力インピーダンスは
変化しないがエミッタフォロア回路のトランジスタＱ
３，Ｑ４のダイナミックレンジが変化して、ミキサーへ
供給される局部発振信号の振幅レベルが変化する。
る。図７に示したように、バッファアンプで増幅された
局部発振信号の振幅レベルは、検波器６の出力信号に応
じてエミッタフォロア回路の出力端で調整される。しか
し、負荷インピーダンスに対するドライブ能力は、エミ
ッタフォロア回路のアイドリング電流を調整することで
変更できる。この振幅レベル補正回路は、広帯域の周波
数にわたって、エミッタフォロア出力段のアイドリング
電流を調整するものであり、その結果バッファアンプ１
２のドライブ能力を変更することができる。すなわち、
アイドリング電流を調整すると、出力インピーダンスは
変化しないがエミッタフォロア回路のトランジスタＱ
３，Ｑ４のダイナミックレンジが変化して、ミキサーへ
供給される局部発振信号の振幅レベルが変化する。
【００１７】特に負荷が低インピーダンスである場合
や、高周波のためリアクタンスが増加する場合に、あら
かじめ設計した範囲内で任意に振幅レベルを調整するこ
とが可能となり、製品の確度が向上する。
や、高周波のためリアクタンスが増加する場合に、あら
かじめ設計した範囲内で任意に振幅レベルを調整するこ
とが可能となり、製品の確度が向上する。
【００１８】図３は、本回路の具体的な動作を示す回路
図である。この回路において、エミッタフォロア出力端
子から見たインピーダンスが低下することを避けるため
に抵抗Ｒ１を接続し、トランジスタＱ１のコレクタ・基
板間容量のリアクタンス成分が見えることを防いでい
る。
図である。この回路において、エミッタフォロア出力端
子から見たインピーダンスが低下することを避けるため
に抵抗Ｒ１を接続し、トランジスタＱ１のコレクタ・基
板間容量のリアクタンス成分が見えることを防いでい
る。
【００１９】また、トランジスタＱ１のベースに寄生発
振を防ぐための容量Ｃ１を接続する。回路のＤＣバイア
ス値と調整したい局部発振信号の供給レベルの範囲とを
考慮して抵抗Ｒ１、Ｒ２を決める。負荷インピーダンス
の低下を防ぐため抵抗Ｒ１は大きくし、増加電流値の精
度とトランジスタ動作による寄生発振を防ぐため抵抗Ｒ
２も大きくする。
振を防ぐための容量Ｃ１を接続する。回路のＤＣバイア
ス値と調整したい局部発振信号の供給レベルの範囲とを
考慮して抵抗Ｒ１、Ｒ２を決める。負荷インピーダンス
の低下を防ぐため抵抗Ｒ１は大きくし、増加電流値の精
度とトランジスタ動作による寄生発振を防ぐため抵抗Ｒ
２も大きくする。
【００２０】図３のＶＳ端子に電圧を加えると、トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流が流れる。図３の例では０．
１Ｖにつき１ｍＡの増減を可能としている。また、図１
に示すような実施例のシステムにおいては、検波器から
の検波出力を本回路部へフィードバックさせて調整を行
う。ミキサーには、局部発振信号のレベルが大きければ
変換利得が大きくなり、レベルが小さければ変調歪みが
小さくなる特性を有する、図６、図８、図９に示したよ
うな二重平衡型の差動増幅器を用いる。中間周波出力を
検波器で検出し、この検波出力信号が大きい場合、振幅
レベル補正回路により、バッファアンプのエミッタフォ
ロアの電流を小さくして、ミキサーへの局部発振信号を
小さくして変換利得を小さくする。
ジスタＱ１のコレクタ電流が流れる。図３の例では０．
１Ｖにつき１ｍＡの増減を可能としている。また、図１
に示すような実施例のシステムにおいては、検波器から
の検波出力を本回路部へフィードバックさせて調整を行
う。ミキサーには、局部発振信号のレベルが大きければ
変換利得が大きくなり、レベルが小さければ変調歪みが
小さくなる特性を有する、図６、図８、図９に示したよ
うな二重平衡型の差動増幅器を用いる。中間周波出力を
検波器で検出し、この検波出力信号が大きい場合、振幅
レベル補正回路により、バッファアンプのエミッタフォ
ロアの電流を小さくして、ミキサーへの局部発振信号を
小さくして変換利得を小さくする。
【００２１】図４は、本発明をＰＨＳシステムに適用し
た実施例を示す。ＰＨＳシステムを強電界の場所におい
て使用する場合は強い高周波入力信号が得られる。この
とき、システムに要求されるのは歪み重視の動作であ
り、検波器の検波出力信号も大となっているため、ミキ
サーに対する局部発振信号の供給レベルを図８のｃ点に
まで下げることによりＩＰ３特性を向上させ、変換利得
を小さくする。しかも、エミッタフォロアの電流が小さ
くなり、振幅レベルが小さくなるので、低消費電流動作
を実現できる。また、弱電界の場所では、システムの利
得が重視される。このとき、検波器の出力信号も小さく
なっているため、局部発振信号の供給レベルを上げて所
定の変換利得を得るようにする。なお、この発明は上記
実施例に限定されるものではなく、本発明はあらゆるミ
キサーに対して適用でき、所望の利得・変調歪み特性の
導出が可能となる。
た実施例を示す。ＰＨＳシステムを強電界の場所におい
て使用する場合は強い高周波入力信号が得られる。この
とき、システムに要求されるのは歪み重視の動作であ
り、検波器の検波出力信号も大となっているため、ミキ
サーに対する局部発振信号の供給レベルを図８のｃ点に
まで下げることによりＩＰ３特性を向上させ、変換利得
を小さくする。しかも、エミッタフォロアの電流が小さ
くなり、振幅レベルが小さくなるので、低消費電流動作
を実現できる。また、弱電界の場所では、システムの利
得が重視される。このとき、検波器の出力信号も小さく
なっているため、局部発振信号の供給レベルを上げて所
定の変換利得を得るようにする。なお、この発明は上記
実施例に限定されるものではなく、本発明はあらゆるミ
キサーに対して適用でき、所望の利得・変調歪み特性の
導出が可能となる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、増幅器の出力端に
検波出力により制御される振幅レベル補正回路を設ける
ことにより、ミキサー部へ入力する局部発振信号のレベ
ルを調整している。その結果、高周波信号や局部発振信
号の周波数が変化しても常に最適な局部発振信号の振幅
レベルを得ることができる。また、システムの電界強度
変化に対しても常に最適な振幅レベルのコントロールが
可能となり、消費電流の削減が可能となる。さらに、ミ
キサーの特性に関して、変換利得を重視するか、ＩＰ３
（歪）特性を重視するかが選択可能となることから、シ
ステムの使用ステージに沿った特性を得ることができ
る。
検波出力により制御される振幅レベル補正回路を設ける
ことにより、ミキサー部へ入力する局部発振信号のレベ
ルを調整している。その結果、高周波信号や局部発振信
号の周波数が変化しても常に最適な局部発振信号の振幅
レベルを得ることができる。また、システムの電界強度
変化に対しても常に最適な振幅レベルのコントロールが
可能となり、消費電流の削減が可能となる。さらに、ミ
キサーの特性に関して、変換利得を重視するか、ＩＰ３
（歪）特性を重視するかが選択可能となることから、シ
ステムの使用ステージに沿った特性を得ることができ
る。
【図１】本発明の実施例である、振幅レベル補正回路部
を設けたヘテロダイン方式受信機の回路構成ブロック
図。
を設けたヘテロダイン方式受信機の回路構成ブロック
図。
【図２】本発明の振幅レベル補正回路図。
【図３】回路動作説明のため具体的な数値を記入した振
幅レベル補正回路図。
幅レベル補正回路図。
【図４】ＰＨＳ（Personal Handyphone System）を表す
図。
図。
【図５】従来のヘテロダイン方式受信機の回路構成ブロ
ック図。
ック図。
【図６】周波数混合回路であるダブルバランスドミキサ
ー回路と局部発振器緩衝増幅回路を示した図。
ー回路と局部発振器緩衝増幅回路を示した図。
【図７】バッファアンプとエミッタフォロア出力端子の
振幅波形を示す図。
振幅波形を示す図。
【図８】周波数混合回路への局部発振信号の供給レベル
に対する変換利得、第３次変調歪み特性の関係を示す図
に対する変換利得、第３次変調歪み特性の関係を示す図
【図９】周波数混合回路への高周波入力周波数、局部発
振信号の供給レベルと変換利得との関係を示す図。
振信号の供給レベルと変換利得との関係を示す図。
４…ミキサー、 ６…検波器、 ７…電圧制御発振器、 ８…バッファアンプ、 １２…振幅レベル補正回路。
Claims (5)
- 【請求項１】 局部発振信号を発生する発振手段と、 この発振手段によって発生された局部発振信号を増幅手
段と、 この増幅手段により増幅された局部発振信号と高周波信
号とを合成し、中間周波信号を生成する混合手段とこの
混合手段から出力される中間周波信号を検波する検波手
段と前記増幅手段と混合手段の相互間に設けられ、前記
検波手段の出力信号に応じて前記局部発振信号の振幅を
制御する制御手段とを具備することを特徴とする振幅補
正回路。 - 【請求項２】 前記増幅回路は、出力段にエミッタフォ
ロア回路を含むことを特徴とする請求項１記載の振幅補
正回路。 - 【請求項３】 前記制御回路は、コレクタが第１の抵抗
を介して前記エミッタフォロア回路の出力端と前記混合
回路の局部発振信号入力端とに接続され、エミッタが第
２の抵抗を介して接地され、ベースに前記検波回路の出
力信号が供給されるトランジスタを具備することを特徴
とする請求項１記載の振幅補正回路。 - 【請求項４】 前記混合回路は、二重平衡型の差動増幅
器であることを特徴とする請求項１記載の振幅補正回
路。 - 【請求項５】 前記制御回路は、受信された高周波信号
が強いとき、前記検波回路の出力信号に応じて局部発振
信号の入力レベルを下げ、受信された高周波信号が弱い
とき、前記検波回路の出力信号に応じて局部発振信号の
入力レベルを上げることを特徴とする請求項１記載の振
幅補正回路。
Priority Applications (2)
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| JP8066437A JPH09261102A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 振幅補正回路 |
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Family
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Also Published As
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