JPH07101816B2 - 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 - Google Patents
超高周波ダイオード発振器の位相同期回路Info
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- JPH07101816B2 JPH07101816B2 JP2147625A JP14762590A JPH07101816B2 JP H07101816 B2 JPH07101816 B2 JP H07101816B2 JP 2147625 A JP2147625 A JP 2147625A JP 14762590 A JP14762590 A JP 14762590A JP H07101816 B2 JPH07101816 B2 JP H07101816B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、ガンダイオードやインパットダイオードな
どの超高周波ダイオードを用いた発振器の発振出力を基
準信号と位相比較し、その比較出力で発振器を制御して
発振周波数を安定化する位相同期回路に関し、特にその
発振器の発振周波数を制御するための駆動回路に係わ
る。
どの超高周波ダイオードを用いた発振器の発振出力を基
準信号と位相比較し、その比較出力で発振器を制御して
発振周波数を安定化する位相同期回路に関し、特にその
発振器の発振周波数を制御するための駆動回路に係わ
る。
「従来の技術」 ジョセフソン電圧標準はジョセフソンアレイにミリ波の
電磁波を印加すると、そのミリ波の周波数で決る電圧が
発生し、この電圧を電圧標準とするものである。このミ
リ波の信号源としてガン発振器（ガンダイオードを用い
た発振器）の周波数を位相同期回路（PLL:位相同期ルー
プ）で安定化したものが用いられている。しかし従来の
ガン発振器の位相同期回路では十分な周波数安定度が得
られなかった。このためジュセフソン電圧標準も不十分
なものであった。
電磁波を印加すると、そのミリ波の周波数で決る電圧が
発生し、この電圧を電圧標準とするものである。このミ
リ波の信号源としてガン発振器（ガンダイオードを用い
た発振器）の周波数を位相同期回路（PLL:位相同期ルー
プ）で安定化したものが用いられている。しかし従来の
ガン発振器の位相同期回路では十分な周波数安定度が得
られなかった。このためジュセフソン電圧標準も不十分
なものであった。
従来のガン発振器の位相同期回路を第10図に示す。ガン
発振器11の発振出力が、ソースロックカウンタ12へ供給
され、そのソースロックカウンタ12の出力が駆動回路21
を通じてガン発振器11へ供給して、ガン発振器11の発振
周波数を負帰還制御する。このように高い周波数（ミリ
波）の発振器に対し、位相同期回路を構成するためのソ
ースロックカウンタ12として市販されているものはEIP
社製のEIP578Bが唯一のものであり、従来のジョセフソ
ン電圧標準におけるガン発振器に対する位相同期回路に
は通常EIP578Bソースロックカウンタ12が使用されてい
る。
発振器11の発振出力が、ソースロックカウンタ12へ供給
され、そのソースロックカウンタ12の出力が駆動回路21
を通じてガン発振器11へ供給して、ガン発振器11の発振
周波数を負帰還制御する。このように高い周波数（ミリ
波）の発振器に対し、位相同期回路を構成するためのソ
ースロックカウンタ12として市販されているものはEIP
社製のEIP578Bが唯一のものであり、従来のジョセフソ
ン電圧標準におけるガン発振器に対する位相同期回路に
は通常EIP578Bソースロックカウンタ12が使用されてい
る。
このEIP578Bソースロックカウンタ12はほゞ第10図に示
すように構成されていた。すなわちガン発振器11の発振
出力が、ソースロックカウンタ12内の周波数変換器13へ
供給され、局部発振器14の発振出力が周波数逓倍回路15
で周波数逓倍され、この周波数逓倍出力が周波数変換器
13へ供給され、ガン発振器14よりの発振出力が中間周波
数信号に変換され、その中間周波数に変換された発振出
力が位相比較器16で基準信号源17からの基準信号と位相
比較され、その位相比較出力がループ減衰器18で減衰さ
れ、更にループフィルタ19を通じて駆動回路21へ供給さ
れ、駆動回路21の出力でガン発振器11の発振周波数が帰
還制御され、発振周波数が基準信号源17の基準信号を基
準にして一定に保持される。ソースロックカウンタ12に
は、例えばルビジウム（Rb）を周波数標準とするタイム
ベース22から基準クロックが供給され、この基準クロッ
クでソースロックカウンタ12は動作し、局部発振器14の
発振出力は基準クロックから作られ、同様に基準信号源
17の基準信号も基準クロックから作られる。この基準信
号の周波数は外部から設定変更することができる。周波
数逓倍回路15の逓倍数ｎも外部から変更することができ
る。
すように構成されていた。すなわちガン発振器11の発振
出力が、ソースロックカウンタ12内の周波数変換器13へ
供給され、局部発振器14の発振出力が周波数逓倍回路15
で周波数逓倍され、この周波数逓倍出力が周波数変換器
13へ供給され、ガン発振器14よりの発振出力が中間周波
数信号に変換され、その中間周波数に変換された発振出
力が位相比較器16で基準信号源17からの基準信号と位相
比較され、その位相比較出力がループ減衰器18で減衰さ
れ、更にループフィルタ19を通じて駆動回路21へ供給さ
れ、駆動回路21の出力でガン発振器11の発振周波数が帰
還制御され、発振周波数が基準信号源17の基準信号を基
準にして一定に保持される。ソースロックカウンタ12に
は、例えばルビジウム（Rb）を周波数標準とするタイム
ベース22から基準クロックが供給され、この基準クロッ
クでソースロックカウンタ12は動作し、局部発振器14の
発振出力は基準クロックから作られ、同様に基準信号源
17の基準信号も基準クロックから作られる。この基準信
号の周波数は外部から設定変更することができる。周波
数逓倍回路15の逓倍数ｎも外部から変更することができ
る。
駆動回路21は従来においては第11図に示すように３端子
レギュレータ23が用いられ、そのバイアス電源端子24に
15Vのバイアス電圧が印加され、端子25からソースロッ
クカウンタ12（ループフィルタ19）の出力が３端子レギ
ュレータ23の調整端子へ供給され、ループフィルタ19か
らの0Vを中心とする位相ロック信号が10Vを中心とする
信号として３端子レギュレータ23の出力端子から出力さ
れる。つまりガン発振器11の制御信号としては例えば中
心周波数94GHzに対し、10V200mAを必要とし、このよう
な制御信号に、ループフィルタ19からの0Vを中心とする
位相ロック信号を駆動回路21で変換している。このよう
に制御信号の電圧が大きく、電流も大きいため、従来で
は駆動回路21として通常電源電圧の調整（安定化）に用
いられる３端子レギュレータ23が利用されていた。
レギュレータ23が用いられ、そのバイアス電源端子24に
15Vのバイアス電圧が印加され、端子25からソースロッ
クカウンタ12（ループフィルタ19）の出力が３端子レギ
ュレータ23の調整端子へ供給され、ループフィルタ19か
らの0Vを中心とする位相ロック信号が10Vを中心とする
信号として３端子レギュレータ23の出力端子から出力さ
れる。つまりガン発振器11の制御信号としては例えば中
心周波数94GHzに対し、10V200mAを必要とし、このよう
な制御信号に、ループフィルタ19からの0Vを中心とする
位相ロック信号を駆動回路21で変換している。このよう
に制御信号の電圧が大きく、電流も大きいため、従来で
は駆動回路21として通常電源電圧の調整（安定化）に用
いられる３端子レギュレータ23が利用されていた。
「発明が解決しようとする課題」 EIP578Bソースロックカウンタ（以下EIPソースロックカ
ウンタと記す）12のボード線図の利得周波数特性（帯域
幅を10KHzに設定）は第12図の曲線4,位相周波数特性は
曲線５であるが、駆動回路21としてMillitech社製のGMR
3端子レギュレータを用い、これとEIPソースロックカウ
ンタ12との合成ボード線図の利得周波数特性、位相周波
数特性はそれぞれ第12図の曲線6,曲線７となる。この図
から、３端子レギュレータの駆動回路21を用いることに
より、ほゞ10KHzで曲線６が下に折れ、10KHz付近以上で
比較的急に利得が低下している。かつ位相がEIPソース
ロックカウンタ12のみの場合よりも遅れ、その遅れは周
波数が高くなるに従って大きくなり、10KHz以上で位相
遅れが150°程度となり、位相余裕が30°程度しかな
い。
ウンタと記す）12のボード線図の利得周波数特性（帯域
幅を10KHzに設定）は第12図の曲線4,位相周波数特性は
曲線５であるが、駆動回路21としてMillitech社製のGMR
3端子レギュレータを用い、これとEIPソースロックカウ
ンタ12との合成ボード線図の利得周波数特性、位相周波
数特性はそれぞれ第12図の曲線6,曲線７となる。この図
から、３端子レギュレータの駆動回路21を用いることに
より、ほゞ10KHzで曲線６が下に折れ、10KHz付近以上で
比較的急に利得が低下している。かつ位相がEIPソース
ロックカウンタ12のみの場合よりも遅れ、その遅れは周
波数が高くなるに従って大きくなり、10KHz以上で位相
遅れが150°程度となり、位相余裕が30°程度しかな
い。
位相同期回路（PLL）について、ダンピングファクタζ
が定義され（例えばFLOYDM,GARDNER“Phaselock Techni
ques",John Wily ＆ Sons,1966）、応答が最適なζは0.
707であることが知られている。ループフィルタの周波
数レスポンにおける低い方の変曲点の周波数を1/τ１，
高い方の変曲点の周波数を1/τ２，位相比較器の位相検
波利得ファクタをKd，電圧制御発振器の制御利得をKoと
すると、ダンピングファクタζは２次応答系でループフ
ィルタとしてアクティブフィルタを用いた場合は次式で
定義される。
が定義され（例えばFLOYDM,GARDNER“Phaselock Techni
ques",John Wily ＆ Sons,1966）、応答が最適なζは0.
707であることが知られている。ループフィルタの周波
数レスポンにおける低い方の変曲点の周波数を1/τ１，
高い方の変曲点の周波数を1/τ２，位相比較器の位相検
波利得ファクタをKd，電圧制御発振器の制御利得をKoと
すると、ダンピングファクタζは２次応答系でループフ
ィルタとしてアクティブフィルタを用いた場合は次式で
定義される。
EIPソースロックカウンタ12の位相検波利得ファクタKd
は8.75V/πradであり、ループフィルタ定数τ１は1/30
秒、τ２は1/104秒であり、ガン発振器11の周波数対電
圧制御利得Koを1.68×108×２π（rad/sec）/Vとする
と、第10図に示した位相同期回路のダンピングファクタ
ζは4.7となり、最適値0.707より可成り大きなものとな
っていることが判明した。
は8.75V/πradであり、ループフィルタ定数τ１は1/30
秒、τ２は1/104秒であり、ガン発振器11の周波数対電
圧制御利得Koを1.68×108×２π（rad/sec）/Vとする
と、第10図に示した位相同期回路のダンピングファクタ
ζは4.7となり、最適値0.707より可成り大きなものとな
っていることが判明した。
従ってダンピングファクタを小さくすればよいが、従来
の技術からすると、通常はループフィルタの定数τ１，
τ２を選定してダンピングファクタを最適化することが
考えられる。しかし、安価に構成する点から市販品のEI
Pソースロックカウンタを使用することを前提とする
と、そのループフィルタ定数τ１，τ２を変更すること
は困難である。
の技術からすると、通常はループフィルタの定数τ１，
τ２を選定してダンピングファクタを最適化することが
考えられる。しかし、安価に構成する点から市販品のEI
Pソースロックカウンタを使用することを前提とする
と、そのループフィルタ定数τ１，τ２を変更すること
は困難である。
以上のように、従来のガン発振器の位相同期回路におい
ては３端子レギュレータを使用し、EIPソースロックカ
ウンタのもつ特性よりも綜合特性が劣化しており、かつ
ダンピングファクタζが最適値より可成り大きいもので
あるため、周波数変動が例えば第13図に示す程度に生
じ、周波数安定度は５×10-8程度しかならなかった。第
13図は、３端子レギュレータ23としては前述したMillit
ech社製のものを使用し、ガン発振器11としてMillitech
社製のGDM−10−４−18HMを使用した場合である。
ては３端子レギュレータを使用し、EIPソースロックカ
ウンタのもつ特性よりも綜合特性が劣化しており、かつ
ダンピングファクタζが最適値より可成り大きいもので
あるため、周波数変動が例えば第13図に示す程度に生
じ、周波数安定度は５×10-8程度しかならなかった。第
13図は、３端子レギュレータ23としては前述したMillit
ech社製のものを使用し、ガン発振器11としてMillitech
社製のGDM−10−４−18HMを使用した場合である。
この発明の目的はEIPソースロックカウンタを使用し、
従来よりも周波数安定度が高い超高周波ダイオード発振
器の位相同期回路を提供することにある。
従来よりも周波数安定度が高い超高周波ダイオード発振
器の位相同期回路を提供することにある。
「課題を解決するための手段」 この発明によれば、EIPソースロックカウンタに、ガン
ダイオードやインパットのような超高周波ダイオードの
発振器の発振出力が入力され、その入力された発振出力
と対応した信号とそのソースロックカウンタに設定され
た基準周波数信号との位相差が検出され、その位相差と
対応した誤差信号（位相ロック信号）がソースロックカ
ウンタから出力され、その誤差信号により駆動回路を通
じて超高周波ダイオード発振器の発振周波数が帰還制御
される位相同期回路において、その駆動回路は高周波用
トランジスタよりなり、入力された誤差信号のレベルを
シフトするレベルシフト回路と、高周波用トランジスタ
よりなり、上記レベルシフトされた誤差信号を電流増幅
して超高周波ダイオード発振器へ制御信号として供給す
る電流増幅回路とよりなる。
ダイオードやインパットのような超高周波ダイオードの
発振器の発振出力が入力され、その入力された発振出力
と対応した信号とそのソースロックカウンタに設定され
た基準周波数信号との位相差が検出され、その位相差と
対応した誤差信号（位相ロック信号）がソースロックカ
ウンタから出力され、その誤差信号により駆動回路を通
じて超高周波ダイオード発振器の発振周波数が帰還制御
される位相同期回路において、その駆動回路は高周波用
トランジスタよりなり、入力された誤差信号のレベルを
シフトするレベルシフト回路と、高周波用トランジスタ
よりなり、上記レベルシフトされた誤差信号を電流増幅
して超高周波ダイオード発振器へ制御信号として供給す
る電流増幅回路とよりなる。
更に駆動回路に、高周波帯域において、帯域側よりも利
得を上げ、かつ位相を進ませる位相補償回路が設けられ
ている。
得を上げ、かつ位相を進ませる位相補償回路が設けられ
ている。
「実施例」 この発明においても全体の構成としては例えば第10図に
示す構成とされるが、この発明においてはその駆動回路
21は例えば第１図に示すようにレベルシフト回路31とそ
のレベルシフト出力を電流増幅する電流増幅回路32とに
より構成される。すなわち、この例ではレベルシフト回
路31はトランジスタ33,34の各コレクタがそれぞれ抵抗
器35,36を通じて、＋15Vが与えられている電源端子37に
接続され、各エミッタはそれぞれ抵抗器38,39を通じて
互に接続され、その接続点は抵抗器41を通じて、−15V
が与えられている電源端子42に接続される。位相ロック
信号、つまり第10図中のループフィルタ19の出力は端子
43よりリミッタ44を通じ、更に減衰器45を通じてトラン
ジスタ33のベースに供給される。トランジスタ34のコレ
クタはトランジスタ46のベースに接続され、トランジス
タ46のコレクタは電源端子37に接続され、エミッタは抵
抗器47,48を通じて接地され、抵抗器47,48の接続点はト
ランジスタ34のベースに接続される。電流増幅回路32は
トランジスタ49,51がダーリントン接続されてなる。つ
まり、トランジスタ49,51の両コレクタが互いに接続さ
れて電源端子37に接続され、トランジスタ49のエミッタ
はトランジスタ51のベースに接続され、トランジスタ51
のエミッタは抵抗器52を通じて接地されると共に出力端
子53に接続される。トランジスタ46のエミッタがトラン
ジスタ49のベースに接続され、出力端子53はガン発振器
（図示せず）の制御端子に接続される。
示す構成とされるが、この発明においてはその駆動回路
21は例えば第１図に示すようにレベルシフト回路31とそ
のレベルシフト出力を電流増幅する電流増幅回路32とに
より構成される。すなわち、この例ではレベルシフト回
路31はトランジスタ33,34の各コレクタがそれぞれ抵抗
器35,36を通じて、＋15Vが与えられている電源端子37に
接続され、各エミッタはそれぞれ抵抗器38,39を通じて
互に接続され、その接続点は抵抗器41を通じて、−15V
が与えられている電源端子42に接続される。位相ロック
信号、つまり第10図中のループフィルタ19の出力は端子
43よりリミッタ44を通じ、更に減衰器45を通じてトラン
ジスタ33のベースに供給される。トランジスタ34のコレ
クタはトランジスタ46のベースに接続され、トランジス
タ46のコレクタは電源端子37に接続され、エミッタは抵
抗器47,48を通じて接地され、抵抗器47,48の接続点はト
ランジスタ34のベースに接続される。電流増幅回路32は
トランジスタ49,51がダーリントン接続されてなる。つ
まり、トランジスタ49,51の両コレクタが互いに接続さ
れて電源端子37に接続され、トランジスタ49のエミッタ
はトランジスタ51のベースに接続され、トランジスタ51
のエミッタは抵抗器52を通じて接地されると共に出力端
子53に接続される。トランジスタ46のエミッタがトラン
ジスタ49のベースに接続され、出力端子53はガン発振器
（図示せず）の制御端子に接続される。
更にレベルシフト回路31のトランジスタ33,34の両エミ
ッタ間に、コンデンサ54と抵抗器55との直列回路よりな
る位相補償回路56が接続される。トランジスタ33,34,46
及び49としては遮断周波数が高い、例えばfT＝300MHzの
ものが用いられ、トランジスタ51としては大電流駆動用
トランジスタであり、かつfTが100MHz以上のものが用い
られる。入力端子43の入力が0Vで、出力端子53が10Vと
なるように、トランジスタ34のコレクタが、トランジス
タ46,49,51の各ベース・エミッタ間電圧降下分高い電圧
12.1Vになるように選定される。つまり抵抗器36を流れ
る電流にもとづく抵抗器36の降下電圧を、端子37の電圧
から引いた値が12.1Vになるようにされる。位相補償回
路56は高域周波数で利得が持ち上げられ、かつ位相が進
むようにするものである。
ッタ間に、コンデンサ54と抵抗器55との直列回路よりな
る位相補償回路56が接続される。トランジスタ33,34,46
及び49としては遮断周波数が高い、例えばfT＝300MHzの
ものが用いられ、トランジスタ51としては大電流駆動用
トランジスタであり、かつfTが100MHz以上のものが用い
られる。入力端子43の入力が0Vで、出力端子53が10Vと
なるように、トランジスタ34のコレクタが、トランジス
タ46,49,51の各ベース・エミッタ間電圧降下分高い電圧
12.1Vになるように選定される。つまり抵抗器36を流れ
る電流にもとづく抵抗器36の降下電圧を、端子37の電圧
から引いた値が12.1Vになるようにされる。位相補償回
路56は高域周波数で利得が持ち上げられ、かつ位相が進
むようにするものである。
この構成によれば入力端子43からの位相ロック信号はレ
ベルシフト回路31で0V付近から10V付近にレベルシフト
され、そのレベルシフトされた信号はトランジスタ46で
インピーダンス変換され、電流増幅回路32で電流増幅さ
れると共にインピーダンス変換され、10V付近、200mA付
近でガン発振器のガンダイオードを駆動する。この駆動
信号は位相ロック信号に応じて変化し、発振周波数が一
定値に保持されるように帰還制御する。
ベルシフト回路31で0V付近から10V付近にレベルシフト
され、そのレベルシフトされた信号はトランジスタ46で
インピーダンス変換され、電流増幅回路32で電流増幅さ
れると共にインピーダンス変換され、10V付近、200mA付
近でガン発振器のガンダイオードを駆動する。この駆動
信号は位相ロック信号に応じて変化し、発振周波数が一
定値に保持されるように帰還制御する。
また入力端子43からの誤差信号中の高域成分は位相補償
回路56を流れ、そのコンデンサ54と抵抗器55の各定数に
より決まる進み位相となり、位相補償がなされる。
回路56を流れ、そのコンデンサ54と抵抗器55の各定数に
より決まる進み位相となり、位相補償がなされる。
抵抗器35,36をそれぞれ1.1KΩ，抵抗器38,39をそれぞれ
1KΩ，コンデンサ54を1000pF,抵抗器55を680Ωとし、位
相補償回路56のコンデンサ54を1000pF、抵抗器55を200
Ωとした時（ａ）、コンデンサ54を1000pF、抵抗器55を
680Ωとした時（ｂ）、コンデンサ54を10000pF、抵抗器
55を680Ωとした時（ｃ）、位相補償回路56を省略した
時（ｄ）の各駆動回路のオープン周波数特性を第２図に
示す。これらより位相補償回路56を用いると高域で利得
が上がり、かつ位相が進み、この第１図に示した駆動回
路を第10図の駆動回路21に用いると、位相同期回路にお
ける高域の利得低下、位相遅れを補償することができ
る。第２図中の（ｂ）が最も好ましく、2KHz以下では−
15dBの減衰をし、2KHz〜50KHzで減衰が次第に減り、EIP
ソースロックカウンタ12内のループフィルタ19の特性と
合成した時、明確に２次フィルタの特性を示し、かつ位
相を進ませている。50KHz以上から２次フィルタの1/τ
２よりはるか高域の700KHzに掛けては−5dBの平坦な減
衰特性となっている。この（ｂ）の位相補償回路56を用
いた第１図の駆動回路とEIPソースロックカウンタ12と
の合成ボード線図は第３図に示す曲線8,9となった。利
得は10KHz付近から傾斜がゆるくなり、第12図の曲線６
に対し、利得が向上し、曲線６より可成り広帯域とな
り、位相はEIPソースロックカウンタ12のみの特性曲線
５よりも進む位相であり、特に10KHz以上で第12図の曲
線７より大きく進み位相となり、位相余裕は十分ある。
1KΩ，コンデンサ54を1000pF,抵抗器55を680Ωとし、位
相補償回路56のコンデンサ54を1000pF、抵抗器55を200
Ωとした時（ａ）、コンデンサ54を1000pF、抵抗器55を
680Ωとした時（ｂ）、コンデンサ54を10000pF、抵抗器
55を680Ωとした時（ｃ）、位相補償回路56を省略した
時（ｄ）の各駆動回路のオープン周波数特性を第２図に
示す。これらより位相補償回路56を用いると高域で利得
が上がり、かつ位相が進み、この第１図に示した駆動回
路を第10図の駆動回路21に用いると、位相同期回路にお
ける高域の利得低下、位相遅れを補償することができ
る。第２図中の（ｂ）が最も好ましく、2KHz以下では−
15dBの減衰をし、2KHz〜50KHzで減衰が次第に減り、EIP
ソースロックカウンタ12内のループフィルタ19の特性と
合成した時、明確に２次フィルタの特性を示し、かつ位
相を進ませている。50KHz以上から２次フィルタの1/τ
２よりはるか高域の700KHzに掛けては−5dBの平坦な減
衰特性となっている。この（ｂ）の位相補償回路56を用
いた第１図の駆動回路とEIPソースロックカウンタ12と
の合成ボード線図は第３図に示す曲線8,9となった。利
得は10KHz付近から傾斜がゆるくなり、第12図の曲線６
に対し、利得が向上し、曲線６より可成り広帯域とな
り、位相はEIPソースロックカウンタ12のみの特性曲線
５よりも進む位相であり、特に10KHz以上で第12図の曲
線７より大きく進み位相となり、位相余裕は十分ある。
この（ｂ）の位相補償回路56を用い、第１図に示した駆
動回路を第10図の駆動回路21に使用した場合の周波数の
変化は第４図に示すようになった。駆動回路21以外は第
13図に示した測定に使用したものを使用している。この
第４図と第13図とを比較して見れば直ちに理解されるよ
うに、この発明によれば周波数変動が従来のものより著
しく小さくなった。この周波数安定度は３×10-11であ
る。この時のスペクトル純度は搬送波から500KHz離れた
ところで−37dBcであり、第５図に示すようになり、従
来のもののそれが−22dBcであったから、可成り改善さ
れた。第３図の曲線８からダンピングファクタζを前述
と同様の条件で計算したところ、1.98となり、従来より
も可成り小さくなり、理想的な応答特性に近くなってい
る。
動回路を第10図の駆動回路21に使用した場合の周波数の
変化は第４図に示すようになった。駆動回路21以外は第
13図に示した測定に使用したものを使用している。この
第４図と第13図とを比較して見れば直ちに理解されるよ
うに、この発明によれば周波数変動が従来のものより著
しく小さくなった。この周波数安定度は３×10-11であ
る。この時のスペクトル純度は搬送波から500KHz離れた
ところで−37dBcであり、第５図に示すようになり、従
来のもののそれが−22dBcであったから、可成り改善さ
れた。第３図の曲線８からダンピングファクタζを前述
と同様の条件で計算したところ、1.98となり、従来より
も可成り小さくなり、理想的な応答特性に近くなってい
る。
第６図に示すようにレベルシフト回路31を１段のトラン
ジスタ33で構成してもよい。この場合は極性を合わせる
ためレベルシフト回路31の出力をトランジスタ65で極性
反転して電流増幅回路32へ供給する。トランジスタ65と
してfT＝300MHz程度のものを使用する。位相補償回路56
は使用してもしなくてもよい。すなわち、第１図におい
て位相補償回路56を省略したものを第10図の駆動回路21
に使用した場合の合成ボード線図は第７図の曲線61,62
となり、従来の対応する曲線4,5に対し利得が高域で高
くなり、位相が進んでおり、それだけ広帯域となってい
る。この場合の周波数変動の様子を第８図の63に示す。
この変動は±15Hz程度であり、従来の5KHz程度の変動
（第13図）と比較して著しく安定している。その時のス
ペクトルは第９図に示すように第５図よりは多少悪くな
る。上述ではこの発明をガン発振器の位相同期回路に適
用したが、インパット発振器の位相同期回路にも適用す
ることができる。
ジスタ33で構成してもよい。この場合は極性を合わせる
ためレベルシフト回路31の出力をトランジスタ65で極性
反転して電流増幅回路32へ供給する。トランジスタ65と
してfT＝300MHz程度のものを使用する。位相補償回路56
は使用してもしなくてもよい。すなわち、第１図におい
て位相補償回路56を省略したものを第10図の駆動回路21
に使用した場合の合成ボード線図は第７図の曲線61,62
となり、従来の対応する曲線4,5に対し利得が高域で高
くなり、位相が進んでおり、それだけ広帯域となってい
る。この場合の周波数変動の様子を第８図の63に示す。
この変動は±15Hz程度であり、従来の5KHz程度の変動
（第13図）と比較して著しく安定している。その時のス
ペクトルは第９図に示すように第５図よりは多少悪くな
る。上述ではこの発明をガン発振器の位相同期回路に適
用したが、インパット発振器の位相同期回路にも適用す
ることができる。
「発明の効果」 以上述べたように、この発明によれば駆動回路として、
遮断周波数が高いトランジスタを用いて構成したレベル
シフト回路と、そのレベルシフト出力が供給され、遮断
周波数が高いトランジスタを用いた電流増幅回路とによ
り構成し、かつ位相補償回路を設けることにより、既存
のEIPソースロックカウンタを用いて、閉ループ周波数
特性が広くなり、応答周波数が高くなり、かつダンピン
グファクタを改善し、発振器の周波数変動に高速に追従
してこれを補償することができ、従来における周波数安
定度５×10-8に対し、この発明では３×10-11と著しく
高くすることができ、例えばジョセフソン電圧標準のミ
リ波源に使用した場合、従来よりも正確な電圧標準を得
ることができる。
遮断周波数が高いトランジスタを用いて構成したレベル
シフト回路と、そのレベルシフト出力が供給され、遮断
周波数が高いトランジスタを用いた電流増幅回路とによ
り構成し、かつ位相補償回路を設けることにより、既存
のEIPソースロックカウンタを用いて、閉ループ周波数
特性が広くなり、応答周波数が高くなり、かつダンピン
グファクタを改善し、発振器の周波数変動に高速に追従
してこれを補償することができ、従来における周波数安
定度５×10-8に対し、この発明では３×10-11と著しく
高くすることができ、例えばジョセフソン電圧標準のミ
リ波源に使用した場合、従来よりも正確な電圧標準を得
ることができる。
第１図はこの発明の実施例の要部である駆動回路の具体
例を示す接続図、第２図は第１図の駆動回路において位
相補償回路56として各種の値を与えた場合のオープンル
ープ周波数特性を示す図、第３図は第１図の駆動回路を
用いた位相同期回路のボード線図、第４図は第１図の駆
動回路を用いたこの発明の位相同期回路で制御した発振
器の周波数変動を示す図、第５図はその周波数スペクト
ルを示す図、第６図はこの発明の実施例の要部である駆
動回路の他の例を示す接続図、第７図はこの発明の位相
同期回路において位相補償回路56を省略した場合のボー
ド線図、第８図はその場合における周波数変動を示す
図、第９図は位相補償回路を省略した状態における周波
数スペクトルを示す図、第10図はガン発振器の位相同期
回路の一般的構成を示すブロック図、第11図は従来の駆
動回路を示す図、第12図は従来の駆動回路のボード線
図、第13図は従来のガン発振器の位相同期回路により制
御された周波数変動を示す図である。
例を示す接続図、第２図は第１図の駆動回路において位
相補償回路56として各種の値を与えた場合のオープンル
ープ周波数特性を示す図、第３図は第１図の駆動回路を
用いた位相同期回路のボード線図、第４図は第１図の駆
動回路を用いたこの発明の位相同期回路で制御した発振
器の周波数変動を示す図、第５図はその周波数スペクト
ルを示す図、第６図はこの発明の実施例の要部である駆
動回路の他の例を示す接続図、第７図はこの発明の位相
同期回路において位相補償回路56を省略した場合のボー
ド線図、第８図はその場合における周波数変動を示す
図、第９図は位相補償回路を省略した状態における周波
数スペクトルを示す図、第10図はガン発振器の位相同期
回路の一般的構成を示すブロック図、第11図は従来の駆
動回路を示す図、第12図は従来の駆動回路のボード線
図、第13図は従来のガン発振器の位相同期回路により制
御された周波数変動を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 彦田 克文 (56)参考文献 特開 昭55−100705（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−72415（ＪＰ，Ａ) 特公 昭51−17022（ＪＰ，Ｂ１)
Claims (2)
- 【請求項１】タイムベースよりの基準クロックにより動
作するソースロックカウンタに、超高周波ダイオード発
振器の発振出力が入力され、その入力された発振出力と
対応する信号と、上記ソースロックカウンタに設定され
た基準周波数信号との位相差が検出され、この位相差と
対応した誤差信号が上記ソースロックカウンタから出力
され、その誤差信号により駆動回路を通じて上記超高周
波ダイオード発振器の発振周波数が帰還制御される超高
周波ダイオード発振器の位相同期回路において、 上記駆動回路は高周波用トランジスタよりなり、入力さ
れる上記誤差信号のレベルをシフトするレベルシフト回
路と、 高周波用トランジスタよりなり、そのレベルシフトされ
た誤差信号を電流増幅して上記超高周波ダイオード発振
器へ制御信号として供給する電流増幅回路とよりなるこ
とを特徴とする超高周波ダイオード発振器の位相同期回
路。 - 【請求項２】高周波数帯域において低域帯域に比べ利得
を上げ、かつ位相を進ませる位相補償回路が上記駆動回
路に設けられていることを特徴とする請求項１記載の超
高周波ダイオード発振器の位相同期回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147625A JPH07101816B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 |
| US07/708,758 US5117204A (en) | 1990-06-06 | 1991-05-31 | Phase locked loop circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147625A JPH07101816B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0440104A JPH0440104A (ja) | 1992-02-10 |
| JPH07101816B2 true JPH07101816B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=15434558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2147625A Expired - Lifetime JPH07101816B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5117204A (ja) |
| JP (1) | JPH07101816B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8014181B2 (en) * | 2009-09-29 | 2011-09-06 | General Electric Company | Power conversion control system |
| CN102480281B (zh) * | 2010-11-30 | 2014-10-29 | 中国科学院微电子研究所 | 毫米波频率源装置 |
| JP5857680B2 (ja) * | 2011-11-28 | 2016-02-10 | 株式会社デンソー | 位相補償回路および半導体集積回路 |
| CN114777823B (zh) * | 2022-05-24 | 2024-01-05 | 华中科技大学 | Flrd传感器系统和基于相位漂移的flrd传感装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3736527A (en) * | 1972-09-21 | 1973-05-29 | Us Navy | Precision voltage bias for josephson oscillators |
| JPS5117022A (ja) * | 1974-08-03 | 1976-02-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Shogekikanchibarubu |
| JPS55100705A (en) * | 1979-01-27 | 1980-07-31 | Nec Corp | Oscillator |
| JPS5661814A (en) * | 1979-10-23 | 1981-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Wide-band amplifying device |
| JPS58108819A (ja) * | 1981-12-23 | 1983-06-29 | Toshiba Corp | 差動ｅｃｌ型ｄフリツプフロツプ回路装置 |
| JPS6072415A (ja) * | 1983-09-29 | 1985-04-24 | Fujitsu Ltd | 位相同期回路の同期異常検出回路 |
| JPS62176314A (ja) * | 1986-01-30 | 1987-08-03 | Nec Corp | 差動増幅回路 |
| US4703285A (en) * | 1986-04-23 | 1987-10-27 | Tektronix, Inc. | Wideband amplifier with active high-frequency compensation |
| JPH0754893B2 (ja) * | 1986-12-12 | 1995-06-07 | 日本電気株式会社 | レベルシフト回路 |
| US5043677A (en) * | 1990-06-29 | 1991-08-27 | Texas Instruments Incorporated | Time reference signal generation system |
-
1990
- 1990-06-06 JP JP2147625A patent/JPH07101816B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-05-31 US US07/708,758 patent/US5117204A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5117204A (en) | 1992-05-26 |
| JPH0440104A (ja) | 1992-02-10 |
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