JP3818694B2 - テレビジョン信号の受信回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はAFT回路を搭載するテレビジョン受像機やVTR等のテレビジョン信号の受信回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
この種のAFT回路は映像IFキャリア(日本の場合、58.75MHz)が正しく得られるようにチューナの局部発振周波数を制御するものであるが、水平同期検出信号等と共に選局(オートサーチや選局プリセット)のためにも用いられる。
【0003】
AFT信号の発生は専用の周波数弁別器を用いて行なう方法が良く知られているが、最近映像IFキャリア発生用のVCOの出力を直接F/V変換し、その出力電圧をAFT電圧とする回路が用いられるようになってきた。
【0004】
図7は、そのようなタイプのAFT回路の従来例を示している。同図において、1は入力端子2から入力されたRF信号を増幅するRF回路3と、ミキサ4と、局部発振回路5とを有するチューナであり、その出力はSAW(表面弾性波)フィルタ6を通して映像処理回路へ伝送される。
【0005】
映像処理回路は映像キャリア発生用のPLL回路7と映像検波器8とから成っている。PLL回路7はVCO11と、このVCO11の出力を受信VIF映像キャリアと位相比較する位相比較器9、その比較出力を平滑するローパスフィルタ10からなっている。また、映像検波器8は映像検波を行なうとともに、4.5MHzをキャリアとするインターキャリア音声信号も生成する。
【0006】
VCO11の出力はF/V変換器12で電圧に変換され、AFT電圧として選局マイコンや周波数シンセサイザーを有する選局装置13へ供給される。選局装置13には別途水平同期検出回路(図示せず)からの出力も供給される。
【0007】
AFT電圧はVIF周波数に対し図9のように変化する。ここで、Bが目的とする映像キャリアP1(58.75MHz)にロックする点であるが、実際にはA〜Cの範囲がロック範囲となる。E1、E2は選局装置13の閾値であって、AFT電圧が閾値E2より低くなると、選局装置13はVIFの変化(従って局部発振器5の発振周波数の変化)を小刻みにするように局部発振器5を制御する。
【0008】
AFT電圧のHレベルは電源電圧VCCに選ばれており、B点はVCC/2である。図9の特性において、E2より低いローレベルの期間WはPLLのキャプチャレンジに相当する。
【0009】
VIFがA点より低い方から上昇してきた場合は、AとCの傾斜が急峻であることにより、いったんCを超えてキャプチャレンジWへ入り、そこからBに向けて戻ることになる。VIFがGより高い周波数から下がってくる場合は、Dを超えてチャプチャレンジに入り、そこからBへ向かう。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のようにPLL回路のVCO11の出力をF/V変換してAFT電圧を得る方式の従来例において、音声信号にロックしてしまうという問題があった。
【0011】
例えば、今、チューニングによりVIFを高い方から下げてきた(局部発振信号が高い周波数から下がってきた)場合を考える。SAWフィルタ6の特性は図4に示すように映像キャリアP1(58.75MHz)と音声キャリアS1(54.25MHz)からそれぞれ500KHz程度高いところP1’、S1’で略同一のゲイン(レベル)となっている。
【0012】
そして、これらのP1’、S1’より更に高いところでは、P1’より右側が急峻に下がり、S1’より右側が上がっている。従って、局部発振周波数fLが図8に示すように下がってきてγ付近になると、fL−fSのゲインが高く、fL−fPのゲインは極めて小さい状態となる。ここで、fPはRF信号の映像キャリア、fSはRF信号の音声キャリアとする。また、αはfLの同調点であり、βはP1’、S1’を生じるfLの値である。
【0013】
そのため、位相比較器9に入力される入力信号はfL−fSとなり、これとVCO11の出力(略58.75MHz近辺)とが位相比較器9で比較され、その出力によってVCO11が制御される。そのため、VCO11はfL−fSのうちVCOの引っ込み範囲(中心周波数の±1.5MHz)内に対応する周波数のfL−fSによってロックされることになる。これは明らかに誤動作である。
【0014】
チューニングがVIFの低い方から行なわれる場合も、チャプチャレンジWが狭いと、このキャプチャレンジを飛ばしてしまうので、同じような誤動作が生じる。これを避けるためにキャプチャレンジWでの周波数変化の刻みを非常に小さくする必要があるが、そのようにすると、選局に時間がかかるという問題が生じてしまう。
【0015】
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、PLL回路のVCOの出力をF/V変換してAFT電圧を得るようにしたAFT回路において正確なチューニングが迅速に行なわれるようにすることを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明では、映像検波器へVIFキャリア周波数の信号を供給するVCOと、チューナからSAWフィルタを通して与えられるVIF信号中のVIFキャリアと前記VCOの出力を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の比較出力を制御信号として前記VCOに与えるローパスフィルタと、前記VCOの出力を周波数/電圧変換するF/V回路と、選局時に前記F/V回路の出力電圧をAFT電圧として前記チューナの選局に使用する選局手段とを備え、前記AFT電圧は選局チャンネル付近でVIFに対し底が平坦状のV字型の特性を成すテレビジョン信号の受信回路において、選局時に前記F/V回路の出力電圧が予め決められた基準電圧を超えると前記VCOを制御する信号に電圧を加算して前記V字型の特性を周波数を広げるようにしたことを特徴とする。
【0017】
【発明の実施の形態】
第1の実施形態を示す図1において、図7に示す従来例と同一部分には同一の符号を付して重複した説明を避ける。本実施形態では、F/V変換器12の出力電圧を帰還回路14を通してローパスフィルタ10に印加するようにしている。
【0018】
具体的には、帰還回路14はコンパレータ15と、NPN型のトランジスタ17と抵抗18とからなっており、その出力が位相比較器9とローパスフィルタ10の接続点aに与えられる。ローパスフィルタ10は抵抗19とコンデンサ20とから成っている。
【0019】
16はコンパレータ15の反転端子(−)に基準電圧を与える直流電源である。基準電圧は例えば図9に示すVTに選ばれる。F/V変換器12の出力であるAFT電圧はコンパレータ15の非反転端子(+)へ入力される。AFT電圧が基準電圧以上になると、コンパレータ15からハイレベルが出力され、トランジスタ17がONして電源VCCからの電圧がa点に印加される。ここで、PLL回路7はa点の電圧が高くなると、VCO11の発振周波数も上がるようになっているものとする。そのため、AFT電圧が高くなると、VCO11の周波数が高い方へシフトされる。
【0020】
図3はこの様子を示している。VCO11の発振周波数が高い方にシフトすることによってAFT電圧曲線が点線21で示すように右側へシフトする。その結果、選局装置の閾値E2より下の部分であるキャプチャレンジが従来のWから更にKだけ拡大する。
【0021】
今、チューニングのサーチがVIFの高い方から低い方へ向かってなされているとき、VIFの映像キャリアとVIFの音声キャリアがそれぞれ高くなり、先に説明した図4のSAWフィルタ6の作用によってVIF映像キャリアは殆どゲインがなくなり、ゲインの大きくなったVIF音声キャリアのみが位相比較器9へ入力される。
【0022】
その結果、VCO11はVIF音声キャリアによる影響(即ちロック)を受けようとするが、AFT電圧が高くなって帰還回路14が働き、VCO11の中心周波数が高い方へシフトし、その引き込み範囲も高い方へシフトするためfL−fSはVCO11の引き込み範囲に入ることができない。そのため、音声キャリアによるロックは受けない。
【0023】
また、AFT電圧も図3に示すようにAFT曲線21の如くシフトするため、VIF周波数を減少させるサーチ動作によって、G’→F’→D’と進み、キャプチャレンジ(W+K)に入り、そこから小刻みにBへ向かって進み同調状態になる。
【0024】
このように、本実施形態では、キャプチャレンジが広がるので、キャプチャレンジ内での周波数変化を従来より粗くしてチューニングしてもキャプチャレンジを飛び越してしまうという不具合を生じない。そして、キャプチャレンジ内での周波数変化を粗くすることにより選局のスピードも高く保持できる。
【0025】
図5は第2の実施形態を示している。この第2の実施形態は図2のようなコンパレータ15を用いることなく、AFT電圧を直接トランジスタ21のベースに印加している。AFT電圧がトランジスタ21のエミッタ電圧よりもVF(トランジスタのベース・エミッタ間導通電圧)だけ高くなったときトランジスタ21がONする。換言すれば、トランジスタ21がONしたときAFT電圧からVFだけ低い電圧が抵抗18を介してa点に印加される。ここで、VFはPN接合の導通電圧であるので、トランジスタ21の代わりにダイオードを用いてもよい。
【0026】
図5におけるその他の構成は図2と同一である。図5において、抵抗18の値を変えると、AFT電圧曲線の一部が図6(横軸:VIF周波数、縦軸:AFT電圧)に示すように変化する。即ち、抵抗18の値を大きくしていくと、a→b→cの如く変化する。この点は図2についても同様である。このように、抵抗18の値によってAFT電圧曲線のシフト量(従って、キャプチャレンジ)を設定できる。
【0027】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、音声信号によるチューニングの誤動作を受けない。そして、AFT出力電圧のキャプチャレンジを広くとり、安定なチューニングシステムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のAFT回路のブロック図。
【図2】本発明の第1実施形態の要部回路図。
【図3】そのAFT電圧特性を示す図。
【図4】SAWフィルタの特性図。
【図5】本発明の第2実施形態の要部回路図。
【図6】そのAFT電圧特性の説明図。
【図7】従来のAFT回路のブロック図。
【図8】チューナの局部発振周波数とRFの映像キャリア、音声キャリアとの関係を説明する図。
【図9】従来のAFT電圧特性図。
【符号の説明】
1 チューナ
6 SAWフィルタ
7 PLL回路
9 位相比較器
10 ローパスフィルタ
11 VCO
12 F/V変換器
13 選局装置
14 帰還回路
Claims (3)
- 映像検波器へVIFキャリア周波数の信号を供給するVCOと、チューナからSAWフィルタを通して与えられるVIF信号中のVIFキャリアと前記VCOの出力を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の比較出力を制御信号として前記VCOに与えるローパスフィルタと、前記VCOの出力の周波数を電圧に変換するF/V回路と、選局時に前記F/V回路の出力電圧をAFT電圧として前記チューナの選局に使用する選局手段とを備え、前記AFT電圧は選局チャンネル付近でVIFに対し底が平坦状のV字型の特性を成すテレビジョン信号の受信回路において、
選局時に前記F/V回路の出力電圧が予め決められた基準電圧を超えると前記VCOを制御する信号に電圧を加算して前記V字型の特性を周波数を広げるようにしたことを特徴とするテレビジョン信号の受信回路。 - 前記V字型の特性を周波数の高い方向へ広げるようにしたこと、及び前記AFT電圧をコンパレータで前記基準電圧と比較し、コンパレータの出力を抵抗を介して前記ローパスフィルタに与えるようにしたことを特徴とする請求項1に記載のテレビジョン信号の受信回路。
- 前記AFT電圧をPN接合を介してPLL回路のローパスフィルタに与えることを特徴とする請求項1に記載のテレビジョン信号の受信回路。
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