JPH0440104A - 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、ガンダイオードやインバットダイオードな
どの超高周波ダイオードを用いた発振器の発振出力を基
準信号と位相比較し、その比較出力で発振器を制御して
発振周波数を安定化する位相同期回路に関し、特にその
発振器の発振周波数を制御するための駆動回路に係わる
。

「従来の技術」 ジョセフソン電圧標準はジョセフソンアレイにミリ波の
ｔ磁波を印加すると、そのミリ波の周波数で決る電圧が
発生し、この電圧を電圧標準とするものである。このミ
リ波の信号源としてガン発振器（ガンダイオードを用い
た発振器）の周波数を位相同期回路（ＰＬＬ：位相同期
ループ）で安定化したものが用いられている。しかし従
来のガン発振器の位相同期回路では十分な周波数安定度
が得られなかった。このためジョセフソン電圧標準も不
十分なものであった。

従来のガン発振器の位相同期回路を第１０図に示す、ガ
ン発振器１１の発振出力が、ソースロックカウンタ１２
内の周波数変換器１３へ供給され、局部発振器１４の発
振出力が周波数逓倍回路１５で周波数逓倍され、この周
波数逓倍出力が周波数変換器１３へ供給され、ガン発振
器１４よりの発振出力が中間周波数信号に変換され、そ
の中間周波数に変換された発振出力が位相比較器１６で
基準信号源１７からの基準信号と位相比較され、その位
相比較出力がループ減衰器１８で減衰され、更にループ
フィルタ１９を通じて駆動回路２１へ供給され、駆動回
路２１の出力でガン発振器１１の発振周波数が帰還制御
され、発振周波数が基準信号源１７の基準信号を基準に
して一定に保持される。ソースロックカウンタ１２には
、例えばルビジウム（Ｒｂ）を周波数標準とするタイム
ベース２２から基準クロックが供給され、この基準クロ
ックでソースロックカウンタ１２は動作し、局部発振器
１４の発振出力は基準クロックから作られ、同様に基準
信号源１７の基準信号も基準クロックから作られる。こ
の基準信号の周波数は外部から設定変更することができ
る。周波数逓倍回路１５の逓倍数ｎも外部から変更する
ことができる。

駆動回路２１は従来においては第１１図に示すように３
端子レギユレータ２３が用いられ、そのバイアス電源端
子２４に１５Ｖのバイアス電圧が印加され、端子２５か
らソースロックカウンタ１２（ループフィルタ１９）の
出力が３端子レギユレータ２３の調整端子へ供給され、
ループフィルタ１９からのＯ■を中心とする位相口・ン
ク信号が１０Ｖを中心とする信号として３端子レギユレ
ータ２３の出力端子から出力される。つまりガン発振器
１１の制御信号としては例えば中心周波数９４　ＧＨｚ
に対し、１０１０Ｖ２Ｏ０を必要とし、このような制御
信号に、ループフィルタ１９からの０■を中心とする位
相ロック信号を駆動回路２１で変換している。このよう
に制御信号の電圧が大きく、電流も大きいため、従来で
は駆動回路２１として通常ｉｉ６電圧の調整（安定化）
に用いられる３端子レギユレータ２３が利用されていた
。

［発明が解決しようとする課題」 従来のガン発振器の位相同期回路においては駆動回路２
１の応答周波数が低く、位相同期回路全体としてのガン
発振器の周波数変動速度に対応できず、周波数変動を補
償しきれなかった。すなわち従来の駆動回路２１のオー
プンループ周波数特性は第１２図Ａに示すように１００
１［８２以上で利得が低下し、同図Ｂに示すように１０
０ＫＨｚ以上で位相が遅れている。閉ループ周波数特性
も第１３図に示すように高域で利得が低下し、位相が遅
れている。このため従来の駆動回路２１を用いたガン発
振器の位相同期回路の周波数は第１４図に示すように可
成り変動しており、その安定度は約６Ｘ１０−”に過ぎ
なかった。この時のスペクトル純度はｆｏ＝９３．５３
　ＧＨｚであった。

この発明の目的は応答周波数が高い駆動回路を用いて高
い周波数安定度が得られる超高周波ダイオード発振器の
位相同期回路を提供することにある。

「課題を解決するための手段」 この発明によればガンダイオードやインバットダイオー
ドなどの超高周波ダイオードを用いた発振器の位相同期
回路において、その発振器の駆動回路はトランジスタよ
りなり、ループフィルタの出力（位相ロック信号）が供
給され、その入力信号をレベルシフトするレベルシフト
回路と、そのレベルシフトされた信号を７４２ｉｔ増幅
して発振器へ制御信号として供給する電流増幅回路とよ
り構成される。このレベルシフト回路及び電流増幅回路
をそれぞれ構成するトランジスタとしては遮断周波数が
高いものが用いられる。

更に請求項２においてはレベルシフト回路に位相補償回
路が接続されて、高域周波数において利得を持ち上げ、
かつ位相を進ませるようにされる。

「実施例」 この発明においても全体の構成としては例えば第１０図
に示す構成とされるが、この発明においてはその駆動回
路２１は例えば第１図に示すようにレベルシフト回路３
１とそのレベルシフト出力を電流増幅するｔｍ増幅回路
３２とにより構成される。すなわち、この例ではレベル
シフト回路３１はトランジスタ３３．３４の各コレクタ
がそれぞれ抵抗器３５．３６を通じて、＋１５Ｖが与え
られているｉｔ源端子３７に接続され、各エミッタはそ
れぞれ抵抗器３８．３９を通じて互に接続され、その接
続点は抵抗器４１を通じて、−１５■が与えられている
電源端子４２に接続される。位相ロック信号、つまり第
１０図中のループフィルタ１９の出力は端子４３よりリ
ミッタ４４を通じ、更に減衰器４５を通じてトランジス
タ３３のベースに供給される。トランジスタ３４のコレ
クタはトランジスタ４６のベースに接続され、トランジ
スタ４６のコレクタは電源端子３７に接続され、エミッ
タは抵抗器４７．４８を通じて接地され、抵抗器４７．
４８の接続点はトランジスタ３４のベースに接続される
。を流増幅回路３２はトランジスタ４９．５１がターリ
ント接続されてなる。

つまり、トランジスタ４９．５１の両コレクタが互いに
接続されて電源端子３７に接続され、トランジスタ４９
のエミッタはトランジスタ５１のベースに接続され、ト
ランジスタ５１のエミッタは抵抗器５２を通じて接地さ
れると共に出力端子５３に接続される。トランジスタ４
６のエミッタがトランジスタ４９のベースに接続され、
出力端子５３はガン発振器（図示せず）の制御端子に接
続される。

更にレベルシフト回路３１のトランジスタ３３３４の両
エミッタ間に、コンデンサ５４と抵抗器５５との直列回
路よりなる位相補償回路５６が接続される。トランジス
タ３３．３４．４６及び４９としては遮断周波数が高い
、例えばｆア＝３００ＭＨｚのものが用いられ、トラン
ジスタ５１としては大電流駆動用トランジスタであり、
かつｂが１００　ＭＨ２以上のものが用いられる。入力
端子４３の入力がＯｖで、出力端子５３がＩＯＶとなる
ように、トランジスタ３４のコレクタが、トランジスタ
４６，４９．５１の各ベース・エミッタ間電圧降下分高
い電圧１２．　Ｉ　Ｖになるように選定される０位相補
償回路５６は高域周波数で利得が持ち上げられ、かつ位
相が進むようにするものである。

この構成によれば入力端子４３からの位相ロック信号は
レベルシフト回路３１でＯｖ付近から１ＯＶ４−を近に
レベルシフトされ、そのレベルシフトされた信号はトラ
ンジスタ４６でインピーダンス変換され、電流増幅回路
３２でｔ流増幅されると共にインピーダンス変換され、
ＩＯＶ付近、２００ｍＡ付近でガン発振器のガンダイオ
ードを駆動する。この駆動信号は位相ロック信号に応し
て変化し、発振周波数が一定値に保持されるように帰還
制御する。

抵抗器３５．３６をそれぞれ１．ＩＫΩ、抵抗器３８３
９をそれぞれＩＫΩ、コンデンサ５４を１０００ｐＦ、
抵抗器５５を６８０Ωとした時、第１図に示した駆動回
路のオーブンループ周波数特性は第２図に示すように、
５　ＫＨｚ付近より高域で利得が高くなり、位相が進み
位相となっている。この駆動回路を第１０回に用いた閉
ループにおける周波数特性は第３図の実線５７．５’８
となり、位相補償回路５６を省略した場合は点線（６１
，６２）となった、これより第１３図と比較して位相補
償回路５６がない場合でも、高域での利得低下が従来よ
りも少なく、かつ位相遅れも少なく、それだけ応答周波
数が高くなることが理解される０位相補償回路５６が使
用されると、利得低下が更に少なく、位相遅れも少なく
なり、応答周波数が更に高くなる。

なお、位相補償回路５６のコンデンサ５４を１０００ｐ
Ｆ、抵抗器５５を２００Ωとした時（ａ）、コンデンサ
５４を１０００ｐＦ、抵抗器５５を６８０Ωとした時（
ｂ）、コンデンサ５４を１００００ｐＦ　、抵抗器５５
を６８０Ωとした時（Ｃ）、位相補償回路５６を省略し
た時（切の各駆動回路のオープン周波数特性を第４図に
示す、これらより位相補償回路５６を用いるとこれを用
いない場合よりよいことがわかり、（ｂ）が量も好まし
いことがわかる。二〇ら）の位相補償回路５６を用い、
この第１図に示した駆動回路を第１０図に使用した場合
の周波数の変化は第５図に示すようになった。この第５
図と第１３回とを比較して見れば直ちに理解されるよう
に、この発明によれば周波数変動が従来のものより著し
く小さくなった。この周波数安定度は３　Ｘ　１０−”
である、この時のスペクトル純度はｆｏ”　９４．０Ｇ
Ｈｚであり、第６図に示すようにスペクトル純度も非常
によくなっ゛た。

位相同期回路においてはループ利得を適当に調整する必
要があるが、ループ利得の最適調整が行われていない状
態でも周波数の変動は第７図中の部分６３に示すように
なり、これでも第１４図と比較すれば、周波数安定度が
著しく向上していることがわかる。ループ利得を最適調
整すると、位相補償回路５６を付けても付けなくても、
周波数変動を第７図中の部分６４に示すように更に著し
く小さくなることができる。このようにループ利得を調
整した状態において位相補償回路５６を省略したもので
はスペクトルは第８図に示すようになり第６図（位相補
償回路使用）よりもスペクトル純度は多少悪い。

第９図に示すようにレベルシフト回路３１を１段のトラ
ンジスタ３３で構成してもよい、この場合は極性を合せ
るためレベルシフト回路３１の出力をトランジスタ６５
で損性反転して電流増幅回路３２へ供給する。トランジ
スタ６５としてｆ？＝３００ＭＨｚ程度のものを使用す
る０位相補償回路５６は使用してもしなくてもよい。上
述ではこの発明をガン発振器の位相同期回路に適用した
が、インバット発振器の位相同期回路にも適用すること
ができる。また位相同期回路においてループ減衰器１８
を省略してもよい。

「発明の効果」 以上述べたようにこの発明によれば、駆動回路を、遮断
周波数が高いトランジスタを用いて構成したレベルシフ
ト回路と、そのレベルシフト回路が供給され、遮断周波
数が高いトランジスタを用いた電流増幅回路とにより構
成したため、周波数特性が広くなり、応答周波数が高く
なり、発振器の周波数変動に高速に追従してこれを補償
することができ、従来よりも周波数安定度を高くするこ
とができ、例えばジョセフソン電圧標準のミリ波源とし
て、正確な電圧標準を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例の要部である駆動回路の具体
例を示す接続図、第２図は第１図の駆動回路のオープン
ループ周波数特性を示す図、第３図は第１図の駆動回路
を用いた位相同期回路の閉ループ周波数特性を示す図、
第４図は第１図の駆動回路において位相補償回路５６と
して各種の値を与えた場合のオープンループ周波数特性
を示す図、第５図は第１図の駆動回路を用いたこの発明
の位相同期回路で制御した発振器の周波数変動を示す図
、第６図はその周波数スペクトルを示す図、第７図はこ
の発明の位相同期回路においてループ利得の調整をして
ない場合と、した場合とにおける周波数変動を示す図、
第８図は位相補償回路を省略した状態における周波数ス
ペクトルを示す図、第９図はこの発明の実施例の要部で
ある駆動回路の他の例を示す接続図、第１０１Ｎはガン
発振器の位相同期回路の一般的構成を示すブロック図、
第１１図は従来の駆動回路を示す図、第１２図は従来の
駆動回路のオープンループ周波数特性を示す図、第１３
図は従来のガン発振器の位相同期回路の閉ループ周波数
特性を示す図、第、１４図は従来のガン発振器の位相同
期回路により制御された周波数変動を示す図である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）超高周波ダイオード発振器の出力を基準信号と位
   相比較し、その比較出力を駆動回路を通じて上記発振器
   へ供給してその発振周波数を帰還制御する超高周波ダイ
   オード発振器の位相同期回路において、 上記駆動回路はトランジスタよりなり入力信号のレベル
   をシフトするレベルシフト回路と、そのレベルシフトさ
   れた信号を電流増幅して上記発振器へ供給する電流増幅
   回路とよりなる、ことを特徴とする超高周波ダイオード
   発振器の位相同期回路。
2. （２）上記レベルシフト回路に高域周波数において利得
   を上げ、かつ位相を進ませる位相補償回路が接続されて
   いることを特徴とする請求項１記載の超高周波ダイオー
   ド発振器の位相同期回路。