JP2020101366A - 周波数変調回路、周波数変調連続波レーダおよび高速変調レーダ - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模の増大を抑制しつつ、発振周波数信号において高い変調直線性を得ることができる周波数変調回路を得ること。【解決手段】変調制御電圧に基づいて発振周波数信号を生成するＶＣＯ５と、ＶＣＯ５の発振周波数信号を周波数分周して出力するＤＩＶ１７と、ＤＩＶ１７から出力される分周信号をダウンコンバートするＭＩＸ１８と、ＭＩＸ１８から出力される中間周波数信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤＣ１６と、ＡＤＣ１６から出力される中間周波数信号を発振周波数信号の時間と周波数との関係を示す周波数データに変換し、周波数データを並べ替えて時間方向に圧縮するもしくは詰めるもしくはずらす補間処理を行い、補間処理後の周波数データを用いて変調補正処理を行って変調制御電圧のデータを更新する信号処理回路６と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、周波数変調を行うレーダの周波数変調回路、周波数変調連続波レーダおよび高速変調レーダに関する。

回路構成が比較的簡素であるＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ−Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅｓ）方式を採用する従来のＦＭ−ＣＷレーダは、周波数変調した送信信号と目標物から反射した受信信号とのビート信号の周波数を計測し、目標物との相対距離および相対速度を算出する。またＦＭ−ＣＷ方式を採用する従来のＦＭ−ＣＷレーダには電圧制御発振器であるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が設けられる。

ＶＣＯは変調制御電圧に従い周波数変調された発振周波数信号を出力するが、この発振周波数信号には高い変調直線性が要求される。ところがＶＣＯは、電圧で周波数を制御する半導体デバイスであるため、電圧に対して非線形な周波数特性を示す。またＶＣＯは、個体差のばらつきまたは温度特性により周波数特性が変動する。そのため、出荷検査工程においてＶＣＯの発振周波数信号を計測して変調直線性に対する調整作業が必須であり、量産時の検査時間削減の足枷となっている。

特許文献１に代表される従来のＦＭ−ＣＷレーダは、ＶＣＯの変調直線性を得るために、変調制御電圧用のＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）によりＶＣＯの発振周波数信号を補正し、または周波数変調回路上にＶＣＯの発振周波数信号を計測する機構を設けてフィードバック制御を行うことにより、出荷後の経年劣化によるＶＣＯの特性変動に対応している。

特開２００７−２９８３１７号公報

特許文献１に代表される従来のＦＭ−ＣＷレーダは、ＶＣＯの発振周波数信号を周波数分周器であるＤＩＶ（Ｄｉｖｉｄｅｒ）で周波数分周後、ローカル信号でダウンコンバートした中間周波数信号であるＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、アナログディジタル変換器であるＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）でアナログ信号からディジタル信号に変換する。その後、直交復調方式によりＩＦ信号の瞬時位相情報から瞬時周波数をマイクロコンピュータで計測する。以下ではマイクロコンピュータをマイコンと称する。

発振周波数信号において高精度な変調直線性を得るためには、発振周波数信号を高精度に計測する必要がある。発振周波数信号を高精度に計測する手法の１つに、ＡＤＣのサンプリングクロック周波数を高くする手法がある。しかしながら、ＡＤＣのサンプリングクロック周波数を高くするためには、ＡＤＣの高分解能化、高サンプリング化、高ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）化などの高性能化が必須となり、コスト増大、チップ面積増大、消費電力増大などの弊害が生じてしまう、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模の増大を抑制しつつ、発振周波数信号において高い変調直線性を得ることができる周波数変調回路を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の周波数変調回路は、変調制御電圧に基づいて発振周波数信号を生成する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートする周波数変換器と、周波数変換器から出力される中間周波数信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、アナログディジタル変換器から出力される中間周波数信号を発振周波数信号の時間と周波数との関係を示す周波数データに変換し、周波数データを並べ替えて時間方向に圧縮するもしくは詰めるもしくはずらす補間処理を行い、補間処理後の周波数データを用いて変調補正処理を行って変調制御電圧のデータを更新する信号処理回路と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、周波数変調回路は、回路規模の増大を抑制しつつ、発振周波数信号において高い変調直線性を得ることができる、という効果を奏する。

レーダが備える周波数変調回路の構成例を示す図 周波数変調回路のマイコンが変調制御電圧のデータを更新する処理を示すフローチャート ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）からの出力電圧である変調制御電圧と、算出された直交復調後の発振周波数信号の周波数データとの関係の第１の例を示す図 マイコンのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納される周波数データの例を示す図 マイコンのデータ補間部が行う補間処理の例を示す図 マイコンのデータ補間部が行う周波数データの並び替えによる補間処理の例を示す図 ＤＡＣからの出力電圧である変調制御電圧と、算出された直交復調後の発振周波数信号の周波数データとの関係の第２の例を示す図 周波数変調回路が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図 周波数変調回路が備える処理回路を専用のハードウェアで構成する場合の例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る周波数変調回路、周波数変調連続波レーダおよび高速変調レーダを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、本発明の実施の形態に係るレーダ１００が備える周波数変調回路１１０の構成例を示す図である。図１に示すレーダ１００は、例えば、周波数変調連続波レーダであるＦＭ−ＣＷレーダ、高速変調レーダなどである。本実施の形態では、具体的に、レーダ１００がＦＭ−ＣＷレーダの場合を例にして説明する。レーダ１００は、周波数変調回路１１０と、周波数変調回路１１０に接続される送信アンテナ１と、周波数変調回路１１０に接続される受信アンテナ１４とを備える。

周波数変調回路１１０は、送信アンテナ１および受信アンテナ１４に接続される高周波回路２と、変調制御電圧を生成して高周波回路２のＶＣＯ５に出力する信号処理回路６と、を備える。変調制御電圧は、例えば、送信周波数が低周波から高周波へ変化するＵｐチャープおよび送信周波数が高周波から低周波へ変化するＤｏｗｎチャープからなる三角波電圧信号である。また、周波数変調回路１１０は、ベースバンドアンプ回路１１と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２１と、制御回路１５と、周囲温度モニタ２２と、を備える。

高周波回路２は、信号処理回路６から送信される変調制御電圧に基づいて周波数変調された高周波信号である発振周波数信号を生成して出力するＶＣＯ５と、ＶＣＯ５から送信アンテナ１へ向けて出力される発振周波数信号の大部分を増幅器３に出力し、ＶＣＯ５から送信アンテナ１へ向けて出力される発振周波数信号の残りをローカル信号として周波数変換器であるＭＩＸ（Ｍｉｘｅｒ）１２に出力する電力分配器４と、を備える。

また、高周波回路２は、電力分配器４から出力される発振周波数信号を増幅して送信アンテナ１に出力する増幅器３と、受信アンテナ１４で受信された信号である受信信号を増幅する低雑音増幅器１３と、低雑音増幅器１３で増幅された受信信号と電力分配器４から出力されるローカル信号とをミキシングし、受信信号をローカル信号によってビート信号へダウンコンバートして出力するＭＩＸ１２と、を備える。ビート信号の周波数は、受信信号の周波数とローカル信号すなわち発振周波数信号の周波数との差分の周波数に相当する。

また、高周波回路２は、ＶＣＯ５から出力される発振周波数信号を周波数分周して周波数変換器であるＭＩＸ１８に出力するＤＩＶ１７と、ローカル信号を出力する基準周波数発生器１９と、ＤＩＶ１７から出力される分周信号と基準周波数発生器１９から出力されるローカル信号とをミキシングし、分周信号をローカル信号によってＩＦ信号へダウンコンバートして出力するＭＩＸ１８と、を備える。ＩＦ信号の周波数は、分周信号の周波数とローカル信号の周波数との差分の周波数に相当する。

高周波回路２の各要素はＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）で構成されている。

ＬＰＦ２１は、ＭＩＸ１８から出力されるＩＦ信号に含まれる不要波およびノイズを抑圧して出力する。ベースバンドアンプ回路１１は、ＭＩＸ１２から出力されるビート信号を増幅して出力する。

ＬＰＦ２１から出力されるＩＦ信号は、信号処理回路６のＡＤＣ１６に入力される。信号処理回路６は、ＩＦ信号を用いて、ＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータを更新する。

信号処理回路６は、主に送信処理および計測処理を行う主回路部であるマイコン１０と、マイコン１０から出力される変調制御電圧をディジタル信号からアナログ信号に変換して高周波回路２のＶＣＯ５に出力するディジタルアナログ変換器であるＤＡＣ７と、を備える。

また、信号処理回路６は、ＬＰＦ２１から出力されるＩＦ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換してマイコン１０に出力するＡＤＣ１６と、ベースバンドアンプ回路１１から出力されるビート信号をアナログ信号からディジタル信号に変換してマイコン１０に出力するＡＤＣ９と、ＡＤＣ１６およびＡＤＣ９に対して動作タイミングすなわちサンプリング周期を制御するためのクロックを出力する周波数発生部３５と、マイコン１０に対して動作タイミングを制御するためのクロックを出力する周波数発生部３１と、を備える。

マイコン１０は、ＶＣＯ５に出力する変調制御電圧のデータを格納するＬＵＴ２０と、不揮発性メモリ８と、ＡＤＣ９でディジタル信号に変換されたビート信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）３６と、ＡＤＣ１６でディジタル信号に変換されたＩＦ信号を復調する直交復調器３２と、直交復調器３２から出力される、発振周波数信号の時間と周波数との関係を示す周波数データを格納するＲＡＭ３３と、ＲＡＭ３３に格納されている周波数データを高時間分解能化する補間処理を行うデータ補間部３４と、を備える。マイコン１０には、マイコン１０の周囲温度を計測する周囲温度モニタ２２が接続される。

制御回路１５は、マイコン１０の制御に基づいて、高周波回路２内の各ＭＭＩＣに供給する各種の制御電圧を制御する。具体的には、高周波回路２内の各ＭＭＩＣは、製造ロットによってバラツキがあるため、ＭＭＩＣ毎に調整して決定された制御電圧値をマイコン１０の不揮発性メモリ８に格納しておく。実際の運用時、マイコン１０は、制御電圧値を不揮発性メモリ８から読み出し、制御回路１５を介して高周波回路２内の各ＭＭＩＣに制御電圧を供給する。

つづいて、レーダ１００の動作について説明する。ＶＣＯ５は、信号処理回路６から出力される変調制御電圧に基づいて、周波数が一定期間内に上昇する上昇変調信号と周波数が一定期間内に下降する下降変調信号とからなる高周波の発振周波数信号を生成して出力する。発振周波数信号は、ＦＭ−ＣＷ信号とも呼ばれる。ＶＣＯ５は、目標物への照射に利用される発振周波数信号を電力分配器４に出力する。電力分配器４は、ＶＣＯ５からの発振周波数信号の大部分を、増幅器３を介して送信アンテナ１に供給する。送信アンテナ１は、供給された発振周波数信号であるミリ波電波を目標物に向けて照射する。また、電力分配器４は、ＶＣＯ５からの発振周波数信号の残りをローカル信号としてＭＩＸ１２に供給する。

目標物でミリ波電波が反射されたことにより発生した反射波は受信アンテナ１４に捕捉され、受信信号としてＭＩＸ１２に入力される。ＭＩＸ１２は、受信アンテナ１４からの受信信号と電力分配器４からのローカル信号とをミキシングし、双方の信号の周波数差に相当する周波数のビート信号を出力する。ベースバンドアンプ回路１１は、ビート信号を適切なレベルに増幅し、ＡＤＣ９を介してマイコン１０に出力する。

マイコン１０は、ＦＦＴ３６通過後のビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離と目標物体との相対速度とを求める。マイコン１０は、目標物体までの相対距離情報と、目標物体との相対速度情報とを、例えば、レーダ１００を搭載する車両に設けられた図示しない車両制御部などに出力する。車両制御部は、レーダ１００を搭載する車両の動作を統括的に制御する機能を備え、取得したこれらの情報に基づきクラッタ除去、目標識別といった処理を行う。

ＤＩＶ１７は、ＶＣＯ５で生成された発振周波数信号の周波数を整数分の１の周波数に落とし、分周信号としてＭＩＸ１８に出力する。ＭＩＸ１８は、ＤＩＶ１７から出力される分周信号と基準周波数発生器１９から出力されるローカル信号とをミキシングし、ＩＦ信号を出力する。ＬＰＦ２１は、ＩＦ信号に含まれる不要波およびノイズを抑圧し、ＡＤＣ１６を介してマイコン１０に出力する。

マイコン１０は、ＡＤＣ１６を介してＬＰＦ２１から入力されたＩＦ信号を用いて、ＶＣＯ５の発振周波数信号の周波数の変調直線性を確保するために必要な変調制御電圧を算出し、算出した変調制御電圧でＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータを更新する。具体的には、マイコン１０において、直交復調器３２は、ＩＦ信号を周波数データに変換し、ＲＡＭ３３に格納する。データ補間部３４は、ＲＡＭ３３に格納されている周波数データに対して時間軸方向で補間処理を行い、周波数データの時間分解能を向上させる、すなわち周波数データを高時間分解能化する。周波数データに対する補間処理は、例えば、周波数データを並べ替えて時間方向に圧縮するもしくは詰めるもしくはずらす処理である。マイコン１０は、補間処理後の周波数データを用いて変調補正処理を行って、変調制御電圧を算出する。マイコン１０は、ＶＣＯ５に対して次周期に出力するためにＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータを、算出した変調制御電圧で更新する。マイコン１０は、ＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータに基づいて、変調制御電圧を出力する。ＤＡＣ７は、マイコン１０から出力された変調制御電圧をディジタル信号からアナログ信号に変換し、ＶＣＯ５に出力する。

マイコン１０が、ＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータを更新する処理について説明する。図２は、本実施の形態に係る周波数変調回路１１０のマイコン１０が変調制御電圧のデータを更新する処理を示すフローチャートである。

マイコン１０において、直交復調器３２は、ＡＤＣ１６を介してＬＰＦ２１から入力されたＩＦ信号を直交復調によって復調し、発振周波数信号の時間と周波数との関係を示す周波数データに変換する。まず、直交復調器３２は、ＭＩＸ２３，２４、周波数発生部２５および乗算部２６の処理によって、ＩＦ信号を直交復調する（ステップＳ１）。具体的には、直交復調器３２は、ＩＦ信号すなわちＡＤＣ１６でサンプリングされたディジタル信号のデータを直交復調して、式（１）で表されるＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ、同相）成分の信号Ｉ（ｎ）、および式（２）で表されるＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、直交）成分の信号Ｑ（ｎ）の２つの信号に分離する。

Ｉ（ｎ）＝ｘ（ｎ）・ｓｉｎ（ω・Δｔ・ｎ） …（１）
Ｑ（ｎ）＝ｘ（ｎ）・ｃｏｓ（ω・Δｔ・ｎ） …（２）

式（１）および式（２）において、ｎ＝１，２，…，ｋとし、ＡＤＣ１６でのｋはサンプル数とし、ΔｔはＡＤＣ１６のサンプリング間隔とし、ω＝２πｆ_ＬＯとし、ｆ_ＬＯは直交復調用の周波数であって周波数発生部２５の発振周波数とする。

直交復調器３２は、ＬＰＦ２７，２８の処理によって、直交復調により得られた２つの信号に対してフィルタ処理を行う（ステップＳ２）。具体的には、ＬＰＦ２８は、高調波などの不要波成分を除去するため、直交復調により得られた信号Ｉ（ｎ）に対してＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ処理を行う。ＬＰＦ２８は、直交復調の乗算処理時の和周波数成分（ｆ_ＩＦ＋ｆ_Ｌｏ）を抑圧して、差周波数成分（ｆ_ＩＦ−ｆ_Ｌｏ）を通過させる。通過後の信号Ｉ´（ｎ）は式（３）で表される。同様に、ＬＰＦ２７は、高調波などの不要波成分を除去するため、直交復調により得られた信号Ｑ（ｎ）に対してＦＩＲフィルタ処理を行う。ＬＰＦ２７は、直交復調の乗算処理時の和周波数成分（ｆ_ＩＦ＋ｆ_Ｌｏ）を抑圧して、差周波数成分（ｆ_ＩＦ−ｆ_Ｌｏ）を通過させる。通過後の信号Ｑ´（ｎ）は式（４）で表される。

直交復調器３２は、瞬時位相差演算部２９の処理によって、信号Ｉ´（ｎ）および信号Ｑ´（ｎ）を用いてＩＦ信号の瞬時位相差θ（ｎ）を算出する（ステップＳ３）。瞬時位相差θ（ｎ）は式（５）で表される。

直交復調器３２は、瞬時周波数演算部３０の処理によって、瞬時位相差演算部２９で算出された瞬時位相差θ（ｎ）を用いて、発振周波数ｆ″（ｎ）を算出する（ステップＳ４）。発振周波数ｆ″（ｎ）は式（６）で表される。

直交復調器３２は、以上の計算によって、ＶＣＯ５で生成される発振周波数信号を、時間と周波数との関係を示す周波数データに変換することができる。直交復調器３２は、得られた周波数データをＶＣＯ５の周波数帯、例えば、７６ＧＨｚ〜７７ＧＨｚ帯に変換する。具体的には、直交復調器３２は、式（７）を用いて周波数帯を変換する。

ｆ´（ｎ）＝｛ｆ″（ｎ）＋ｆ_ＸＯ｝・Ｎ …（７）

式（７）において、ｆ_ＸＯは基準周波数発生器１９の発振周波数とし、ＮはＤＩＶ１７の分周比とする。直交復調器３２は、変換後の周波数データをＲＡＭ３３に格納する。

図３は、本実施の形態に係るＤＡＣ７からの出力電圧である変調制御電圧と、算出された直交復調後の発振周波数信号の周波数データとの関係の第１の例を示す図である。図３（ａ）はＤＡＣ７から出力される変調制御電圧の電圧値と時間との関係を示しており、横軸が時間を示し、縦軸が電圧を示す。図３（ｂ）は直交復調後の発振周波数信号の周波数データと時間との関係を示しており、横軸が時間を示し、縦軸が周波数データの値を示す。図３において、ヒット番号ＨＩＴ１からヒット番号ＨＩＴ４で示される期間は、ＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔである。マイコン１０がＤＡＣ７を介して時間に対して直線的にＶＣＯ５を電圧制御すると、ＶＣＯ５は、非直線性の特性により曲線の特性を示す発振周波数信号を出力する。ＭＩＸ１８で発振周波数信号がＩＦ信号に変換され、ＡＤＣ１６でＩＦ信号がサンプリングされるため、直交復調器３２で算出された周波数データは、図３（ｂ）のように離散化したサンプリングデータとなってＲＡＭ３３に格納される。

図２のフローチャートの説明に戻る。マイコン１０において、データ補間部３４は、ＲＡＭ３３に格納されている周波数データを高時間分解能化する補間処理を行う（ステップＳ５）。補間処理を実施する前提条件は以下の式（８）に示す通りである。

Ｔ_ｈｉｔ≠ｉ×（１／ｆ_{ＣＬＫＡＤＣ}） …（８）

式（８）において、Ｔ_ｈｉｔは図３に示すようにＶＣＯ５の変調周期とし、ｉは整数とし、ｆ_{ＣＬＫＡＤＣ}はＡＤＣ１６のサンプリングクロック周波数とする。マイコン１０は、ＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔがＡＤＣ１６のクロック周期の整数倍にならないように、ＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータによって、ＤＡＣ７から出力される変調制御電圧を制御する。図４は、本実施の形態に係るマイコン１０のＲＡＭ３３に格納される周波数データの例を示す図である。各ヒット番号ＨＩＴ１，ＨＩＴ２，ＨＩＴ３，ＨＩＴ４で示される範囲が、図３に示すＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔとなる。式（８）で示される条件の場合、ＡＤＣ１６は、図４に示すようにＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔ毎に、各変調周期Ｔ_ｈｉｔの起点からサンプリングポイントをずらすことができる。

データ補間部３４は、ＲＡＭ３３に格納されている複数の変調周期Ｔ_ｈｉｔの周波数データを用いて、並び替えによる補間処理を施す。図５は、本実施の形態に係るマイコン１０のデータ補間部３４が行う補間処理の例を示す図である。図５（ａ）は補間処理前の状態を示し、図５（ｂ）は補間処理後の状態を示す。データ補間部３４は、複数の変調周期Ｔ_ｈｉｔの周波数データを用いた場合、各周波数データが各変調周期Ｔ_ｈｉｔの起点からずれていることから、各周波数データをまとめることで、図５（ａ）から図５（ｂ）に示すような補間処理を行うことができる。図５（ｂ）では、図５（ａ）と比較して各周波数データの間隔が小さくなっている。データ補間部３４は、各周波数データの間隔が小さい、すなわちＡＤＣ１６のサンプリング間隔が小さい周波数データを得ることができる。

図６は、本実施の形態に係るマイコン１０のデータ補間部３４が行う周波数データの並び替えによる補間処理の例を示す図である。図６（ａ）は補間処理前の状態を示し、図６（ｂ）は補間処理後の状態を示す。図６において、ＡＤＣサンプリングポイントは、図４のＡＤＣサンプリングポイントに相当する。ＲＡＭ３３周波数データは、データ補間部３４による並び替え前のＡＤＣサンプリングポイントとの対応を示す。ＲＡＭ３３周波数データは、ＲＡＭ３３に格納された周波数データの順番でもある。ＨＩＴ番号の１から４は、図４および図５のヒット番号ＨＩＴ１からヒット番号ＨＩＴ４に相当する。

データ補間部３４は、ヒット番号ＨＩＴ１で得られた最初の周波数データ、ヒット番号ＨＩＴ４で得られた最初の周波数データ、ヒット番号ＨＩＴ３で得られた最初の周波数データ、ヒット番号ＨＩＴ２で得られた最初の周波数データ、ヒット番号ＨＩＴ１で得られた２番目の周波数データ、ヒット番号ＨＩＴ４で得られた２番目の周波数データ、…、の順番でＲＡＭ３３に格納されている周波数データを並び替える補間処理を行う（図６（ａ）→図６（ｂ））。このように、データ補間部３４は、周波数データをＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔ単位に分け、ＶＣＯ５の変調周期Ｔ_ｈｉｔ単位においてＡＤＣ１６で異なるタイミングでサンプリングされた周波数データを並び替えることによって高時間分解能化する補間処理を行う。具体的には、データ補間部３４は、周波数データを、周波数の昇順もしくは降順に並び替える。これにより、データ補間部３４は、ＡＤＣ１６のサンプリングクロック周波数を変更することなく、周波数データの時間分解能を高分解能化することが可能となる。

なお、式（８）と異なり、Ｔ_ｈｉｔ＝ｉ×（１／ｆ_{ＣＬＫＡＤＣ}）の場合、ヒット番号毎の周波数データのＡＤＣサンプリングポイントは同じになる。そのため、データ補間部３４は、周波数データの並び替えを行っても、周波数データの時間分解能の高分解能化の効果を得ることはできない。

マイコン１０は、データ補間部３４による補間処理によって高時間分解能化された周波数データに基づいて、変調補正処理を行う（ステップＳ６）。具体的には、マイコン１０は、ＶＣＯ５の変調直線性を向上させるため、変調補正処理として、変調制御電圧にＶＣＯ５の非直線性の特性と逆特性を持たせる変調制御電圧を算出し、算出した変調制御電圧でＬＵＴ２０に格納されている変調制御電圧のデータを更新する。図７は、本実施の形態に係るＤＡＣ７からの出力電圧である変調制御電圧と、算出された直交復調後の発振周波数信号の周波数データとの関係の第２の例を示す図である。図７（ａ）はＤＡＣ７から出力される変調制御電圧の電圧値と時間との関係を示しており、横軸が時間を示し、縦軸が電圧を示す。図７（ｂ）は直交復調後の発振周波数信号の周波数データと時間との関係を示しており、横軸が時間を示し、縦軸が周波数データの値を示す。図３では、ＶＣＯ５の非直線性の特性によって周波数データが変調制御電圧に対して膨らんだ特性になっていた。そのため、マイコン１０は、変調補正処理として、図７（ａ）に示すように変調制御電圧を、図３（ａ）と比較して萎んだ特性にする。これにより、図７（ｂ）に示すように、ＶＣＯ５の非直線性の特性によって周波数データが変調制御電圧に対して膨らんだ特性になった場合に、高精度な変調直線性を持つ周波数データを得ることができる。

このように、マイコン１０は、補間処理によって、高時間分解能化された周波数データを得ることができ、ＶＣＯ５の周波数検出精度を向上して、変調補正精度を向上することができる。その結果として、マイコン１０は、レーダ１００の受信性能、すなわち、受信ビート信号のＳＮＲを向上することができる。また、マイコン１０は、ＲＡＭ３３およびデータ補間部３４の構成のみで補間処理を実現できるため、ハードウェアを高性能化することなく、周波数データの時間軸方向の高分解能化を行うことが可能となる。一般的には、周波数データの時間軸方向の高分解能化を実現するためには、ＡＤＣ１６用の周波数発生部３５のサンプリングクロック周波数を高くする必要がある。本実施の形態では、ＡＤＣ１６用の周波数発生部３５のサンプリングクロック周波数を高くする必要がなく、ＡＤＣ１６の回路規模が増大することによるコストの増加、ＡＤＣ１６のデジタルブロックの消費電力の増大等の懸念は生じない。

なお、周波数変調回路１１０において、マイコン１０は、周波数計測および変調補正処理を行う間はレーダ１００の動作を停止するため、増幅器３から送信アンテナ１への発振周波数信号の出力を停止する。

周波数変調回路１１０を、周波数変調を行うレーダの一例であるＦＭ−ＣＷレーダに設けた場合について説明したが、前述のように、周波数変調回路１１０を、高速変調レーダに設けてもよい。ＦＭ−ＣＷレーダおよび高速変調レーダは何れも周波数変調を行うレーダであるが、ＦＭ−ＣＷレーダは広義の周波数変調を行うレーダであり、高速変調レーダは狭義の周波数変調を行うレーダである。高速変調レーダでは、変調制御電圧として、前述の三角波電圧信号の他、例えば、Ｕｐチャープからなるのこぎり波電圧信号、Ｄｏｗｎチャープからなるのこぎり波電圧信号などが使用される。ＦＭ−ＣＷレーダと高速変調レーダとの相違点は、マイコン１０における演算処理の内容が異なる点である。以下では、ＦＭ−ＣＷレーダおよび高速変調レーダのそれぞれに設けられる信号処理回路６のマイコン１０における演算処理の内容を説明する。

ＦＭ−ＣＷレーダに設けられる周波数変調回路１１０のマイコン１０は、式（９）に示すアップ周波数ｆ_ＵＰと式（１０）に示すダウン周波数ｆ_ＤＮとの組み合せを選定後、連立方程式を解いて目標物体までの相対距離および相対速度を算出する。式（９）および式（１０）において、Ｃは光速を示し、Ｂは変調帯域幅を示し、Ｔは変調時間を示し、λは波長を示し、Ｒは相対距離を示し、ｖは相対速度を示す。

高速変調レーダに設けられる周波数変調回路１１０のマイコン１０は、式（１１）により相対距離Ｒを算出する。高速変調レーダでは、ＦＭ−ＣＷレーダと比較してチャープの速度が高いため、相対距離Ｒに比べて相対速度ｖの項目は無視できる。そのため、２ｖ／λは０と見なすことができる。そして、マイコン１０は、距離ビン毎のデータを収集後、ドップラ処理を行うことで相対速度ｖを算出する。

高速変調レーダでは、ＦＭ−ＣＷレーダと変調時間Ｔが異なる。高速変調レーダの変調時間Ｔとしては、ＦＭ−ＣＷレーダの変調時間Ｔの１／１００または１／１００以下の時間を例示できる。従って、ＦＭ−ＣＷレーダは、高速変調レーダに比べてＡＤＣ１６のサンプリング周波数を低下させることができ、これにより消費電力を低減することができる。高速変調レーダは、ＦＭ−ＣＷレーダに比べて変調速度が速く、図示しない前述の車両制御部におけるクラッタ除去、目標識別といった処理速度を高めることができる。

本実施の形態に係るＦＭ−ＣＷレーダは、周波数変調の直線性が高いため、目標物体までの相対距離および目標物体との相対速度をより高精度に求めることができる。また、本実施の形態に係る高速変調レーダは、周波数変調の直線性が高いため、目標物体までの相対距離および目標物体との相対速度をより高精度に求めることができる。さらに、本実施の形態に係る高速変調レーダは、ＦＭ−ＣＷレーダに比べて、より高い識別性を有し、目標物体までの真の距離を求めることができる。

つづいて、周波数変調回路１１０のハードウェア構成について説明する。周波数変調回路１１０において、周囲温度モニタ２２は計測器である。周波数変調回路１１０において、他の構成要素は処理回路により実現される。処理回路は、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサおよびメモリであってもよいし、専用のハードウェアであってもよい。

図８は、本実施の形態に係る周波数変調回路１１０が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図である。処理回路がプロセッサ９１およびメモリ９２で構成される場合、周波数変調回路１１０の処理回路の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ９２に格納される。処理回路では、メモリ９２に記憶されたプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより、各機能を実現する。すなわち、処理回路は、周波数変調回路１１０の各構成要素の処理が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ９２を備える。また、これらのプログラムは、周波数変調回路１１０の各構成要素の手順および方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。

ここで、プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などであってもよい。また、メモリ９２には、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）などが該当する。

図９は、本実施の形態に係る周波数変調回路１１０が備える処理回路を専用のハードウェアで構成する場合の例を示す図である。処理回路が専用のハードウェアで構成される場合、図９に示す処理回路９３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。周波数変調回路１１０の各構成要素の各機能を機能別に処理回路９３で実現してもよいし、各機能をまとめて処理回路９３で実現してもよい。

なお、周波数変調回路１１０の各構成要素の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。このように、処理回路は、専用のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、レーダ１００において、周波数変調回路１１０は、レーダ１００による目標検知を実行すなわち目標物体までの距離と目標物体との相対速度とを求めるための前処理として、ＶＣＯ５の変調直線性を補正するため、周波数計測および変調補正処理を行う。具体的には、周波数変調回路１１０は、ＶＣＯ５から出力される発振周波数信号をＤＩＶ１７、ＭＩＸ１８および基準周波数発生器１９によりＩＦ信号に変換する。信号処理回路６では、ＡＤＣ１６でディジタルデータ化されたＩＦ信号を、直交復調器３２が周波数データに変換してＲＡＭ３３に格納する。そして、データ補間部３４が、周波数データを時間軸方向に対して補間処理することにより、周波数データの時間分解能を向上させることとした。周波数変調回路１１０は、ＡＤＣ１６を高性能化することなく、ＲＡＭ３３およびデータ補間部３４によって、時間周波数データの時間方向の高分解能化が可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 送信アンテナ、２ 高周波回路、３ 増幅器、４ 電力分配器、５ ＶＣＯ、６ 信号処理回路、７ ＤＡＣ、８ 不揮発性メモリ、９，１６ ＡＤＣ、１０ マイコン、１１ ベースバンドアンプ回路、１２，１８，２３，２４ ＭＩＸ、１３ 低雑音増幅器、１４ 受信アンテナ、１５ 制御回路、１７ ＤＩＶ、１９ 基準周波数発生器、２０ ＬＵＴ、２１，２７，２８ ＬＰＦ、２２ 周囲温度モニタ、２５，３１，３５ 周波数発生部、２６ 乗算部、２９ 瞬時位相差演算部、３０ 瞬時周波数演算部、３２ 直交復調器、１００ レーダ、１１０ 周波数変調回路。

Claims (7)

1. 変調制御電圧に基づいて発振周波数信号を生成する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
   前記周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートする周波数変換器と、
   前記周波数変換器から出力される中間周波数信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
   前記アナログディジタル変換器から出力される中間周波数信号を前記発振周波数信号の時間と周波数との関係を示す周波数データに変換し、前記周波数データを並べ替えて時間方向に圧縮するもしくは詰めるもしくはずらす補間処理を行い、補間処理後の周波数データを用いて変調補正処理を行って前記変調制御電圧のデータを更新する信号処理回路と、
   を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
2. 前記信号処理回路は、前記電圧制御発振器の変調周期が、前記アナログディジタル変換器のクロック周期の整数倍にならないように、前記変調制御電圧のデータを制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の周波数変調回路。
3. 前記信号処理回路は、前記周波数データを前記電圧制御発振器の変調周期単位に分け、前記電圧制御発振器の変調周期単位において前記アナログディジタル変換器で異なるタイミングでサンプリングされた周波数データを、周波数の昇順もしくは降順に並び替える補間処理を行う、
   ことを特徴とする請求項２に記載の周波数変調回路。
4. 前記信号処理回路は、前記周波数データを格納する記憶部を備える、
   ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記載の周波数変調回路。
5. 前記信号処理回路は、前記アナログディジタル変換器から出力される中間周波数信号を直交復調によって復調し、復調して得られた２つの信号を用いて瞬時位相差を算出し、前記瞬時位相差を用いて発振周波数を算出し、前記発振周波数を前記発振周波数信号の周波数帯に変換して前記周波数データを得る、
   ことを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の周波数変調回路。
6. 請求項１から請求項５の何れか１項に記載の周波数変調回路を備えたことを特徴とする周波数変調連続波レーダ。
7. 請求項１から請求項５の何れか１項に記載の周波数変調回路を備えたことを特徴とする高速変調レーダ。

Images