WO2017175427A1 - 周波数変調回路、ｆｍ－ｃｗレーダおよび高速変調レーダ - Google Patents

周波数変調回路、ｆｍ－ｃｗレーダおよび高速変調レーダ Download PDF

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龍也 上村
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Definitions

  • the present invention relates to a radar frequency modulation circuit that performs frequency modulation, an FM-CW radar, and a high-speed modulation radar.
  • a conventional FM-CW radar that employs an FM-CW (Frequency Modulated-Continuous Waves) system with a relatively simple circuit configuration uses the frequency of a beat signal between a frequency-modulated transmission signal and a reception signal reflected from a target. Measure and calculate the relative distance and relative speed with the target.
  • a conventional FM-CW radar that employs the FM-CW system is provided with a voltage controlled oscillator (VCO) that is a voltage-controlled oscillator.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the VCO outputs an oscillation frequency signal that is frequency-modulated according to the modulation control voltage, and this oscillation frequency signal requires high modulation linearity.
  • the VCO is a semiconductor device whose frequency is controlled by voltage, it exhibits nonlinear frequency characteristics with respect to voltage. Further, the frequency characteristics of the VCO fluctuate due to variations in individual differences or temperature characteristics. For this reason, it is essential to adjust the modulation linearity by measuring the oscillation frequency signal of the VCO in the shipping inspection process, which is an obstacle to reducing the inspection time during mass production.
  • the conventional FM-CW radar represented by Patent Document 1 corrects the oscillation frequency signal of the VCO with a modulation control voltage LUT (Look Up Table), or a frequency modulation circuit.
  • a modulation control voltage LUT Look Up Table
  • the characteristics of the VCO due to deterioration over time after shipment can be dealt with.
  • the conventional FM-CW radar represented by Patent Document 1 is an IF signal that is an intermediate frequency signal obtained by frequency-dividing the oscillation frequency signal of the VCO with a frequency divider DIV (Divider) and then down-converting the local signal.
  • the (Intermediate Frequency) signal is converted into a digital signal by an analog-to-digital converter (ADC) that is an analog-to-digital converter.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the instantaneous frequency is measured by the microcomputer from the instantaneous phase information of the IF signal by the orthogonal demodulation method.
  • the microcomputer is referred to as a microcomputer.
  • the oscillation frequency of the VCO is calculated from the frequency of the local signal and the frequency division number, the time-frequency data measured by the orthogonal demodulation method is poor in measurement accuracy, and high frequency modulation linearity is obtained even by feedback control. There was a problem that I could not.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a frequency modulation circuit capable of obtaining high frequency modulation linearity.
  • a frequency modulation circuit of the present invention includes a digital-analog converter that outputs modulation control time voltage data, and a modulation control time voltage data output from the digital analog converter.
  • the frequency divider that divides and outputs the oscillation frequency signal of the voltage controlled oscillator, and the frequency conversion that down-converts the divided signal output from the frequency divider Converter, a single-phase differential converter that converts a single-phase intermediate frequency signal output from the frequency converter into a differential signal, and a differential signal that is output from the single-phase differential converter.
  • Frequency is measured based on the analog-digital converter that converts the signal into a digital signal and the differential signal of each analog-digital converter. And updates the modulation control time voltage data based on the frequency, characterized in that a signal processing circuit for correcting the time error of the oscillation frequency signal of the voltage controlled oscillator.
  • the figure which shows the frequency modulation circuit of FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention The flowchart which shows the modulation correction operation in the microcomputer shown in FIG. Timing chart for explaining the modulation correction operation in the microcomputer shown in FIG.
  • the figure which shows the structure which measures a frequency from phase information by an orthogonal demodulation system using the IF signal input into the signal processing circuit shown in FIG. The figure for demonstrating the time calculation method in the signal processing circuit shown in FIG.
  • the figure which shows the comparative example with respect to FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention The figure which shows the 1st modification of the FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention
  • the figure which shows the 2nd modification of the FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention The figure which shows the 3rd modification of the FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention
  • the figure which shows the 4th modification of the FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention The figure which shows the 5th modification of the FM-CW radar which concerns on embodiment of this invention
  • the figure which shows the high-speed modulation radar which concerns on embodiment of this invention The figure showing the frequency specification in FM-CW radar concerning an embodiment of the invention
  • FIG. 1 is a diagram showing a frequency modulation circuit of an FM-CW radar according to an embodiment of the present invention.
  • the FM-CW radar 100-1 shown in FIG. 1 includes a frequency modulation circuit 110-1, a transmission antenna 1 connected to the frequency modulation circuit 110-1, and a reception antenna 14 connected to the frequency modulation circuit 110-1. Is provided.
  • the frequency modulation circuit 110-1 generates a triangular wave voltage signal that is a modulation control voltage based on the modulation signal output from the high frequency circuit 2 connected to the transmission antenna 1 and the reception antenna 14 and the high frequency circuit 2 to generate the high frequency circuit 2 And a signal processing circuit 6 for outputting to the VCO 5.
  • the frequency modulation circuit 110-1 includes a single-phase differential converter 18, a baseband amplifier circuit 11, an LPF (Low Pass Filter) 24, an LPF 25, a control circuit 15, and an ambient temperature monitor 23.
  • the high frequency circuit 2 generates an oscillation frequency signal, which is a modulation signal frequency-modulated by the modulation control voltage transmitted from the signal processing circuit 6, and outputs most of the output of the VCO 5 to the amplifier 3, and the remaining output Is provided as a local signal to a MIX (Mixer) 12 that is a frequency converter.
  • the high frequency circuit 2 amplifies the output of the power distributor 4 and outputs the amplified signal to the transmission antenna 1, the low noise amplifier 13 that amplifies the reception signal received by the reception antenna 14, and the amplification by the low noise amplifier 13.
  • the MIX 12 is provided by down-converting the converted signal into an IF signal using a local signal.
  • the high frequency circuit 2 also divides and outputs the frequency signal of the oscillation frequency signal of the VCO 5, a reference frequency generator 21 that outputs a local signal, a frequency-divided signal output from the DIV 19, and an output from the reference frequency generator 21. And a MIX 20 that mixes with the local signal and down-converts the frequency-divided signal into an IF signal using the local signal.
  • the frequency of the IF signal corresponds to the difference frequency between the frequency of the divided signal and the frequency of the local signal.
  • Each element of the high-frequency circuit 2 is configured by MMIC (Microwave Monolithic IC).
  • the single-phase differential converter 18 converts a single-phase IF signal output from the MIX 20, that is, a single-ended signal, into a differential signal and outputs the differential signal.
  • the LPF 25 suppresses and outputs unnecessary waves and noise of the positive-phase differential signal output from the single-phase differential converter 18.
  • the LPF 24 suppresses unnecessary waves and noise of the negative-phase differential signal output from the single-phase differential converter 18 and outputs the result.
  • the baseband amplifier circuit 11 amplifies the output signal of the MIX 12 and outputs it as a received signal.
  • the output signal of the LPF 24 is input to the ADC 16 in the signal processing circuit 6, and the output signal of the LPF 25 is input to the ADC 17 in the signal processing circuit 6, and is used for updating the triangular wave voltage signal data in the LUT 22.
  • the signal processing circuit 6 includes a microcomputer 10 that is a main circuit unit that mainly performs transmission processing and measurement processing, and a digital analog that converts a triangular wave voltage signal transmitted from the microcomputer 10 into an analog signal and outputs the analog signal to the VCO 5 of the high-frequency circuit 2. It includes a DAC (Digital to Analog Converter) 7 that is a converter.
  • DAC Digital to Analog Converter
  • the signal processing circuit 6 also converts an ADC 16 that converts the output signal of the LPF 24 into a digital signal, an ADC 17 that converts the output signal of the LPF 25 into a digital signal, and a received signal output from the baseband amplifier circuit 11 into a digital signal.
  • ADC 9 for outputting to the microcomputer 10 is provided.
  • the microcomputer 10 includes a LUT 22 that stores data for a triangular wave voltage signal applied to the VCO 5 and a nonvolatile memory 8.
  • An ambient temperature monitor 23 that measures the ambient temperature of the microcomputer 10 is connected to the microcomputer 10.
  • the control circuit 15 controls various control voltages supplied to each MMIC in the high-frequency circuit 2 by the microcomputer 10. Specifically, since each MMIC in the high-frequency circuit 2 varies depending on the manufacturing lot, the control voltage value adjusted and determined for each MMIC is stored in the nonvolatile memory in the microcomputer 10 for actual operation. The microcomputer 10 sometimes reads the control voltage value from the nonvolatile memory 8 and supplies it to each MMIC in the high-frequency circuit 2 via the control circuit 15.
  • the VCO 5 is an FM-CW which is a high-frequency oscillation frequency signal composed of an ascending modulation signal whose frequency rises within a certain period and a descending modulation signal whose frequency falls within a certain period by a triangular wave voltage signal output from the signal processing circuit 6. Generate a signal.
  • the FM-CW signal is input to the power distributor 4, most of which is supplied to the transmission antenna 1, and millimeter wave radio waves are emitted from the transmission antenna 1 toward the target.
  • the remaining FM-CW signals are supplied to the MIX 12 as local signals.
  • the reflected wave reflected by the target is captured by the receiving antenna 14 and input to the MIX 12 as a received signal.
  • the MIX 12 mixes the received signal from the receiving antenna 14 and the local signal from the power distributor 4 and outputs a beat signal having a frequency corresponding to the frequency difference between the two signals. This beat signal is amplified to an appropriate level by the baseband amplifier circuit 11 and input to the microcomputer 10 via the ADC 9.
  • the microcomputer 10 obtains the distance to the target object and the relative speed from the frequency in the rising modulation period and the frequency in the falling modulation period in the input beat signal, and calculates the relative distance information to the target object and the target object.
  • a signal processing unit 10-1 for outputting relative speed information is provided.
  • the information output from the signal processing unit 10-1 is transmitted to the vehicle control unit 200 provided in the vehicle on which the FM-CW radar 100-1 is mounted.
  • the vehicle control unit 200 has a function of comprehensively controlling the operation of the vehicle on which the FM-CW radar 100-1 is mounted.
  • the vehicle control unit 200 performs processes such as clutter removal and target identification based on these pieces of information.
  • the FM-CW signal of VCO 5 is dropped to a frequency of 1 / integer by DIV 19 and input to MIX 20.
  • MIX 20 the frequency-divided signal output from DIV 19 and the local signal output from reference frequency generator 21 are mixed and an IF signal is output.
  • the IF signal is converted into a differential signal by the single-phase differential converter 18, and the differential signal is input to the microcomputer 10 via the ADC 16 and ADC 17 after unnecessary waves and noise are removed by the LPF 24 and LPF 25.
  • the microcomputer 10 measures the frequency from the phase information of the IF signal by the quadrature demodulation method, performs correction processing using the measurement result, and obtains a voltage table necessary for ensuring the modulation linearity of the frequency of the oscillation frequency signal. Calculate and update the control voltage LUT 22. As a result, the data for the triangular wave voltage signal output in the next cycle with respect to the VCO 5 is updated. The updated triangular wave voltage signal data is converted by the DAC 7 into an analog signal which is modulation control time voltage data and input to the VCO 5.
  • the initial value of the modulation control data is stored in the microcomputer 10 as a predetermined default chirp data, and a measure is taken such that it is not output until the LUT 22 is updated after the frequency is measured.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the modulation correction operation in the microcomputer shown in FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart for explaining the modulation correction operation in the microcomputer shown in FIG.
  • the waveform of the modulation control voltage is shown on the upper side of FIG. 3.
  • a modulation frequency characteristic is shown on the lower side of FIG.
  • Reference numerals (1) to (8) shown in FIG. 3 correspond to the numbers S1 to S8 shown in FIG.
  • the VCO 5 When the microcomputer 10 outputs the modulation control voltage of the default chirp, the VCO 5 outputs a modulation signal of the default chirp corresponding to this modulation control voltage (S1), and the microcomputer 10 measures the frequency of the first VCO frequency division signal. (S2).
  • the voltage-frequency data for the default chirp data is approximated by an nth-order polynomial (n is an integer of 2 or more), for example, a cubic function, and a voltage table necessary for ensuring linearity is calculated from the result. In this calculation, modulation correction is performed by inverse function correction (S3).
  • the VCO 5 When the microcomputer 10 outputs the modulation control voltage after the inverse function correction, the VCO 5 outputs a modulation signal corresponding to the modulation control voltage (S4), and the microcomputer 10 measures the frequency of the VCO frequency division signal for the second and subsequent times. (S5).
  • the microcomputer 10 approximates the time-frequency data by n-order polynomial approximation, for example, cubic function approximation, calculates the time error with respect to the ideal frequency line at the second and subsequent updates of the LUT 22, and corrects each time data. This calculation is modulation correction by time error correction (S6).
  • the VCO 5 By outputting the modulation control voltage after the time error correction, the VCO 5 outputs a modulation signal corresponding to this modulation control voltage (S7), and the modulation correction is completed (S8).
  • the modulation frequency is corrected to the waveform shown in (8) of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration for measuring the frequency from the phase information by the orthogonal demodulation method using the IF signal inputted to the signal processing circuit shown in FIG.
  • the ADC 16 and the ADC 17 correspond to the ADC 16 and the ADC 17 shown in FIG. 1, and after the IF signal is digitized, the microcomputer 10 calculates V ′ by performing differential arithmetic processing.
  • the microcomputer 10 includes an LPF 10-2, a MIX 10-3, a frequency generation unit 10-4, a MIX 10-5, an LPF 10-6, an LPF 10-7, an instantaneous phase difference calculation unit 10-8, an instantaneous frequency calculation unit 10-9, and a multiplication Part 10-10.
  • Quadrature demodulation processing is performed by the MIX 10-3, the frequency generator 10-4, the MIX 10-5, and the multiplier 10-10.
  • the data sampled by the ADC 16 is separated into two signals of an I (In-phase) component and a Q (Quadrature) component by quadrature detection.
  • the digital IF signal harmonics and unwanted wave components are suppressed.
  • the quadrature detection by the multiplier 10-10 separates the IF signal into two signals, an I (In-phase) signal and a Q (Quadrature) signal, and then the second-stage LPFs 10-6 and 10-7
  • the sum frequency component (f IF + f Lo ) at the time of multiplication processing is suppressed, and only the difference frequency component (f IF ⁇ f Lo ) is passed.
  • ⁇ Tan ⁇ 1 (Q / I) of the IF signal is calculated from the I signal and the Q signal by the instantaneous phase difference calculation unit 10-8
  • the instantaneous frequency of the IF signal is calculated by the instantaneous frequency calculation unit 10-9.
  • f ⁇ / ⁇ t is measured.
  • ⁇ t is a time step.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a time calculation method in the signal processing circuit shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an ideal frequency curve calculation method in the signal processing circuit shown in FIG. 5 and 6, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents frequency.
  • Time-frequency data f DETECT1 (t) is approximated by an nth order polynomial in the relationship between time and frequency. Equation (1) below shows frequency measurement data f DETECT1, A (t) after polynomial approximation. Further, when the following formula (1) is expanded to the i-th discrete data, the following formula (2) is obtained. a n , a n ⁇ 1 ,... a 0 (n is a natural number) are coefficients, and ⁇ t is a time step.
  • Time error ⁇ t (t) is calculated from the following equation (3). Further, when the following equation (3) is expanded to the i-th discrete data, ⁇ t (i) as the following equation (4) is obtained.
  • ⁇ ′ (t) is a modulation gradient, and is calculated by differentiating f DETECT1, A once.
  • the following equation (5) shows the modulation gradient ⁇ ′ (t). Further, when the above equation (4) is expanded to the i-th discrete data, ⁇ ′ (i) as in the following equation (6) is obtained.
  • F IDEAL (t) in the above equation (3) is an ideal frequency curve, as shown in the following equation (7).
  • equation (8) is obtained.
  • ⁇ is a modulation slope theoretical value.
  • f IDEAL at point A (T1 + T / 2) shown in FIG. 6 is obtained by the following equation (9).
  • the relationship of the following equation (10) is established under the condition that f DETECT1, A and f IDEAL are equal at the point A (T1 + T / 2).
  • ⁇ shown in the following equation (11) is calculated from the following equation (10).
  • the microcomputer 10 calculates an arbitrary i-th time error ⁇ t (i) from the above equations (2), (8), and (11), and uses the calculated time error ⁇ t (i).
  • ⁇ t (i) i-th time error from the above equations (2), (8), and (11)
  • FIG. 7 is a diagram showing a comparative example for the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • the FM-CW radar 100 shown in FIG. 7 differs from the FM-CW radar 100-1 of the embodiment in the following points.
  • (1) In the frequency modulation circuit 110 of the FM-CW radar 100, a single-phase IF signal output from the MIX 20 is input to the LPF 26.
  • (2) The output signal of the LPF 26 is input to the ADC 16 in the signal processing circuit 6 and converted into a digital signal.
  • the instantaneous frequency is measured from the instantaneous phase information of the IF signal by the quadrature demodulation method using the signal converted into the digital signal by the ADC 16.
  • the oscillation frequency of the VCO 5 is calculated from the frequency of the local signal source and the frequency division number.
  • the time-frequency data measured by this orthogonal demodulation method has poor measurement accuracy and cannot be feedback-controlled to obtain high frequency modulation linearity.
  • the signal processing circuit 6 performs differential arithmetic processing on the IF signal by the differential arithmetic processing program of the microcomputer 10 by the orthogonal demodulation method
  • the frequency is measured from the phase information obtained by the program execution process, and the n-th order polynomial (n is an integer of 2 or more) for the time-frequency data of the IF signal output by the modulation control voltage of the chirp after the inverse function correction Approximation is performed, and modulation correction is performed to correct the time error.
  • Frequency measurement method By converting the IF signal of the divided output of the VCO into a differential output and performing a differential calculation process with the differential calculation processing program of the microcomputer 10, a DC offset, even harmonics included in the signal, and Common mode noise can be suppressed, and measurement errors during frequency measurement in the orthogonal demodulation method can be improved.
  • the differential ADC is used for the ADC 16 shown in FIG. 7, not only the component cost increases but also the area occupied by the modules constituting the differential ADC increases.
  • the FM-CW radar 100- 1 can use ADCs 16 and 17 corresponding to only a single end, and the frequency of components can be measured with high accuracy while suppressing the component cost. Further, by performing this highly accurate frequency measurement, the modulation correction accuracy is improved.
  • the modulation linearity is improved, and the distance to the target object and the relative speed can be obtained with higher accuracy.
  • the modulation band of the VCO 5 is wide, and even after down-converting to an IF signal, especially in the low band of the modulation band, the second harmonic component is applied to the modulation band and is difficult to suppress by the LPF 26 configured by hardware.
  • the differential calculation process it is possible to suppress the second harmonic component in the low band of the modulation band.
  • the microcomputer 10 measures the instantaneous frequency f of the IF signal based on the single-phase IF signal output from the MIX 20.
  • the instantaneous frequency f of the IF signal is a frequency measured by the above-described instantaneous frequency calculation unit 10-9.
  • the microcomputer 10 performs the modulation correction described with reference to FIGS. 2 and 3 on the frequency-time waveform of the frequency in the rising modulation period of the IF signal and the frequency in the falling modulation period of the IF signal.
  • the FM-CW radar 100-1 transmits the FM-CW signal generated based on the LUT 22 after the modulation correction, receives the reflected wave from the target object, and then receives the received beat signal down-converted by the MIX 12 by the ADC 9.
  • the received beat signal converted into the digital signal is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) processing and signal processing, and the distance to the target object and the relative speed are calculated.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the modulation correction accuracy is improved, the modulation linearity becomes a favorable characteristic, and the calculation accuracy of the distance to the target object and the relative speed by the FM-CW radar 100-1 is improved.
  • the measurement error at the time of frequency measurement can be absorbed by approximating with an nth order polynomial as in (1) above. Absorption of measurement errors enables highly accurate modulation correction.
  • the frequency measurement error that occurs instantaneously can be absorbed by the n-th order polynomial approximation.
  • the VCO 5 has a certain error in frequency measurement due to temperature drift due to the physical properties of the semiconductor. Therefore, if the intercept ⁇ in the above equation (7) and equation (8) of the ideal frequency curve is fixed at a theoretical value such as the slope ⁇ , the correction amount becomes excessive, and accurate modulation correction may not be performed. Therefore, in the present embodiment, by using the above equation (11), it is possible to prevent the correction amount from becoming excessive, and it is possible to perform stable modulation correction.
  • FIG. 8 is a diagram showing a first modification of the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • the reference frequency generator 21 and the MIX 20 shown in FIG. 1 are omitted.
  • the frequency modulation circuit 110-2 includes a DIV 19 that frequency-divides and outputs the oscillation frequency signal of the VCO 5, and a single-phase differential converter 18 that converts the frequency-divided signal output from the DIV 19 into a differential signal and outputs the differential signal. .
  • One of the differential signals is input to the LPF 24, and the other differential signal is input to the LPF 25.
  • the microcomputer 10 of the signal processing circuit 6 shown in FIG. 8 measures the frequency from the phase information of the differential signal by the orthogonal demodulation method, and the nth order polynomial (for the differential signal output by the modulation control voltage of the default chirp. n is an approximation of 2 or more), and modulation correction is performed to correct the time error of the differential signal.
  • the reference frequency generator 21 and the MIX 20 shown in FIG. 1 are unnecessary, the configuration of the frequency modulation circuit 110-2 is simplified, the manufacturing cost can be reduced, and the reliability is improved. .
  • FIG. 9 is a diagram showing a second modification of the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • the single-phase differential converter 18 shown in FIG. 1 is omitted.
  • the frequency modulation circuit 110-3 includes a DIV 19 and a MIX 20 that down-converts the frequency-divided signal output from the DIV 19, converts a single-phase IF signal into a differential signal, and outputs the differential signal.
  • One of the differential signals is input to the LPF 24, and the other differential signal is input to the LPF 25.
  • the microcomputer 10 of the signal processing circuit 6 shown in FIG. 9 measures the frequency from the phase information of the IF signal by the quadrature demodulation method, and the nth-order polynomial (n is Approximation of an integer of 2 or more) and modulation correction for correcting the time error of the IF signal is performed.
  • the single-phase differential converter 18 shown in FIG. 1 is unnecessary, the configuration of the frequency modulation circuit 110-3 is simplified, the manufacturing cost can be reduced, and the reliability is improved.
  • FIG. 10 is a diagram showing a third modification of the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • the MIX 20 and the reference frequency generator 21 shown in FIG. 1 are omitted.
  • the frequency modulation circuit 110-4 includes a Balun (Balanced unbalanced) 27, which is a balanced / unbalanced converter, instead of the single-phase differential converter 18 shown in FIG.
  • the Balun 27 converts the single-end frequency-divided signal output from the DIV 19 into a differential type differential signal and outputs it.
  • One of the differential signals is input to the LPF 24, and the other differential signal is input to the LPF 25.
  • the microcomputer 10 of the signal processing circuit 6 shown in FIG. 10 measures the frequency from the phase information of the differential signal by the orthogonal demodulation method, and the nth order polynomial (for the differential signal output by the modulation control voltage of the default chirp. n is an approximation of 2 or more), and modulation correction is performed to correct the time error of the differential signal.
  • the reference frequency generator 21 and the MIX 20 shown in FIG. 1 are unnecessary, the configuration of the frequency modulation circuit 110-2 is simplified, the manufacturing cost can be reduced, and the reliability is improved. .
  • FIG. 11 is a diagram showing a fourth modification of the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • the MIX 20, the reference frequency generator 21, and the single-phase differential converter 18 shown in FIG. 1 are omitted.
  • the DIV 19 of the frequency modulation circuit 110-5 frequency-divides the oscillation frequency signal of the VCO 5, converts the divided signal into a differential signal, and outputs it.
  • One of the differential signals is input to the LPF 24, and the other differential signal is input to the LPF 25.
  • the microcomputer 10 of the signal processing circuit 6 shown in FIG. 11 measures the frequency from the phase information of the differential signal by the orthogonal demodulation method, and the nth order polynomial (for the differential signal output by the modulation control voltage of the default chirp. n is an integer of 2 or more) to correct the time error of the differential signal.
  • the MIX 20, the reference frequency generator 21, and the single-phase differential converter 18 shown in FIG. 1 are unnecessary, the configuration of the frequency modulation circuit 110-5 is simplified, and the manufacturing cost is reduced. And reliability is improved.
  • FIG. 12 is a diagram showing a fifth modification of the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • a frequency modulation circuit 110-6 of the FM-CW radar 100-6 shown in FIG. 12 includes a Balun 27 instead of the single-phase differential converter 18 shown in FIG.
  • Balun 27 converts the single-phase IF signal output from MIX 20 into a differential signal and outputs the differential signal.
  • One of the differential signals is input to the LPF 24, and the other differential signal is input to the LPF 25.
  • the microcomputer 10 of the signal processing circuit 6 shown in FIG. 12 measures the frequency from the phase information of the IF signal by the orthogonal demodulation method, and the nth order polynomial (n Is an integer of 2 or more), and modulation correction is performed to correct the time error of the IF signal.
  • the frequency modulation circuit 110-6 similarly to the frequency modulation circuit 110-1 in FIG. 1, it is not necessary to use a differential ADC, and an increase in the occupied area can be suppressed.
  • the frequency modulation circuit according to the present embodiment is provided in the FM-CW radar, which is an example of a radar that performs frequency modulation, has been described.
  • the frequency modulation circuit according to the present embodiment is applied to a high-speed modulation radar. It may be provided. Both the FM-CW radar and the high-speed modulation radar are radars that perform frequency modulation, but the FM-CW radar is a radar that performs frequency modulation in a broad sense, and the high-speed modulation radar is a radar that performs frequency modulation in a narrow sense.
  • FIG. 13 is a diagram showing a high-speed modulation radar according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing frequency specification in the FM-CW radar according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing frequency identification in the high-speed modulation radar according to the embodiment of the present invention.
  • the difference between the FM-CW radar 100-1 shown in FIG. 1 and the high-speed modulation radar 100-7 shown in FIG. 13 is that the contents of the arithmetic processing in the signal processing unit 10-1 are different.
  • the high-speed modulation radar 100-7 shown in FIG. 13 includes the frequency modulation circuit 110-1 shown in FIG. 1, but any one of the frequency modulation circuits 110-2 to 110-6 is used instead of the frequency modulation circuit 110-1. By providing any one of these frequency modulation circuits 110-2 to 110-6, the same effects as those of the FM-CW radars 100-2 to 100-6 can be obtained.
  • the contents of the arithmetic processing in the signal processing unit 10-1 provided in each of the FM-CW radars 100-1 to 100-6 and the high-speed modulation radar 100-7 will be described.
  • the vertical axis represents frequency
  • the horizontal axis represents time.
  • the signal processing unit 10-1 of the frequency modulation circuit provided in the FM-CW radars 100-1 to 100-6 is a combination of the up frequency f UP and the down frequency f DN shown in the following equations (12) and (13).
  • the simultaneous equations are solved to calculate the relative distance and relative speed to the target object.
  • C represents a high speed
  • B represents a modulation bandwidth
  • T represents a modulation time
  • ⁇ represents a wavelength
  • R represents a relative distance
  • v represents a relative velocity.
  • the vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time.
  • the signal processing unit 10-1 of the frequency modulation circuit provided in the high-speed modulation radar 100-7 calculates the relative distance R according to the following (14). Since the high-speed modulation radar 100-7 has a higher chirp speed than the FM-CW radars 100-1 to 100-6, the relative speed v item can be ignored compared to the relative distance R. Therefore, 2v / ⁇ can be regarded as 0. Then, after collecting data for each distance bin, the signal processing unit 10-1 calculates the relative velocity v by performing Doppler processing.
  • the high-speed modulation radar 100-7 has a modulation time T different from that of the FM-CW radars 100-1 to 100-6, and the modulation time T of the high-speed modulation radar 100-7 is from the FM-CW radar 100-1. Examples of the time are 1/100 or 1/100 or less of the modulation time T of 100-6. Therefore, the FM-CW radars 100-1 to 100-6 can lower the sampling frequency in the ADCs 16 and 17 compared with the high-speed modulation radar 100-7, thereby reducing power consumption.
  • the high-speed modulation radar 100-7 has a higher modulation speed than the FM-CW radars 100-1 to 100-6, and can increase the processing speed such as clutter removal and target identification in the vehicle control unit 200.
  • the FM-CW radars 100-1 to 100-6 according to this embodiment have high frequency modulation linearity, the relative distance and relative speed to the target object can be obtained with higher accuracy. Further, since the high-speed modulation radar 100-7 according to this embodiment has high frequency modulation linearity, the relative distance and relative speed to the target object can be obtained with higher accuracy. Furthermore, the high-speed modulation radar 100-7 according to this embodiment has higher discrimination than the FM-CW radars 100-1 to 100-6, and can determine the true distance to the target object. .
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

周波数変調回路１１０－１は、ＶＣＯ５と、ＤＩＶ１９と、ＭＩＸ２０と、単相差動変換器１８と、信号処理回路６とを備える。信号処理回路６は、直交復調方式により中間周波数信号をマイコンのプログラムで差動演算処理後に、位相情報から周波数を計測し、逆関数補正後チャープの変調制御電圧により出力されたＩＦ信号の時間―周波数データに対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、時間誤差を補正する変調補正を行う。

Description

周波数変調回路、ＦＭ－ＣＷレーダおよび高速変調レーダ
　本発明は、周波数変調を行うレーダの周波数変調回路、ＦＭ－ＣＷレーダおよび高速変調レーダに関する。
　回路構成が比較的簡素であるＦＭ－ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ－Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅｓ）方式を採用する従来のＦＭ－ＣＷレーダは、周波数変調した送信信号と目標物から反射した受信信号とのビート信号の周波数を計測し、目標物との相対距離および相対速度を算出する。またＦＭ－ＣＷ方式を採用する従来のＦＭ－ＣＷレーダには電圧制御発振器であるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が設けられる。
　ＶＣＯは変調制御電圧に従い周波数変調された発振周波数信号を出力するが、この発振周波数信号には高い変調直線性が要求される。ところがＶＣＯは、電圧で周波数を制御する半導体デバイスであるため、電圧に対して非線形な周波数特性を示す。またＶＣＯは、個体差のばらつきまたは温度特性により周波数特性が変動する。そのため、出荷検査工程においてＶＣＯの発振周波数信号を計測して変調直線性に対する調整作業が必須であり、量産時の検査時間削減の足枷となっている。
　特許文献１に代表される従来のＦＭ－ＣＷレーダは、ＶＣＯの変調直線性を得るために、変調制御電圧用のＬＵＴ（Ｌｏｏｋ　Ｕｐ　Ｔａｂｌｅ）によりＶＣＯの発振周波数信号を補正し、または周波数変調回路上にＶＣＯの発振周波数信号を計測する機構を設けてフィードバック制御を行うことにより、出荷後の経年劣化によるＶＣＯの特性変動に対応している。
特開２００７－２９８３１７号公報
　特許文献１に代表される従来のＦＭ－ＣＷレーダは、ＶＣＯの発振周波数信号を周波数分周器であるＤＩＶ（Ｄｉｖｉｄｅｒ）で周波数分周後、ローカル信号でダウンコンバートした中間周波数の信号であるＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、アナログディジタル変換器であるＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）でディジタル信号に変換する。その後、直交復調方式によりＩＦ信号の瞬時位相情報から瞬時周波数をマイクロコンピュータで計測する。以下ではマイクロコンピュータをマイコンと称する。
　ＶＣＯの発振周波数はローカル信号の周波数と分周数から算出されるが、直交復調方式で計測された時間－周波数データは、計測精度として乏しく、フィードバック制御しても高い周波数変調の直線性を得ることができないという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高い周波数変調の直線性を得ることができる周波数変調回路を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の周波数変調回路は、変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートする周波数変換器と、周波数変換器から出力される単相の中間周波数信号を差動信号に変換して出力する単相差動変換器と、単相差動変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて変調制御時間電圧データを更新し、電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路とを備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、高い周波数変調の直線性を得ることができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの周波数変調回路を示す図 図１に示すマイコンにおける変調補正動作を示すフローチャート 図２に示すマイコンにおける変調補正動作を説明するためのタイミングチャート 図１に示す信号処理回路に入力されるＩＦ信号を用いて直交復調方式により位相情報から周波数を計測する構成を示す図 図１に示す信号処理回路における時間算出方法を説明するための図 図１に示す信号処理回路における理想周波数曲線算出方法を説明するための図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダに対する比較例を示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第１の変形例を示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第２の変形例を示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第３の変形例を示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第４の変形例を示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第５の変形例を示す図 本発明の実施の形態に係る高速変調レーダを示す図 本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダにおける周波数特定を表す図 本発明の実施の形態に係る高速変調レーダにおける周波数特定を表す図
　以下に、周波数変調回路、ＦＭ－ＣＷレーダおよび高速変調レーダを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの周波数変調回路を示す図である。図１に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－１は、周波数変調回路１１０－１と、周波数変調回路１１０－１に接続される送信アンテナ１と、周波数変調回路１１０－１に接続される受信アンテナ１４とを備える。
　周波数変調回路１１０－１は、送信アンテナ１および受信アンテナ１４に接続される高周波回路２と、高周波回路２から出力される変調信号に基づく変調制御電圧である三角波電圧信号を生成して高周波回路２のＶＣＯ５へ出力する信号処理回路６とを備える。また周波数変調回路１１０－１は、単相差動変換器１８、ベースバンドアンプ回路１１、ＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）２４、ＬＰＦ２５、制御回路１５および周囲温度モニタ２３を備える。
　高周波回路２は、信号処理回路６から送信される変調制御電圧により周波数変調された変調信号である発振周波数信号を発生するＶＣＯ５と、ＶＣＯ５の出力の大部分を増幅器３に出力し、残りの出力をローカル信号として周波数変換器であるＭＩＸ（Ｍｉｘｅｒ）１２に出力する電力分配器４とを備える。
　また高周波回路２は、電力分配器４の出力を増幅して送信アンテナ１へ出力する増幅器３と、受信アンテナ１４で受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器１３と、低雑音増幅器１３で増幅された信号をローカル信号によってＩＦ信号へダウンコンバートしてＭＩＸ１２とを備える。
　また高周波回路２は、ＶＣＯ５の発振周波数信号を周波数分周して出力するＤＩＶ１９と、ローカル信号を出力する基準周波数発生器２１と、ＤＩＶ１９から出力される分周信号と基準周波数発生器２１から出力されるローカル信号とをミキシングし、分周信号をローカル信号によってＩＦ信号へダウンコンバートして出力するＭＩＸ２０とを備える。ＩＦ信号の周波数は、分周信号の周波数とローカル信号の周波数との差分の周波数に相当する。
　高周波回路２の各要素はＭＭＩＣ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　ＩＣ）で構成されている。
　単相差動変換器１８は、ＭＩＸ２０から出力される単相のＩＦ信号、すなわちシングルエンド信号を差動信号に変換して出力する。ＬＰＦ２５は、単相差動変換器１８から出力される正相側差動信号の不要波およびノイズを抑圧して出力する。ＬＰＦ２４は、単相差動変換器１８から出力される逆相側差動信号の不要波およびノイズを抑圧して出力する。ベースバンドアンプ回路１１は、ＭＩＸ１２の出力信号を増幅し、受信信号として出力する。
　ＬＰＦ２４の出力信号は信号処理回路６内のＡＤＣ１６に入力され、ＬＰＦ２５の出力信号は信号処理回路６内のＡＤＣ１７に入力され、ＬＵＴ２２内の三角波電圧信号用データの更新に利用される。
　信号処理回路６は、主に送信処理および計測処理を行う主回路部であるマイコン１０と、マイコン１０から送信される三角波電圧信号をアナログ信号に変換して高周波回路２のＶＣＯ５に出力するディジタルアナログ変換器であるＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７とを備える。
　また信号処理回路６は、ＬＰＦ２４の出力信号をディジタル信号に変換するＡＤＣ１６と、ＬＰＦ２５の出力信号をディジタル信号に変換するＡＤＣ１７と、ベースバンドアンプ回路１１から出力された受信信号をディジタル信号に変換しマイコン１０に出力するＡＤＣ９とを備える。
　マイコン１０は、ＶＣＯ５に与える三角波電圧信号用のデータを格納するＬＵＴ２２と、不揮発性メモリ８とを備える。マイコン１０には、マイコン１０の周囲温度を計測する周囲温度モニタ２３が接続される。
　制御回路１５は、マイコン１０により、高周波回路２内の各ＭＭＩＣに供給する各種の制御電圧を制御する。具体的には、高周波回路２内の各ＭＭＩＣは、製造ロットによってバラツキがあるため、ＭＭＩＣ毎に調整して決定した制御電圧値をマイコン１０内の不揮発性メモリに格納しておき、実際の運用時にマイコン１０は、制御電圧値を不揮発性メモリ８から読み出し、制御回路１５を介して高周波回路２内の各ＭＭＩＣに供給する。
　以下、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１の動作を説明する。
　ＶＣＯ５は、信号処理回路６から出力される三角波電圧信号により、周波数が一定期間内に上昇する上昇変調信号と一定期間内に下降する下降変調信号とからなる高周波の発振周波数信号であるＦＭ－ＣＷ信号を発生する。
　このＦＭ－ＣＷ信号は電力分配器４に入力され、その大部分が送信アンテナ１に供給され、送信アンテナ１からミリ波電波が目標物に向けて照射される。また残りのＦＭ－ＣＷ信号はローカル信号としてＭＩＸ１２に供給される。
　目標物で反射した反射波は受信アンテナ１４に捕捉され、受信信号としてＭＩＸ１２に入力される。ＭＩＸ１２は、受信アンテナ１４からの受信信号と電力分配器４からのローカル信号とをミキシングし、双方の信号の周波数差に相当する周波数のビート信号を出力する。このビート信号は、ベースバンドアンプ回路１１で適切なレベルに増幅され、ＡＤＣ９を介してマイコン１０に入力される。
　マイコン１０は、入力したビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離と相対速度とを求め、目標物体までの相対距離情報と、目標物体との相対速度情報とを出力する信号処理部１０－１を備える。なお信号処理部１０－１から出力されたこれらの情報は、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１を搭載する車両内に設けられた車両制御部２００に送信される。車両制御部２００はＦＭ－ＣＷレーダ１００－１を搭載する車両の動作を統括的に制御する機能を備え、車両制御部２００ではこれらの情報に基づきクラッタ除去、目標識別といった処理を行う。
　一方、ＶＣＯ５のＦＭ－ＣＷ信号はＤＩＶ１９により整数分の１の周波数に落とされ、ＭＩＸ２０に入力される。
　ＭＩＸ２０では、ＤＩＶ１９から出力される分周信号と基準周波数発生器２１から出力されるローカル信号とがミキシングされ、ＩＦ信号が出力される。
　ＩＦ信号は単相差動変換器１８により差動信号に変換し、差動信号はＬＰＦ２４およびＬＰＦ２５により不要波およびノイズが除かれた後、ＡＤＣ１６およびＡＤＣ１７を介してマイコン１０に入力される。
　マイコン１０は、直交復調方式により、ＩＦ信号の位相情報から周波数を計測し、計測結果を利用して補正処理を行い、発振周波数信号の周波数の変調直線性を確保するために必要な電圧テーブルを計算し、制御電圧用のＬＵＴ２２を更新する。これにより、ＶＣＯ５に対して次周期に出力される三角波電圧信号用のデータが更新される。更新された三角波電圧信号用のデータはＤＡＣ７により、変調制御時間電圧データであるアナログ信号に変換されてＶＣＯ５に入力される。
　なお変調制御データの初期値は、予め決められたデフォルトチャープデータをマイコン１０に格納しておき、周波数が計測されてからＬＵＴ２２が更新されるまでは出力しないといった処置を施しておく。
　次にＶＣＯ５の変調直線性を得るための補正処理に関して説明する。
　図２は図１に示すマイコンにおける変調補正動作を示すフローチャートである。図３は図２に示すマイコンにおける変調補正動作を説明するためのタイミングチャートである。図３の上側には変調制御電圧の波形が示される。図３の下側には変調周波数特性が示される。図３に示される（１）から（８）までの符号は図２に示すＳ１からＳ８の番号に対応する。
　マイコン１０がデフォルトチャープの変調制御電圧を出力することによりＶＣＯ５はこの変調制御電圧に対応したデフォルトチャープの変調信号を出力し（Ｓ１）、マイコン１０は１回目のＶＣＯ分周信号の周波数を計測する（Ｓ２）。ＬＵＴ２２の更新時は、デフォルトチャープデータに対する電圧－周波数データをｎ次多項式近似（ｎは２以上の整数）、例えば３次関数近似し、その結果からリニアリティ確保に必要な電圧テーブルを計算する。この計算は逆関数補正により変調補正する（Ｓ３）。
　マイコン１０が逆関数補正後の変調制御電圧を出力することによりＶＣＯ５はこの変調制御電圧に対応した変調信号を出力し（Ｓ４）、マイコン１０は２回目以降のＶＣＯ分周信号の周波数を計測する（Ｓ５）。マイコン１０は、時間－周波数データをｎ次多項式近似、例えば３次関数近似し、２回目以降のＬＵＴ２２の更新時は理想周波数直線に対する時間誤差を算出し、各時間データの補正を行う。この計算は時間誤差補正により変調補正する（Ｓ６)。時間誤差補正後の変調制御電圧を出力することによりＶＣＯ５はこの変調制御電圧に対応した変調信号を出力し（Ｓ７）、変調補正が完了する（Ｓ８）。Ｓ１からＳ８の動作により変調周波数は図３の（８）に示す波形に補正される。
　図２のＳ５からＳ８における誤差時間の算出方法に関して詳しく説明する。図４は図１に示す信号処理回路に入力されるＩＦ信号を用いて直交復調方式により位相情報から周波数を計測する構成を示す図である。ＡＤＣ１６およびＡＤＣ１７は、図１に示されるＡＤＣ１６およびＡＤＣ１７に相当し、ＩＦ信号がディジタル化された後、マイコン１０は差動演算処理をすることでＶ’を算出する。マイコン１０は、ＬＰＦ１０－２、ＭＩＸ１０－３、周波数発生部１０－４、ＭＩＸ１０－５、ＬＰＦ１０－６、ＬＰＦ１０－７、瞬時位相差演算部１０－８、瞬時周波数演算部１０－９、および乗算部１０－１０を備える。ＭＩＸ１０－３、周波数発生部１０－４、ＭＩＸ１０－５および乗算部１０－１０により直交復調処理が行われる。具体的には、ＡＤＣ１６にてサンプリングしたデータを、直交検波によりＩ（Ｉｎ－ｐｈａｓｅ、同相）成分およびＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、直交）成分という２つの信号に分離する。１段目のＬＰＦ１０－２では、ディジタル化したＩＦ信号の高調波および不要波成分の抑圧処理が行われる。乗算部１０－１０が直交検波することにより、ＩＦ信号をＩ（Ｉｎ－ｐｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号との２つの信号に分離した後、２段目のＬＰＦ１０－６，１０－７が乗算処理時の和周波数成分（ｆＩＦ＋ｆＬｏ）を抑圧して、差周波数成分（ｆＩＦ－ｆＬｏ）のみを通過させる。瞬時位相差演算部１０－８によってＩ信号およびＱ信号からＩＦ信号の瞬時位相差Δθ＝Ｔａｎ－１（Ｑ／Ｉ）が算出された後、瞬時周波数演算部１０－９によってＩＦ信号の瞬時周波数ｆ＝Δθ／Δｔが計測される。Δｔは時間ステップである。
　図５は図１に示す信号処理回路における時間算出方法を説明するための図である。図６は図１に示す信号処理回路における理想周波数曲線算出方法を説明するための図である。図５および図６のそれぞれの横軸は時間であり縦軸は周波数である。
　（１）周波数計測
　図４に示すように単相差動変換器１８から出力される逆相側差動信号Ｖ＋がＡＤＣ１６に入力され、正相側差動信号Ｖ－がＡＤＣ１７に入力され、それぞれがディジタル化される。その後マイコン１０のプログラムで差分演算処理をしてから、直交復調方式により、位相情報からＩＦ信号の周波数を計測する。なおＳ２においても同様の周波数計測が行われる。Ｓ５で計測した時間－周波数データをｆＤＥＴＥＣＴ１（ｔ）とする。
　ｆＤＥＴＥＣＴ１（ｔ）から理想周波数に対する時間誤差の算出方法は以下に説明する。
　（２）時間誤差算出
　時間－周波数データｆＤＥＴＥＣＴ１（ｔ）を、時間と周波数の関係においてｎ次多項式近似する。下記（１）式に多項式近似後の周波数計測データｆＤＥＴＥＣＴ１，Ａ（ｔ）を示す。また下記（１）式をｉ番目の離散的なデータに拡張した場合、下記（２）式のようになる。ａｎ，ａｎ－１，・・・ａ０（ｎは自然数）は係数であり、Δｔは時間ステップである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　時間誤差∂ｔ（ｔ）は下記（３）式から算出する。また下記（３）式をｉ番目の離散的なデータに拡張した場合は下記（４）式のような∂ｔ（ｉ）になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記（３）式のα’（ｔ）は変調傾きであり、ｆＤＥＴＥＣＴ１，Ａを１回微分することで算出する。下記（５）式に変調傾きα’（ｔ）を示す。また上記（４）式をｉ番目の離散的なデータに拡張した場合、下記（６）式のようなα’（ｉ）になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記（３）式のｆＩＤＥＡＬ（ｔ）は理想周波数曲線であり、下記（７）式に示す通りである。また下記（７）式をｉ番目の離散的なデータに拡張した場合、下記（８）式のようになる。下記（７）式および下記（８）式のαは変調傾き理論値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記（７）式および上記（８）式のβの算出方法を以下に示す。周波数計測結果、ｆＤＥＴＥＣＴ１，Ａの変調中心点Ｔ１＋Ｔ／２からｔ＝０にｆＩＤＥＡＬ（ｔ）を戻すことによりβを算出する。具体的には、図６に示すＡ点（Ｔ１＋Ｔ／２）におけるｆＩＤＥＡＬが下記（９）式により求められる。またＡ点（Ｔ１＋Ｔ／２）においてｆＤＥＴＥＣＴ１，ＡとｆＩＤＥＡＬが等しくなる条件より、下記（１０）式の関係が成り立つ。下記（１０）式より、下記（１１）式に示すβが算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　マイコン１０は、上記（２）式、上記（８）式および上記（１１）式より任意のｉ番目の時間誤差∂ｔ（ｉ）を算出し、算出した時間誤差∂ｔ（ｉ）を使用して、逆関数補正後のＬＵＴ２２を追加補正することで図３の（７）に示すように高い変調直線性を得る。
　図７は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダに対する比較例を示す図である。図７に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００は実施の形態のＦＭ－ＣＷレーダ１００－１と比較して以下の点が異なる。
　（１）ＦＭ－ＣＷレーダ１００の周波数変調回路１１０では、ＭＩＸ２０から出力される単相のＩＦ信号がＬＰＦ２６に入力されること。
　（２）ＬＰＦ２６の出力信号は信号処理回路６内のＡＤＣ１６に入力されディジタル信号に変換されること。
　図７に示すマイコン１０では、ＡＤＣ１６でディジタル信号に変換された信号を用いて直交復調方式によりＩＦ信号の瞬時位相情報から瞬時周波数を計測する。そしてＶＣＯ５の発振周波数はローカル信号源の周波数と分周数から算出する。この直交復調方式で計測した時間－周波数データは、計測精度として乏しく、フィードバック制御して、高い周波数変調の直線性を得ることができない。
　本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダ１００－１は、信号処理回路６が直交復調方式により、ＩＦ信号をマイコン１０の差動演算処理プログラムで差動演算処理をした後、マイコン１０のプログラム実行処理により得られた位相情報から周波数を計測し、逆関数補正後チャープの変調制御電圧により出力されたＩＦ信号の時間－周波数データに対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、時間誤差を補正する変調補正を行う。これにより以下のような効果を得ることができる。
　（１）周波数計測方法
　ＶＣＯの分周出力のＩＦ信号を差動出力化して、マイコン１０の差動演算処理プログラムで差動演算処理をすることで信号に含まれるＤＣオフセット、偶数次高調波およびコモンモードノイズを抑圧することができ、直交復調方式における周波数計測時の計測誤差を向上することができる。また図７に示すＡＤＣ１６に差動ＡＤＣを使用した場合、部品コストが増加するだけでなく差動ＡＤＣを構成するモジュールの占有面積が増加するが、本実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダ１００－１ではシングルエンドのみに対応したＡＤＣ１６，１７を用いることができ、部品コストを抑えて、高精度な周波数計測が可能である。また、この高精度な周波数計測を行うことにより、変調補正精度が向上する。その結果、変調直線性が向上して、目標物体までの距離と相対速度とをより高精度に求めることができる。またＶＣＯ５の変調帯域は広く、ＩＦ信号にダウンコンバートした後も、変調帯域の低域においては、特に２次高調波成分が変調帯域にかかり、ハードウェアで構成されるＬＰＦ２６で抑圧することは難しいが、差動演算処理をすることで、変調帯域の低域における２次高調波成分も抑圧することができる。
　マイコン１０では、ＭＩＸ２０から出力される単相のＩＦ信号に基づき、ＩＦ信号の瞬時周波数ｆが計測される。ＩＦ信号の瞬時周波数ｆは前述した瞬時周波数演算部１０－９によって計測された周波数である。マイコン１０は、ＩＦ信号の上昇変調期間での周波数およびＩＦ信号の下降変調期間での周波数の周波数－時間波形について、図２および図３で説明した変調補正を行う。ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１は、変調補正後のＬＵＴ２２に基づいて生成したＦＭ－ＣＷ信号を送信し、目標物体からの反射波を受信した後、ＭＩＸ１２でダウンコンバートした受信ビート信号は、ＡＤＣ９でディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された受信ビート信号は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理および信号処理され、目標物体までの距離と相対速度が算出される。ＶＣＯ５の高精度な周波数計測の結果、変調補正精度は向上し、変調直線性は良好な特性となり、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１による目標物体までの距離と相対速度の算出精度は向上する。
　（２）時間誤差算出方法
　直交復調方式による周波数計測時には、ＩＦ信号に含まれる雑音、ＤＣオフセットおよび高調波成分により、周波数計測時の計測誤差が発生する。そのため、計測誤差を含んだ時間－周波数データを元に時間誤差を算出して時間誤差補正をすると、高精度な変調補正により高い変調直線性を得ることは難しい。本実施の形態によれば上記（１）のようにｎ次多項式で近似することにより周波数計測時の計測誤差を吸収することできる。計測誤差の吸収により、高精度な変調補正が可能となる。また一般的なＦＭ－ＣＷレーダのモジュールでは、外乱である振動、騒音および電磁ノイズの発生により、瞬時的に周波数の計測誤差が生じることを予想できるが、当該周波数の計測誤差を吸収することはできない。本実施の形態によればｎ次多項式近似により、瞬時的に発生する周波数の計測誤差を吸収できる。
　一方、ＶＣＯ５は半導体の物性により温度ドリフトで周波数計測にある一定の誤差が生じる。従って理想周波数曲線の上記（７）式および上記（８）式における切片βを傾きαのように理論値で固定すると補正量が過剰になり、正確な変調補正ができない場合がある。そこで本実施の形態では上記（１１）式を用いることで、補正量が過剰になることを防ぐことができ、安定的な変調補正が可能となる。
　図８は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第１の変形例を示す図である。図８に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－２の周波数変調回路１１０－２では、図１に示す基準周波数発生器２１およびＭＩＸ２０が省かれている。
　周波数変調回路１１０－２は、ＶＣＯ５の発振周波数信号を周波数分周して出力するＤＩＶ１９と、ＤＩＶ１９から出力される分周信号を差動信号に変換して出力する単相差動変換器１８を備える。差動信号の一方はＬＰＦ２４に入力され、差動信号の他方はＬＰＦ２５に入力される。
　また図８に示す信号処理回路６のマイコン１０は、直交復調方式により差動信号の位相情報から周波数を計測し、デフォルトチャープの変調制御電圧により出力された差動信号に対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、差動信号の時間誤差を補正する変調補正を行う。
　周波数変調回路１１０－２によれば、図１に示す基準周波数発生器２１およびＭＩＸ２０が不要であり、周波数変調回路１１０－２の構成が簡素化され、製造コストを低減でき、信頼性が向上する。
　図９は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第２の変形例を示す図である。図９に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－３の周波数変調回路１１０－３では、図１に示す単相差動変換器１８が省かれている。
　周波数変調回路１１０－３は、ＤＩＶ１９と、ＤＩＶ１９から出力される分周信号をダウンコンバートし、単相のＩＦ信号を差動信号に変換して出力するＭＩＸ２０とを備える。差動信号の一方はＬＰＦ２４に入力され、差動信号の他方はＬＰＦ２５に入力される。
　また図９に示す信号処理回路６のマイコン１０は、直交復調方式によりＩＦ信号の位相情報から周波数を計測し、デフォルトチャープの変調制御電圧により出力されたＩＦ信号に対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、ＩＦ信号の時間誤差を補正する変調補正を行う。
　周波数変調回路１１０－３によれば、図１に示す単相差動変換器１８が不要であり、周波数変調回路１１０－３の構成が簡素化され、製造コストを低減でき、信頼性が向上する。
　図１０は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第３の変形例を示す図である。図１０に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－４の周波数変調回路１１０－４では、図１に示すＭＩＸ２０および基準周波数発生器２１が省かれている。
　また周波数変調回路１１０－４は、図１に示す単相差動変換器１８の代わりに平衡不平衡変換器であるＢａｌｕｎ（Ｂａｌａｎｃｅｄ　ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ）２７を備える。Ｂａｌｕｎ２７は、ＤＩＶ１９から出力されるシングルエンドの分周信号を差動型の差動信号に変換して出力する。差動信号の一方はＬＰＦ２４に入力され、差動信号の他方はＬＰＦ２５に入力される。
　また図１０に示す信号処理回路６のマイコン１０は、直交復調方式により差動信号の位相情報から周波数を計測し、デフォルトチャープの変調制御電圧により出力された差動信号に対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、差動信号の時間誤差を補正する変調補正を行う。
　周波数変調回路１１０－４によれば、図１に示す基準周波数発生器２１およびＭＩＸ２０が不要であり、周波数変調回路１１０－２の構成が簡素化され、製造コストを低減でき、信頼性が向上する。
　図１１は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第４の変形例を示す図である。図１１に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－５の周波数変調回路１１０－５では、図１に示すＭＩＸ２０、基準周波数発生器２１および単相差動変換器１８が省かれている。
　周波数変調回路１１０－５のＤＩＶ１９は、ＶＣＯ５の発振周波数信号を周波数分周し、分周信号を差動信号に変換して出力する。差動信号の一方はＬＰＦ２４に入力され、差動信号の他方はＬＰＦ２５に入力される。
　また図１１に示す信号処理回路６のマイコン１０は、直交復調方式により差動信号の位相情報から周波数を計測し、デフォルトチャープの変調制御電圧により出力された差動信号に対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、差動信号の時間誤差を補正する。
　周波数変調回路１１０－５によれば、図１に示すＭＩＸ２０、基準周波数発生器２１および単相差動変換器１８が不要であり、周波数変調回路１１０－５の構成が簡素化され、製造コストを低減でき、信頼性が向上する。
　図１２は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダの第５の変形例を示す図である。図１２に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－６の周波数変調回路１１０－６は、図１に示す単相差動変換器１８の代わりにＢａｌｕｎ２７を備える。
　Ｂａｌｕｎ２７は、ＭＩＸ２０から出力される単相のＩＦ信号を差動信号に変換して出力する。差動信号の一方はＬＰＦ２４に入力され、差動信号の他方はＬＰＦ２５に入力される。
　また図１２に示す信号処理回路６のマイコン１０は、直交復調方式によりＩＦ信号の位相情報から周波数を計測し、デフォルトチャープの変調制御電圧により出力された差動信号に対してｎ次多項式（ｎは２以上の整数）の近似を行い、ＩＦ信号の時間誤差を補正する変調補正を行う。
　周波数変調回路１１０－６によれば、図１の周波数変調回路１１０－１と同様に差動ＡＤＣを使用する必要がなく占有面積の増加を抑制できる。
　ここまでは本実施の形態に係る周波数変調回路を、周波数変調を行うレーダの一例であるＦＭ－ＣＷレーダに設けた例を説明したが、本実施の形態に係る周波数変調回路は高速変調レーダに設けてもよい。ＦＭ－ＣＷレーダおよび高速変調レーダは何れも周波数変調を行うレーダであるが、ＦＭ－ＣＷレーダは広義の周波数変調を行うレーダであり、高速変調レーダは狭義の周波数変調を行うレーダである。図１３は本発明の実施の形態に係る高速変調レーダを示す図である。図１４は本発明の実施の形態に係るＦＭ－ＣＷレーダにおける周波数特定を表す図である。図１５は本発明の実施の形態に係る高速変調レーダにおける周波数特定を表す図である。
　図１に示すＦＭ－ＣＷレーダ１００－１と図１３に示す高速変調レーダ１００－７との相違点は、信号処理部１０－１における演算処理の内容が異なる点である。図１３に示す高速変調レーダ１００－７は、図１に示す周波数変調回路１１０－１を備えるが、周波数変調回路１１０－１の代わりに、周波数変調回路１１０－２から１１０－６の何れか１つを備えるものでもよく、これらの周波数変調回路１１０－２から１１０－６の何れか１つを備えることにより、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－２から１００－６と同様の効果を得ることができる。以下ではＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６および高速変調レーダ１００－７のそれぞれに設けられる信号処理部１０－１における演算処理の内容を説明する。
　図１４の縦軸は周波数を表し、横軸は時間を表す。ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６に設けられる周波数変調回路の信号処理部１０－１は、下記（１２）式および（１３）式に示すアップ周波数ｆＵＰとダウン周波数ｆＤＮとの組合せを選定後、連立方程式を解いて目標物体までの相対距離および相対速度を算出する。なお下記（１２）式および（１３）式のＣは高速、Ｂは変調帯域幅、Ｔは変調時間、λは波長、Ｒは相対距離、ｖは相対速度を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　図１５の縦軸は周波数を表し、横軸は時間を表す。高速変調レーダ１００－７に設けられる周波数変調回路の信号処理部１０－１は、下記（１４）により相対距離Ｒを算出する。高速変調レーダ１００－７ではＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６に比べてチャープの速度が高いため、相対距離Ｒに比べて相対速度ｖの項目は無視できる。そのため２ｖ／λは０と見なすことができる。そして信号処理部１０－１は、距離ビン毎のデータを収集後、ドップラ処理を行うことで相対速度ｖを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　高速変調レーダ１００－７は、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６に比べて、変調時間Ｔが異なり、高速変調レーダ１００－７の変調時間Ｔとしては、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６の変調時間Ｔの１／１００または１／１００以下の時間を例示できる。従って、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６は、高速変調レーダ１００－７に比べてＡＤＣ１６，１７におけるサンプリング周波数を低下させることができ、これにより消費電力を低減することができる。高速変調レーダ１００－７は、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６に比べて変調速度が速く、車両制御部２００におけるクラッタ除去、目標識別といった処理速度を高めることができる。
　この実施の形態によるＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６は、周波数変調の直線性が高いため、目標物体までの相対距離および相対速度をより高精度に求めることができる。また、この実施の形態による高速変調レーダ１００－７は、周波数変調の直線性が高いため、目標物体までの相対距離および相対速度をより高精度に求めることができる。さらに、この実施の形態による高速変調レーダ１００－７は、ＦＭ－ＣＷレーダ１００－１から１００－６に比べて、より高い識別性を有し、目標物体までの真の距離を求めることができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　送信アンテナ、２　高周波回路、３　増幅器、４　電力分配器、５　ＶＣＯ、６　信号処理回路、７　ＤＡＣ、８　不揮発性メモリ、９，１６，１７　ＡＤＣ、１０　マイコン、１０－１　信号処理部、１０－２，１０－６，１０－７　ＬＰＦ、１０－３，１０－５，１２，２０　ＭＩＸ、１０－４　周波数発生部、１０－８　瞬時位相差演算部、１０－９　瞬時周波数演算部、１０－１０　乗算部、１１　ベースバンドアンプ回路、１３　低雑音増幅器、１４　受信アンテナ、１５　制御回路、１８　単相差動変換器、１９　ＤＩＶ、２１　基準周波数発生器、２２　ＬＵＴ、２３　周囲温度モニタ、２４，２５，２６　ＬＰＦ、２７　Ｂａｌｕｎ、１００，１００－１，１００－２，１００－３，１００－４，１００－５，１００－６　ＦＭ－ＣＷレーダ、１１０，１１０－１，１１０－２，１１０－３，１１０－４，１１０－５，１１０－６　周波数変調回路、１００－７　高速変調レーダ、２００　車両制御部。

Claims (11)

  1. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートする周波数変換器と、
    　前記周波数変換器から出力される単相の中間周波数信号を差動信号に変換して出力する単相差動変換器と、
    　前記単相差動変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  2. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される単相の分周信号を差動信号に変換して出力する単相差動変換器と、
    　前記単相差動変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  3. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートし、単相の中間周波数信号を差動信号に変換して出力する周波数変換器と、
    　前記周波数変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  4. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される分周信号を差動信号に変換して出力する平衡不平衡変換器と、
    　前記平衡不平衡変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  5. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周し、分周信号を差動信号に変換して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  6. 　変調制御時間電圧データを出力するディジタルアナログ変換器と、
    　前記ディジタルアナログ変換器から出力される変調制御時間電圧データに基づき発振周波数信号を発振する電圧制御発振器と、
    　前記電圧制御発振器の発振周波数信号を周波数分周して出力する周波数分周器と、
    　前記周波数分周器から出力される分周信号をダウンコンバートして中間周波数信号に変換する周波数変換器と、
    　前記周波数変換器から出力される単相の前記中間周波数信号を差動信号に変換して出力する平衡不平衡変換器と、
    　前記平衡不平衡変換器から出力される差動信号について、それぞれのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
    　前記アナログディジタル変換器のそれぞれの差動信号に基づき周波数計測し、計測した周波数に基づいて前記変調制御時間電圧データを更新し、前記電圧制御発振器の発振周波数信号の時間誤差を補正する信号処理回路と
    　を備えたことを特徴とする周波数変調回路。
  7. 　前記差動信号をそれぞれフィルタリングするローパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載の周波数変調回路。
  8. 　前記信号処理回路は、直交復調方式による差動演算処理プログラムを格納するマイコンと前記変調制御時間電圧データを格納するメモリから構成され、
    　前記信号処理回路は、前記アナログディジタル変換器からのそれぞれの差動信号に基づき前記マイコンのプログラム実行処理により得られた位相情報から、前記中間周波数信号の時間周波数データを計測し、予めメモリに格納した変調制御時間電圧データに基づいて前記周波数変換器にてダウンコンバートした中間周波数信号の時間周波数データをｎ次多項式（ｎは２以上の整数）で近似し、前記ｎ次多項式で近似した時間周波数データから算出した時間誤差に基づき、前記メモリに格納した変調制御時間電圧データとの差分から、時間誤差を補正した変調制御時間電圧データを補正し、前記メモリの変調制御時間電圧データを更新するとともに、前記電圧制御発振器から出力する発振周波数信号の時間誤差を補正することを特徴とする請求項１、３、６の何れか１項に記載の周波数変調回路。
  9. 　前記信号処理回路は、直交復調方式による差動演算処理プログラムを格納するマイコンと前記変調制御時間電圧データを格納するメモリから構成され、
    　前記信号処理回路は、前記アナログディジタル変換器からのそれぞれの差動信号に基づき前記マイコンのプログラム実行処理により得られた位相情報から、前記分周信号の時間周波数データを計測し、予めメモリに格納した変調制御時間電圧データに基づいて前記周波数分周器にて分周した分周信号の時間周波数データをｎ次多項式（ｎは２以上の整数）で近似し、前記ｎ次多項式で近似した時間周波数データから算出した時間誤差に基づき、前記メモリに格納した変調制御時間電圧データとの差分から、時間誤差を補正した変調制御時間電圧データを補正し、前記メモリの変調制御時間電圧データを更新するとともに、前記電圧制御発振器から出力する発振周波数信号の時間誤差を補正することを特徴とする請求項２、４、５の何れか１項に記載の周波数変調回路。
  10. 　請求項１から請求項９の何れか１項に記載の周波数変調回路を備えたことを特徴とするＦＭ－ＣＷレーダ。
  11. 　請求項１から請求項９の何れか１項に記載の周波数変調回路を備えたことを特徴とする高速変調レーダ。
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