JPH0974431A - 搬送波位相同期回路 - Google Patents
搬送波位相同期回路Info
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- JPH0974431A JPH0974431A JP8106857A JP10685796A JPH0974431A JP H0974431 A JPH0974431 A JP H0974431A JP 8106857 A JP8106857 A JP 8106857A JP 10685796 A JP10685796 A JP 10685796A JP H0974431 A JPH0974431 A JP H0974431A
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- Japan
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- frequency
- control
- loop
- carrier
- signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 非静止軌道衛星通信等の受信装置の搬送波再
生回路において大きな周波数離調の変動を有する受信信
号に関して周波数追従の高速化を図り安定な位相同期を
提供する。 【解決手段】 ＡＦＣ複素乗算器４と、ＬＰＦ６と、Ｐ
ＬＬ複素乗算器８と、位相検波器１０と、ループフィル
タ１１と、ＡＦＣフィルタ１２と、ＮＣＯ５から構成さ
れるＡＦＣループ及びＰＬＬ乗算器８と、位相検波器１
０と、ＰＬＬフィルタ１１と、ＮＣＯ９から構成される
ＰＬＬループを有する搬送波位相同期回路においてＰＬ
Ｌループで検出される周波数誤差の時間変化量を算出し
周波数誤差の時間変化量に応じてＡＦＣフィルタ１２及
びＰＬＬフィルタ１１のループ帯域、周波数制御幅、制
御時間間隔を制御する。
生回路において大きな周波数離調の変動を有する受信信
号に関して周波数追従の高速化を図り安定な位相同期を
提供する。 【解決手段】 ＡＦＣ複素乗算器４と、ＬＰＦ６と、Ｐ
ＬＬ複素乗算器８と、位相検波器１０と、ループフィル
タ１１と、ＡＦＣフィルタ１２と、ＮＣＯ５から構成さ
れるＡＦＣループ及びＰＬＬ乗算器８と、位相検波器１
０と、ＰＬＬフィルタ１１と、ＮＣＯ９から構成される
ＰＬＬループを有する搬送波位相同期回路においてＰＬ
Ｌループで検出される周波数誤差の時間変化量を算出し
周波数誤差の時間変化量に応じてＡＦＣフィルタ１２及
びＰＬＬフィルタ１１のループ帯域、周波数制御幅、制
御時間間隔を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、搬送波位相同期回
路に関し、特に非静止軌道衛星通信等の様な搬送波周波
数変動が大きい通信システムにおいて利用される変調波
を受信する復調装置用搬送波位相同期回路に関する。
路に関し、特に非静止軌道衛星通信等の様な搬送波周波
数変動が大きい通信システムにおいて利用される変調波
を受信する復調装置用搬送波位相同期回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声のように実時間でバースト伝送する
ことが要求される衛星通信システムでは、地上局、衛星
または端末から送信されてくるバースト信号に対して高
速な搬送波位相同期が要求される。しかし、ドップラ・
シフト、送信側または衛星上の局部発振器のドリフト等
により搬送波周波数にオフセットが生じ、この搬送波周
波数が高速な同期を確立する上で障害となる。従来、搬
送波周波数オフセットに対する同期技術は以下で説明す
る方法で同期を確立していた。
ことが要求される衛星通信システムでは、地上局、衛星
または端末から送信されてくるバースト信号に対して高
速な搬送波位相同期が要求される。しかし、ドップラ・
シフト、送信側または衛星上の局部発振器のドリフト等
により搬送波周波数にオフセットが生じ、この搬送波周
波数が高速な同期を確立する上で障害となる。従来、搬
送波周波数オフセットに対する同期技術は以下で説明す
る方法で同期を確立していた。
【０００３】図３は従来の１次位相同期ループ（以下、
ＰＬＬとする）による搬送波位相同期回路の一例を示す
ブロック図である。準同期検波された検波出力信号と制
御電圧を受けて発振する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０
の出力信号は位相比較器１７において位相比較され、こ
の位相比較器１７からの出力信号は位相検波器１８に入
力され位相誤差情報が出力される。位相誤差情報はルー
プ・フィルタ１９により平滑され、制御信号として前記
電圧制御発振器２０に入力される。
ＰＬＬとする）による搬送波位相同期回路の一例を示す
ブロック図である。準同期検波された検波出力信号と制
御電圧を受けて発振する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０
の出力信号は位相比較器１７において位相比較され、こ
の位相比較器１７からの出力信号は位相検波器１８に入
力され位相誤差情報が出力される。位相誤差情報はルー
プ・フィルタ１９により平滑され、制御信号として前記
電圧制御発振器２０に入力される。
【０００４】受信信号に搬送波周波数オフセットΔω
（＝２πΔｆ）が存在すると、正弦波特性の位相検波器
を使用した場合、位相誤差θe （ｔ）の応答を示す１階
の非線形微分方程式は、 ｄθe （ｔ）／ｄＴ＝Δω−Ｋ ｓｉｎθe （ｔ） …（１） と表される。ここでＫはループ・ゲインである。この時
に搬送波の位相が同期し、定常状態となるためには、ｄ
θe （ｔ）／ｄＴ＝０となる必要があり、式（１）よ
り、 ｜Δω／Ｋ｜＝｜２πΔｆ／Ｋ｜≦１ …（２） である必要がある。これは、周波数オフセットΔｆが、
Ｋ／２πを超える範囲ではロックしないことを意味す
る。ループ・ゲインＫを大きくすれば捕捉可能な搬送波
周波数の範囲は広がるが、ループ・ゲインを大きくする
と低Ｃ／Ｎの動作条件で再生搬送波の位相ジッタを小さ
く抑えることができない。したがって、この１次ＰＬＬ
で初期捕捉可能な搬送波周波数範囲には限界がある。１
次ＰＬＬによる搬送波位相同期回路は簡単な回路で実現
でき調整も不要なため安価な復調装置を提供できるもの
の、以上のように初期周波数誤差がＰＬＬの周波数引き
込み範囲外である場合に位相同期が達成できないという
大きな欠点があった。
（＝２πΔｆ）が存在すると、正弦波特性の位相検波器
を使用した場合、位相誤差θe （ｔ）の応答を示す１階
の非線形微分方程式は、 ｄθe （ｔ）／ｄＴ＝Δω−Ｋ ｓｉｎθe （ｔ） …（１） と表される。ここでＫはループ・ゲインである。この時
に搬送波の位相が同期し、定常状態となるためには、ｄ
θe （ｔ）／ｄＴ＝０となる必要があり、式（１）よ
り、 ｜Δω／Ｋ｜＝｜２πΔｆ／Ｋ｜≦１ …（２） である必要がある。これは、周波数オフセットΔｆが、
Ｋ／２πを超える範囲ではロックしないことを意味す
る。ループ・ゲインＫを大きくすれば捕捉可能な搬送波
周波数の範囲は広がるが、ループ・ゲインを大きくする
と低Ｃ／Ｎの動作条件で再生搬送波の位相ジッタを小さ
く抑えることができない。したがって、この１次ＰＬＬ
で初期捕捉可能な搬送波周波数範囲には限界がある。１
次ＰＬＬによる搬送波位相同期回路は簡単な回路で実現
でき調整も不要なため安価な復調装置を提供できるもの
の、以上のように初期周波数誤差がＰＬＬの周波数引き
込み範囲外である場合に位相同期が達成できないという
大きな欠点があった。
【０００５】図４は従来のＰＬＬによる搬送波位相同期
回路の問題点である周波数誤差が大きい場合の周波数引
き込みを実現した、特開平５−４１７１７号公報に示さ
れる搬送波位相同期回路の一例を示すブロック図であ
る。周波数誤差検出回路２７で周波数誤差を検出し周波
数誤差が所定の値よりも大きい場合に、周波数誤差検出
回路２７、自動周波数制御（以下、ＡＦＣとする）ルー
プフィルタ２８、サンプルホールド回路２９、数値制御
発振器３０、乗算器２１、低域ろ波器２２、乗算器２
３、位相検波器２４によりＡＦＣループを形成する。一
方、この周波数誤差が所定の値よりも小さくなるとサン
プル／ホールド回路２９でＡＦＣ２８の出力制御電圧が
ホールドされループフィルタ２５、数値制御発振器２
６、乗算器２３位相検波器２４によりＰＬＬループを形
成し、ＰＬＬ動作に切り換えが行われる。この動作によ
り大きな周波数誤差が存在しても高速な周波数の追従が
可能となる。
回路の問題点である周波数誤差が大きい場合の周波数引
き込みを実現した、特開平５−４１７１７号公報に示さ
れる搬送波位相同期回路の一例を示すブロック図であ
る。周波数誤差検出回路２７で周波数誤差を検出し周波
数誤差が所定の値よりも大きい場合に、周波数誤差検出
回路２７、自動周波数制御（以下、ＡＦＣとする）ルー
プフィルタ２８、サンプルホールド回路２９、数値制御
発振器３０、乗算器２１、低域ろ波器２２、乗算器２
３、位相検波器２４によりＡＦＣループを形成する。一
方、この周波数誤差が所定の値よりも小さくなるとサン
プル／ホールド回路２９でＡＦＣ２８の出力制御電圧が
ホールドされループフィルタ２５、数値制御発振器２
６、乗算器２３位相検波器２４によりＰＬＬループを形
成し、ＰＬＬ動作に切り換えが行われる。この動作によ
り大きな周波数誤差が存在しても高速な周波数の追従が
可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＬＬを用いた
搬送波位相同期回路では、周波数誤差の大きさでＡＦＣ
とＰＬＬのループを切り換えることにより、周波数誤差
が大きい場合でも高速な周波数引き込み及び安定な位相
同期の確立が可能であった。しかし非静止軌道衛星通
信、特に低軌道衛星通信の様な受信信号に周波数離調の
大きな時間変動を有する場合、ＰＬＬで検出される周波
数誤差は時間的に変動するために、周波数誤差の大きさ
のみでループを切り換えるという動作は事実上効果的で
はなくなり、高速な周波数の追従及び安定な搬送波位相
同期の確立の問題があった。
搬送波位相同期回路では、周波数誤差の大きさでＡＦＣ
とＰＬＬのループを切り換えることにより、周波数誤差
が大きい場合でも高速な周波数引き込み及び安定な位相
同期の確立が可能であった。しかし非静止軌道衛星通
信、特に低軌道衛星通信の様な受信信号に周波数離調の
大きな時間変動を有する場合、ＰＬＬで検出される周波
数誤差は時間的に変動するために、周波数誤差の大きさ
のみでループを切り換えるという動作は事実上効果的で
はなくなり、高速な周波数の追従及び安定な搬送波位相
同期の確立の問題があった。
【０００７】本発明の目的は、非静止軌道衛星通信、特
に低軌道衛星通信の様な受信信号に周波数離調の大きな
時間変動を有する通信システムの復調装置に対し、高速
で安定な搬送波位相同期方法及び回路を提供することに
ある。
に低軌道衛星通信の様な受信信号に周波数離調の大きな
時間変動を有する通信システムの復調装置に対し、高速
で安定な搬送波位相同期方法及び回路を提供することに
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに本発明の搬送波位相同期方法として以下の手段を有
する。
めに本発明の搬送波位相同期方法として以下の手段を有
する。
【０００９】制御電圧を受けて発振する電圧制御発振器
と、入力信号と前記電圧制御発振器の出力との位相を比
較し位相検波を施し位相誤差情報を得る手段と、前記位
相誤差情報を平滑し前記電圧制御発振器の制御信号を生
成する手段とで構成されるＰＬＬで検出される周波数誤
差信号の時間変化量を算出し、ＰＬＬで検出された周波
数誤差の時間変化量の値により、ＡＦＣ及びＰＬＬフィ
ルタのループ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔の制御
を行う。
と、入力信号と前記電圧制御発振器の出力との位相を比
較し位相検波を施し位相誤差情報を得る手段と、前記位
相誤差情報を平滑し前記電圧制御発振器の制御信号を生
成する手段とで構成されるＰＬＬで検出される周波数誤
差信号の時間変化量を算出し、ＰＬＬで検出された周波
数誤差の時間変化量の値により、ＡＦＣ及びＰＬＬフィ
ルタのループ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔の制御
を行う。
【００１０】また、ＰＬＬで検出された周波数誤差信号
によりＡＦＣ及びＰＬＬフィルタのループ帯域、周波数
制御幅、制御時間間隔の制御信号を生成する手段は、信
号を単位時間遅延させる遅延素子と、原信号から単位時
間遅延された信号を減算する減算器と、周波数誤差の単
位時間における変化量である減算器の出力信号を平均化
するフィルタと、平均化された周波数誤差の単位時間に
おける変化量を判別するデータ判別器により構成され
る。
によりＡＦＣ及びＰＬＬフィルタのループ帯域、周波数
制御幅、制御時間間隔の制御信号を生成する手段は、信
号を単位時間遅延させる遅延素子と、原信号から単位時
間遅延された信号を減算する減算器と、周波数誤差の単
位時間における変化量である減算器の出力信号を平均化
するフィルタと、平均化された周波数誤差の単位時間に
おける変化量を判別するデータ判別器により構成され
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】次に本発明について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の実施の形態を示す搬送波位
相同期回路のブロック図である。この搬送波位相同期回
路の構成要素は、デジタル変調されたＰＳＫ信号を伝送
する衛星通信において、特にドップラ・シフト及び衛星
地球局の送信機の局部発振器または衛星本体の局部発振
器のドリフト等により搬送波周波数に大きなオフセット
が存在する場合に、実時間処理で高速かつ広い周波数範
囲にわたって搬送波位相同期を確立する回路である。
て説明する。図１は本発明の実施の形態を示す搬送波位
相同期回路のブロック図である。この搬送波位相同期回
路の構成要素は、デジタル変調されたＰＳＫ信号を伝送
する衛星通信において、特にドップラ・シフト及び衛星
地球局の送信機の局部発振器または衛星本体の局部発振
器のドリフト等により搬送波周波数に大きなオフセット
が存在する場合に、実時間処理で高速かつ広い周波数範
囲にわたって搬送波位相同期を確立する回路である。
【００１２】その構成は、入力準同期直交信号の高調波
成分を除去する第１の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１
と；ＬＰＦ１を通した準同期直交信号をサンプリングす
るアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２と；Ａ／Ｄ変
換器２にサンプリング用クロックを供給するサンプリン
グ・クロック発振器３と；ＡＦＣ１２からの制御値によ
って発振周波数が制御される第１の数値制御発振器（Ｎ
ＣＯ）５と；Ａ／Ｄ変換器２でサンプリングされたサン
プリング信号の周波数に第１のＮＣＯ５が出力する信号
で複素乗算することによって周波数変換を施す第１の複
素乗算器４と；第１の複素乗算器４で周波数変換された
信号をナイキスト帯域制限する第２のＬＰＦ６と；第２
のＬＰＦ６のフィルタリング操作で必要なデータ情報を
記憶するメモリ７と；ＰＬＬフィルタ１１からの制御値
によって発振周波数が制御される第２のＮＣＯ９と；第
２のＬＰＦ６でナイキスト帯域制限された信号の周波数
に第２のＮＣＯ９が出力する信号で複素乗算することに
よって周波数変換を施す第２の複素乗算器８と；第２の
複素乗算器８で周波数変換された信号の位相検波を施し
位相誤差情報を出力する位相検波器１０と；位相検波器
１０から出力される位相誤差情報を平滑するＰＬＬフィ
ルタ１１と；平滑された位相誤差情報から第１のＮＣＯ
５の発振周波数を制御する制御値を出力するＡＦＣ１２
と；前記平滑された位相誤差情報を単位時間遅延させる
遅延素子１３と；前記平滑された位相誤差情報から遅延
素子１３によって単位時間遅延された前記平滑された位
相誤差情報を減算する減算器１４と；減算器１４の出力
である位相誤差の単位時間の変化量を平均化するフィル
タ１５と；フィルタ１５によって平均化された位相誤差
の単位時間の変化量をデータ判別しＡＦＣ１２及びＰＬ
Ｌフィルタ１１を制御する制御信号を生成するデータ判
別器１６；である。
成分を除去する第１の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１
と；ＬＰＦ１を通した準同期直交信号をサンプリングす
るアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２と；Ａ／Ｄ変
換器２にサンプリング用クロックを供給するサンプリン
グ・クロック発振器３と；ＡＦＣ１２からの制御値によ
って発振周波数が制御される第１の数値制御発振器（Ｎ
ＣＯ）５と；Ａ／Ｄ変換器２でサンプリングされたサン
プリング信号の周波数に第１のＮＣＯ５が出力する信号
で複素乗算することによって周波数変換を施す第１の複
素乗算器４と；第１の複素乗算器４で周波数変換された
信号をナイキスト帯域制限する第２のＬＰＦ６と；第２
のＬＰＦ６のフィルタリング操作で必要なデータ情報を
記憶するメモリ７と；ＰＬＬフィルタ１１からの制御値
によって発振周波数が制御される第２のＮＣＯ９と；第
２のＬＰＦ６でナイキスト帯域制限された信号の周波数
に第２のＮＣＯ９が出力する信号で複素乗算することに
よって周波数変換を施す第２の複素乗算器８と；第２の
複素乗算器８で周波数変換された信号の位相検波を施し
位相誤差情報を出力する位相検波器１０と；位相検波器
１０から出力される位相誤差情報を平滑するＰＬＬフィ
ルタ１１と；平滑された位相誤差情報から第１のＮＣＯ
５の発振周波数を制御する制御値を出力するＡＦＣ１２
と；前記平滑された位相誤差情報を単位時間遅延させる
遅延素子１３と；前記平滑された位相誤差情報から遅延
素子１３によって単位時間遅延された前記平滑された位
相誤差情報を減算する減算器１４と；減算器１４の出力
である位相誤差の単位時間の変化量を平均化するフィル
タ１５と；フィルタ１５によって平均化された位相誤差
の単位時間の変化量をデータ判別しＡＦＣ１２及びＰＬ
Ｌフィルタ１１を制御する制御信号を生成するデータ判
別器１６；である。
【００１３】準同期直交入力信号は第１のＬＰＦ６によ
って高調波成分が除去され、ドップラ・シフトや衛星地
球局の送信側、受信側の局部発振器または衛星本体の局
部発振器のドリフト等による搬送波周波数オフセットに
よる周波数成分Δωが表れる。高調波成分が除去された
準同期直交入力信号はＡ／Ｄ変換器２によってアナログ
／デジタル変換され、デジタル化された準同期直交入力
信号はＡＦＣ１２から出力される制御値によって発振周
波数ω1 が制御されるＮＣＯ５の出力信号と複素乗算さ
れ周波数変換される。ＡＦＣ複素乗算器４の出力である
周波数変換された準同期直交入力信号ｓ（ｎＴ）は、 ｓ（ｎＴ）＝ｃｏｓ｛（Δω−ω1 ）ｎＴ＋φ（ｎＴ）｝ ＋ｊ ｓｉｎ｛（Δω−ω1 ）ｎＴ＋φ（ｎＴ）｝ …（３） となり、ＰＬＬの入力信号となる。このとき、ＡＦＣに
よる残留角周波数誤差Δω1 は、 Δω1 （ｎＴ）＝Δω（ｎＴ）−ω1 （ｎＴ） …（４） である。また、正弦波特性の位相検波器を使用した場合
の１次ＰＬＬで検出される位相誤差θe （ｎＴ）の応答
を示す１階の差分方程式はループ・ゲインをＫとし、Δ
ω1 を用いて、 θe （ｎＴ）−θe （ｎＴ−Ｔ） ＝Δω1 （ｎＴ）−Ｋ ｓｉｎθe （ｎＴ） …（５） と表される。図２は式（５）で与えられる非線形微分方
程式をブロック図に表現したものである。なお、ＮＣＯ
の入力制御値と出力周波数とは比例関係にあるが、出力
位相との対応は周波数対位相の関係が積分関係にあるた
め積分で表現される。
って高調波成分が除去され、ドップラ・シフトや衛星地
球局の送信側、受信側の局部発振器または衛星本体の局
部発振器のドリフト等による搬送波周波数オフセットに
よる周波数成分Δωが表れる。高調波成分が除去された
準同期直交入力信号はＡ／Ｄ変換器２によってアナログ
／デジタル変換され、デジタル化された準同期直交入力
信号はＡＦＣ１２から出力される制御値によって発振周
波数ω1 が制御されるＮＣＯ５の出力信号と複素乗算さ
れ周波数変換される。ＡＦＣ複素乗算器４の出力である
周波数変換された準同期直交入力信号ｓ（ｎＴ）は、 ｓ（ｎＴ）＝ｃｏｓ｛（Δω−ω1 ）ｎＴ＋φ（ｎＴ）｝ ＋ｊ ｓｉｎ｛（Δω−ω1 ）ｎＴ＋φ（ｎＴ）｝ …（３） となり、ＰＬＬの入力信号となる。このとき、ＡＦＣに
よる残留角周波数誤差Δω1 は、 Δω1 （ｎＴ）＝Δω（ｎＴ）−ω1 （ｎＴ） …（４） である。また、正弦波特性の位相検波器を使用した場合
の１次ＰＬＬで検出される位相誤差θe （ｎＴ）の応答
を示す１階の差分方程式はループ・ゲインをＫとし、Δ
ω1 を用いて、 θe （ｎＴ）−θe （ｎＴ−Ｔ） ＝Δω1 （ｎＴ）−Ｋ ｓｉｎθe （ｎＴ） …（５） と表される。図２は式（５）で与えられる非線形微分方
程式をブロック図に表現したものである。なお、ＮＣＯ
の入力制御値と出力周波数とは比例関係にあるが、出力
位相との対応は周波数対位相の関係が積分関係にあるた
め積分で表現される。
【００１４】ＰＬＬフィルタ３６の出力信号ｇ（ｎＴ）
は式（５）より、 ｇ（ｎＴ）＝Ｋ [Δω1 （ｎＴ） −｛θe （ｎＴ）−θe （ｎＴ−Ｔ）｝] …（６） となる。位相の時間変化量が角周波数に相当することか
ら、 ｇ（ｎＴ）＝Ｋ｛Δω1 （ｎＴ）−ωe （ｎＴ）｝ ＝Ｋω2 （ｎＴ） …（７） となり、ＰＬＬフィルタ１１の出力信号ｇ（ｎＴ）は第
２のＮＣＯ９の発振周波数ω2 と比例関係にある。
は式（５）より、 ｇ（ｎＴ）＝Ｋ [Δω1 （ｎＴ） −｛θe （ｎＴ）−θe （ｎＴ−Ｔ）｝] …（６） となる。位相の時間変化量が角周波数に相当することか
ら、 ｇ（ｎＴ）＝Ｋ｛Δω1 （ｎＴ）−ωe （ｎＴ）｝ ＝Ｋω2 （ｎＴ） …（７） となり、ＰＬＬフィルタ１１の出力信号ｇ（ｎＴ）は第
２のＮＣＯ９の発振周波数ω2 と比例関係にある。
【００１５】非静止軌道衛星が移動することに伴うドッ
プラ・シフトにより準同期直交入力信号の搬送波オフセ
ット周波数に大きな時間変動が発生し、そのオフセット
周波数の変動によりＡＦＣでの残留周波数誤差が増大
し、ＡＦＣでの残留周波数誤差がＰＬＬでの周波数引き
込み範囲及び同期保持範囲を越えると、ＰＬＬで位相同
期がロックされない。安定な位相同期を提供するために
は、ＡＦＣでの残留周波数誤差をＰＬＬでの周波数引き
込み範囲及び同期保持範囲内に制御する必要がある。
プラ・シフトにより準同期直交入力信号の搬送波オフセ
ット周波数に大きな時間変動が発生し、そのオフセット
周波数の変動によりＡＦＣでの残留周波数誤差が増大
し、ＡＦＣでの残留周波数誤差がＰＬＬでの周波数引き
込み範囲及び同期保持範囲を越えると、ＰＬＬで位相同
期がロックされない。安定な位相同期を提供するために
は、ＡＦＣでの残留周波数誤差をＰＬＬでの周波数引き
込み範囲及び同期保持範囲内に制御する必要がある。
【００１６】本発明では、ＡＦＣでの残留周波数誤差を
ＰＬＬでの周波数引き込み範囲及び同期保持範囲内に保
持するために以下の方法で制御を行う。
ＰＬＬでの周波数引き込み範囲及び同期保持範囲内に保
持するために以下の方法で制御を行う。
【００１７】ＡＦＣでの残留周波数誤差の変化量がある
閾値を越えたときＡＦＣ及びＰＬＬのループ帯域、周波
数制御幅、制御時間間隔を広げることによって位相同期
を保持し、ＡＦＣでの残留周波数誤差の変化量が小さく
なったら、再びループ帯域、周波数制御幅、制御時間間
隔を狭めることにより雑音による影響の少ない安定な搬
送波位相同期を提供する。
閾値を越えたときＡＦＣ及びＰＬＬのループ帯域、周波
数制御幅、制御時間間隔を広げることによって位相同期
を保持し、ＡＦＣでの残留周波数誤差の変化量が小さく
なったら、再びループ帯域、周波数制御幅、制御時間間
隔を狭めることにより雑音による影響の少ない安定な搬
送波位相同期を提供する。
【００１８】以上の動作を図１に示す搬送波位相同期回
路に基づいて説明する。
路に基づいて説明する。
【００１９】第２のＮＣＯ９の発振周波数はＡＦＣでの
残留周波数誤差となるように制御され、ＰＬＬフィルタ
１１の出力値は第２のＮＣＯ９の発振周波数と比例関係
にあることから、ＰＬＬフィルタ１１の出力値の時間変
化量がＡＦＣでの残留周波数誤差の変動に相当する。よ
ってＡＦＣでの残留周波数誤差の変化量はＰＬＬフィル
タ１１の出力値ｇ（ｎＴ）の時間変化量Δｇ（ｎＴ）で
表され、Δｇ（ｎＴ）は、 Δｇ（ｎＴ）＝ｇ（ｎＴ）−ｇ（ｎＴ−Ｔ） …（８） となる。Δｇ（ｎＴ）は遅延素子１３と減算器１４によ
り算出され、減算器１４の出力信号を平均化する平均回
路１５に通し、フィルタリングされた減算器１４の出力
信号をデータ判別器１６に入力する。データ判別器１６
の出力は、ＡＦＣループフィルタ１２とＰＬＬループフ
ィルタ１１に入力し、その結果によりＡＦＣ及びＰＬＬ
のループ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔の切り変え
を行う。
残留周波数誤差となるように制御され、ＰＬＬフィルタ
１１の出力値は第２のＮＣＯ９の発振周波数と比例関係
にあることから、ＰＬＬフィルタ１１の出力値の時間変
化量がＡＦＣでの残留周波数誤差の変動に相当する。よ
ってＡＦＣでの残留周波数誤差の変化量はＰＬＬフィル
タ１１の出力値ｇ（ｎＴ）の時間変化量Δｇ（ｎＴ）で
表され、Δｇ（ｎＴ）は、 Δｇ（ｎＴ）＝ｇ（ｎＴ）−ｇ（ｎＴ−Ｔ） …（８） となる。Δｇ（ｎＴ）は遅延素子１３と減算器１４によ
り算出され、減算器１４の出力信号を平均化する平均回
路１５に通し、フィルタリングされた減算器１４の出力
信号をデータ判別器１６に入力する。データ判別器１６
の出力は、ＡＦＣループフィルタ１２とＰＬＬループフ
ィルタ１１に入力し、その結果によりＡＦＣ及びＰＬＬ
のループ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔の切り変え
を行う。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、非静止軌
道衛星等の様な周波数離調の時間変動の大きい受信変調
波に対して高速な周波数追従を可能にし安定な位相同期
を実現できる。
道衛星等の様な周波数離調の時間変動の大きい受信変調
波に対して高速な周波数追従を可能にし安定な位相同期
を実現できる。
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の１次ＰＬＬのブロック図である。
【図３】従来のＰＬＬによる搬送波位相同期回路のブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】従来のＡＦＣ及びＰＬＬによる搬送波位相同期
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
１ ＬＰＦ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ サンプリング・クロック発振器 ４ ＡＦＣ複素乗算器 ５ ＡＦＣ数値制御発振器 ６ ナイキスト・フィルタ ７ メモリ ８ ＰＬＬ複素乗算器 ９ ＰＬＬ数値制御発振器 １０ 位相検波器 １１ ＰＬＬフィルタ １２ ＡＦＣループフィルタ １３ 遅延素子 １４ 減算器 １５ 平均回路 １６ データ判別器 １７ 位相比較器 １８ 位相検波器 １９ ループフィルタ ２０ 電圧制御発振器 ２１ 位相比較器 ２２ ＬＰＦ ２３ 位相比較器 ２４ 位相検波器 ２５ ＰＬＬフィルタ ２６ ＰＬＬ電圧制御発振器 ２７ 周波数誤差検出器 ２８ ＡＦＣ ２９ サンプル／ホールド回路 ３０ ＡＦＣ電圧制御発振器
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号から搬送波を再生する搬送波位
相同期回路において、前記搬送波の周波数誤差を抑圧す
る自動周波数制御ループと搬送波位相同期ループとを有
し、前記搬送波位相同期ループで検出される周波数誤差
信号の時間変化量を算出し、前記周波数誤差の時間変化
量により、前記自動周波数制御ループ及び前記搬送波位
相同期ループのループ帯域、周波数制御幅、制御時間間
隔を制御する制御手段とを有することを特徴とする搬送
波位相同期方法。 - 【請求項２】 入力信号から搬送波を再生する搬送波再
生回路において、前記搬送波の周波数誤差を抑圧する自
動周波数制御ループと、制御電圧を受けて発振する電圧
制御発振器と、入力信号と前記電圧制御発振器の出力と
の位相を比較し位相検波を施し位相誤差情報を得る検出
手段と、前記位相誤差情報を平滑し前記電圧制御発振器
の制御信号を生成する制御手段とで構成される搬送波位
相同期ループとを有し、前記搬送波位相同期ループで検
出される周波数誤差信号の時間変化量を算出し、前記周
波数誤差の時間変化量を平均化した信号により前記自動
周波数制御ループ及び前記搬送波位相同期ループのルー
プ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔を制御する制御手
段を有することを特徴とする搬送波位相同期回路。 - 【請求項３】 前記検出手段は、信号を単位時間遅延さ
せる遅延素子と、原信号から単位時間遅延された信号を
減算する減算器と、周波数誤差の単位時間における変化
量である減算器の出力信号を平均化するフィルタと、前
記平均化された周波数誤差の単位時間における変化量を
判別し前記自動周波数制御ループ及び前記搬送波位相同
期ループのループ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔の
制御信号を生成するデータ判別器により構成されること
を特徴とする請求項２記載の搬送波位相同期回路。 - 【請求項４】 入力信号を第１の制御信号にて周波数可
変される第１の発振器の出力信号により周波数変換する
手段と、前記周波数変換された信号をナイキスト帯域制
限する第１の低域フィルタ（ＬＰＦ）と、前記第１のＬ
ＰＦの出力信号と第２の制御信号を受けて発振する第２
の発振器の出力との位相を比較し位相検波して位相誤差
情報を得る手段と、前記位相誤差情報から第２のＬＰＦ
を介して前記第２の発振器の制御信号を生成する手段
と、前記第２のＬＰＦの出力を平滑し第３のＬＰＦを介
して前記第１の発振器の第１の制御信号を生成する手段
と、前記第２のＬＰＦの出力信号の時間変化量を算出
し、前記時間変化量により前記第２、第３のＬＰＦのル
ープ帯域、周波数制御幅、制御時間間隔を制御する制御
手段を具備したことを特徴とする搬送波位相同期回路。 - 【請求項５】 前記入力信号は、準同期直交信号であり
搬送波周波数変動が大きいことを特徴とする前記請求項
１、２、４記載の搬送波位相同期回路。 - 【請求項６】 前記制御手段は、前記自動周波数制御ル
ープ及び前記搬送波位相同期ループのループ帯域、周波
数制御幅、制御時間間隔のそれぞれについて、前記周波
数誤差の時間変化量が所定の値を越えると広げて位相同
期を保持し、前記周波数誤差の時間変化量が所定の値よ
り小さい場合に狭めることを特徴とする請求項１、２、
４記載の搬送波位相同期回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8106857A JP3028063B2 (ja) | 1995-07-04 | 1996-04-26 | 搬送波位相同期回路 |
| US08/845,483 US5909148A (en) | 1996-04-26 | 1997-04-25 | Carrier phase synchronizing circuit |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-168559 | 1995-07-04 | ||
| JP16855995 | 1995-07-04 | ||
| JP8106857A JP3028063B2 (ja) | 1995-07-04 | 1996-04-26 | 搬送波位相同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974431A true JPH0974431A (ja) | 1997-03-18 |
| JP3028063B2 JP3028063B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=26446961
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8106857A Expired - Lifetime JP3028063B2 (ja) | 1995-07-04 | 1996-04-26 | 搬送波位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3028063B2 (ja) |
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|---|---|---|---|
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