JPS58122461A

JPS58122461A - 検出装置

Info

Publication number: JPS58122461A
Application number: JP405382A
Authority: JP
Inventors: Noriaki Wakabayashi; 若林　則章; Terumichi Fukumoto; 福本　照道; Nobuhiro Ueda; 植田　信弘
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-01-14
Filing date: 1982-01-14
Publication date: 1983-07-21
Also published as: JPH0359387B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は相対的に移動する２物体の相対的な変位量（位
置）あるいは相対的な速度をディジタル的に得る位置ま
たは速度検出装置（以下、検出装置と称す）に関するも
のである。

本発明の検出装置は９例えば光学格子、磁気スケールな
ど細かな周期的パターンを記録したスケール（目盛）を
光学センサーあるいは磁気ヘッドなどの検出子を用いて
読みとって、得られた正弦波状周期的信号を電気的に内
挿（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）することにより更に
細かな分解能の位置情報あるいは速度情報をディジタル
的に得るような検出装置に属するものであって、その中
の新しい構成を提供するものである。

本発明によれば比較的簡単な回路構成で分解能が高く、
信頼性も高い比較的安価な検出装置を実現することが出
来る。

また本発明によれば分解能の変更が極めて容易な装置を
実現することが出来、単位系の変更など６ベーーも比較的自由かつ容易に行えるという特長がある。

また本発明によれば非常に速い相対的な移動の変化に対
しても検出誤差のない信頼性の高い装置を実現すること
ができる。

以下、図面に従って本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の概念的構成を表わす要部ブロック図で
ある。同図において、１は光学格子あるいは磁気スケー
ルなど細かな周期的パターンが記録されたスケール（目
盛）である。２はこの目盛を読みとり、複数の正弦波状
の周期的信号を出力するような複数の光学的なスケール
検出手段あるいは磁気的なスケール検出手段２ａ、２ｂ
、２ｃと、増幅器２ｄ、２ｅ、２ｆなどの電子回路を含
めてなるスケール（目盛）検出装置である。これは前記
スケール（目盛）１と相対運動する。３は基準信号（周
波数をｆｏとする）発振器で通常は水晶発振器の如きも
のである。

４は第１のプログラマブル分周器で、プログラムされた
分周比Ｍに従って前記基準信号を分周して。

周波数ｆ。（ｆｃ−ｆＯ／Ｍ）の複数相のキャリア波を
形成する。この相数は通常は前記スケール検出手段の数
（相数）に等しい。また、このキャリア波同志は互いに
位相のずれた波形である。６は上記複数相のキャリア波
をスケール検出装置２からの複数の出力でそれぞれ変調
する複数の一種の乗算器５ａ、５ｂ、５ｃと、それらの
出力を加算する加算器６ｄなどで構成された変調器であ
る。

６は上記変調器５の出力周波数をＮ倍に逓倍するＰＬＬ
回路（ｐｈａｓｅ　１ｏｃｋｅｄ　１ｏｏｐ回路）であ
り、これは第１の位相比較器（ＰＤ）６ａ、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ　）ｅｂ　、電圧制御発振器（以後、Ｖ
ＣＯと略称する）６Ｃ９第２のプログラマブル分周器（
分周比Ｎ１但し通常は前記第１のプログラマブル分周器
４の分周比Ｍと等しい値）６ｄとで構成されている。７
は周波数がＮ−ｆｏの基準位相比較信号９とＰＬＬ回路
６の出力（ＶＣ０６ａの出力）との位相を比較して両者
の周波数差をとり出す第２．第３の位相比較器、ローパ
スフィルタ、波形整形回路、相対移動の方向を弁別する
方向弁別回路などを含めてなる位置速度復調回路である
。

８は上記位置速度復調回路子から得られる出力を処理し
てディジタル的に位置または速度をリアルタイムで示す
ディジタル位置・速度情報形成回路である。

次に以上の第１図に示す本発明の実施例をさらに詳しく
説明する。

第２図は第１図のスケール（目盛）１とスケール（目盛
）検出装置２の具体例を示す図である。

図中、１１は長手方向に一定のピッチＬで濃淡の縞目模
様を設けた第１図の１に相当するスケール（目盛）、２
１はそのスケール１１と相対移動する第１図の２に相当
する光センサプロ・ツクであり、その中には発光素子２
２ａ　、２２ｂ　、２２ｃと、スケール１１をはさんで
これと対向する受光素子２３ａ　、２３ｂ　、２３ｃが
内蔵されている。上記２２ａと２３ａ　、２２ｂと２３
ｂ　、２２Ｃと２３Ｃは、それぞれ第１図の２ａ　、２
ｂ　、２ｃに相当する０上記受光素子２３ａ、２３ｂ、２３ｃはスケール１１と
光センサブロック２１の相対移動により正弦波状の波形
を出力する。２４ａ　、２４ｂ　、２４Ｃはそれぞれバ
ッファ増幅器であり、前記の受光素子からの正弦波状の
出力を受けて適当な増幅率を与えるものである。それら
のノく・ソファ増幅器２４ａ、２４ｂ、２４ｃは第１図
の２ｄ　、　２ｅ　。

２ｆに相当し、それらの出力２５ａ　、２５ｂ、２５Ｃ
をここで位置信号と称することにする。なお、上記位置
信号はそれぞれ波高値（振幅）のよく揃った歪の少ない
正弦波状の波形を持っていることが望ましく、シかも、
それぞれの位相はこの実施例の場合には１２ｏ０ずつず
れているような３相の信号でなければならない。このよ
うな条件を満すトキ、上記位置信号〔コレラに１（ｘ）
、に２（ｘ）、に３（ｘ）とする〕は次のように表現さ
れる０２πＸＫ１（Ｘ）−１−Ｔ− ２πｘ　　２に２（ｘ）−１（Ｌ−３π）２πｘ　　４に３（Ｘ）＝　Ａｇｔｎ　（−Ｔ−−ｐπ）但し、Ｘは
スケール１１と光センサプロ、ｙり（スケール検出装置
）２１の相対変位量、Ｌはスケールの目盛の１ピツチの
長さ、崖は振幅の半幅値である。

さて、上記の如き光学式のスケール及びスケール検出手
段は周知の技術であるが、この他にも磁気スケールと、
これを検出するホール素子などの磁気ヘッドのスケール
検出手段などを用いることが出来る。結果的に位置に関
して正弦波状周期信号の得られる方式が望ましい。また
、第２図の実施例の場合、３相の位置信号が得られるが
、相数はこれに限らない。一般に相数が多い程精度は得
やすいが電子回路は複雑になる。但し最低でも互いに９
♂の位相差をもつ２相の位置信号は必要である。（その
理由は、１相しかないと相対移動の方向が識別しにくく
なるからである。）本発明の説明では便宜的にすべて３
相とする。

第３図は第１図の４に相当する第１のプログラマブル分
周器の具体的構成例を示す図である。図中、４１は基準
信号（周波数ｆ０）の入力端子、４２はプログラマブル
分周器、４３は分周比Ｍのプロ１゜ダラム入力端子、４４は分周出力端子で、ここにはキャ
リア波となるＣ１（ｔ）が得られる。４５はＣ１ｆｔ＋
を１２♂遅延させる移相器、４６はこの移相器４６の出
力端子で、ここにはキャリア波となるＣ２（ｔ）が得ら
れる。４７は上記Ｃ１（ｔ）を２４ＣＰ遅延させる移相
器、４８はその移相器４了の出力端子で、ここにはキャ
リア波となるＣ３（ｔ）が得られる０この例では３相の
キャリア波は矩形波で、その基本周波数はｆｃ（ｆｃ＝
ｆｏ／Ｍ）であり、その位相は互いに１２ｃｆ）ずつず
れている。これらキャリア波はその基本周波数成分のみ
を考え、またその振幅を基準化してみると次のような式
で表現できる。

Ｃ１（ｔ）　＝　１ＩＩｎ（２πｆｃｔ）Ｃ２（１＝　
ｇｔｎ　（２πｆ、１−＋π）Ｃ３（ｔ）　＝　ｇｔｎ
　（２πｆｏｔ−５π）なお、このような複数相のキャ
リア波を形成する手法は移相器々どによらず論理ゲート
などを組み合せても・充分可能であることは言うまでも
なく。

この実施例に限定されることは無い。また、このキャリ
ア波の相数は前記位置信号の相数に準じて定められるべ
きものであって、もし位置信号が２相であれば本キャリ
ア波も原則的には２相で良い。

従ってキャリア波の相数は本実施例の３相に限定される
ものではない。

また本実施例では分周比Ｍを自由に変更できるようにプ
ログラマブル分周器を用いたが、変更の必要のない場合
には通常の分周器を使用しても良い０第４図は第１図の６に相当する変調器の具体的構成例を
示す図である。図中、５１　ａ　、５１ｂ　。

５１ｃはそれぞれ第２図の２５ａ　、２５ｂ　、２５ｃ
のそれぞれの出力に対応する前記位置信号に１（Ｘ）。

Ｋ／Ｘ）、　Ｋ３（Ｘ）の入力端子である。５２ａ　、
５２ｂ　。

５２ｃはそれぞれ増幅率１の反転増幅器で、それソｈ　
−Ｋ１（Ｘ）　、　−に２（ＸＬ　−に３（Ｘ）　を出
力する。６３ａ。

５３ｂ　、６３ｃはそれぞれ前記キャリア波Ｃ１（ｔ）
。

Ｃ２（ｔｌ、　Ｃ３（ｔ）の入力端子であり、ｓ４ａ　
、５４ｂ　。

５４ｃはそれぞれ上記キャリア波ｃ、（ｔ）、　Ｃ２（
ｔ）。

Ｃ３（ｔ）によってスイッチング制御される半導体スイ
ッチである。この半導体スイッチは例えば前記送し、″
′Ｌレベル”のときは−Ｋ（Ｘ）を伝送するように構成
されている一種の乗算器としての機能を有するもので、
これらは第１図の５ａ　、　５ｂ、５ｃに相当する。即
ちキャリア波は位置信号によって変調されることになる
。

第６図はキャリア波Ｃ（ｔ）が位置信号Ｋ（Ｘ）によっ
て変調される過程を示す図であり、第５図（ａ）はキャ
リア波Ｃ（ｔ）、第６図（ｂ）　ｌｄ位置信号Ｋ（ｘ）
、第６図（Ｃ）は変調された波形（数学的意味ではＫ（
Ｘ）・ｃ（ｇ）を示す。

次に再び第４図にもどって、６６は第１図の５ｄに相当
する加算器であり、前記半導体スイッチ５４ａ　、５４
ｂ　、５４ｃの変調された出力［それぞれに１（Ｘ）・
ＣＩ（ｔ）、　Ｋ２（Ｘ）−０２ｆｔ）、　Ｋ３（Ｘ）
−Ｃ３（ｔ）］　ヲ加算合成する。６６はローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）であり、上記加算器６６の出力の基本波
成分のみ濾波するものである。６７はそのローパスフィ
ルタ５６の出力端子である。

このようにして第４図に示す変調器によって得１３　ペ
一二られる結果をＳ（ｔ　、Ｘ）とすると、これは数学的に
は次のように表現することができる。

Ｓ　（ｔ　、Ｘ　）＝に１（Ｘ）、Ｃ１（ｔ）＋ＫｆＸ
Ｊ、ｃ、Ｊｔ）＋に一、ｃ、Ｉｔ）２πＸ −Ａ　（ｓｉｎ　（−Ｔ−）・５ｔｎ（２πｆｃｔ　）
＋ｓｉｎ　（￥−８７ｒ）・２πＸこれはｆ。の周波数をもつキャリアにＴという位相項が
含まれていることを意味している。言い換ればＳ（ｔ、
Ｘ）では位置の情報Ｘが位相の情報という形に変換され
ているのである。また、速度という観点からとらえてみ
ると２次のように考えることが出来る。今、相対速度を
Ｖとすると、Ｘ＝Ｚ−ｔであるから速度を変数とした関
数Ｓ（ｔ。

Ｖ）は次のように表わされると考えられる。

Ｓ（ｔ、１Ｆ）ニー＞’ｃｃｓ（２πｆｏｔ　　　ｔ　
　ｙ　ｔ　）これは速度の情報？がキャリア周波数ｆ。

からの偏りとして示されることを意味している。今、仮
にｆ。＝１０ＫＨｚ　、　Ｌ　＝　１ｗｎ　　とすれば
、相対速度Ｖ＝±１ｍ／ａの場合、φ＝±Ｉ　ＫＨｚと
なりＳ（ｔ、？）の周波数ＦｉｆＣ〒Ｉ　ＫＨｚ即ち９
　ＫＨｚ　。

１１　ＫＨｚとなる。

なお、このような位置信号Ｋ（Ｘ）とキャリア波Ｃ（ｔ
）の乗算は本実施例の如き半導体スイッチを用いて行な
うものに限定されるものではなく５周知の乗算器、変調
器が利用できることは言うまでもない。

また本実施例では位置信号及びキャリア波の３相乗算で
あるが前述の如く相数はこの限りでない。

鮒６図は第１図に示す変調器５の出力の周波数を逓倍す
るＰＬＬ回路６の具体的構成例を示す図である。図中、
６１は前記変調器６の出力信号Ｓ（ｔ、Ｘ）又Ｈ８（ｔ
、−）（７）入力ｍ子、６２は矩形波に波形整形する波
形整形回路である。

６３．６４，６５．６６はそれぞれ第１図の６ａ。

６ｂ、６ｃ、６ｄに相当する第１の位相比較器（ＰＤ）
、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、第２のプログラマブル分周器であり、これらでＰ
ＬＬ周波数逓倍器を構成している。なお、６７は第２の
プログラマブル分周器６６の分周比Ｎのプログラム入力
端子を示している。上記分周比Ｎは第１のプログラマブ
ル分周器の分周比Ｍと通常は等しくする。このＰＬＬ回
路及びその動作そのものについては周知であるので、こ
こでの説明は省略する０この結果、逓倍されて出力端子
６８に得られる信号（ＶＣ０６６の出力）をここでＰ（
ｔ、Ｘ）又はＰ（ｔ、？）とし、この基本周波数成分の
みを考えればこれは次のように表わされる。

Ｐ（ｔ　、Ｘ）　＝　Ａ’ｃｏｓＮ　（２ｙｒｆ　Ｃｔ
　−ＴＸ　）ＮＸ ””’Ｃ０５（２πＮｆｃｔ　−２π−１−）又は　　
Ｐ（ｔ　、ｙ）＝Ａ’ｃｃ艷Ｖ（２πｆｏｔ−、？ｔ）
Ｎ？ ”　”　ＱＢ　（２π（Ｎｆｃ−−Ｌｌ−）ｔ）（但し
Ａ′は定数）さて、ここでｐ（ｔ　、ｘ）をみるとＮ−ｆｏという周
波数のキャリア信号の中に位置情報ＮＸ／Ｌが位相情報
として入っていることがわかる。また、Ｐ（ｔ、ｐ）を
みると速度情報Ｎ、／Ｌは上記キャリア信号の周波数Ｎ
−ｆ０からの偏りとして示されていることがわかる。従
って、これらの情報はキャリア信号を除去、復調するこ
とによって取り出すことが可能となる。

なお、上記ＰＬＬ回路の中の第２のプログラマブル分周
器６６は９分周比Ｎを変更する必要が全く無ければ通常
の固定分周比の分周器を使用しても良いことは言うまで
も無い。

第７図は第１図の位置速度復調回路７の具体的構成例を
示す図である。図中、７１は前記ＰＬＬ回路のＶＣＯ出
力信号（基本周波数成分はｐ（ｔ、ｘ）又はＰ（ｔ　、
？）で表現される）の入力である。

これは第２及び第３の位相比較器（ＰＤ）７２゜７３の
一方の入力端子に入力される。一方、この第２及び第３
の位相比較器７２．７３のそれぞれの他方の入力はＮ−
ｆｏの周波数を有する基準位相比較信号である。もし、
ここでＮ＝Ｍならば、これは前記基準発振器（第１図の
３）で形成される基準信号（周波数ｆ０＝Ｍ−ｆｃ）を
そのまま利用できる。７４はその入力端子である。但し
、この基準位相比較信号は上記２つの位相・比較器に対
して。

それぞれ位相が異るようにして入力されるべきである。

その位相の差は通常は９ＣＰ前後に設定する。

位相のずれた基準位相比較信号の作り方は色々考えられ
るが、本実施例では一方に移相器７６を設けて位相をず
らしている。

次に７６．７７は共にローパスフィルタ（ＬＰＦ）であ
り、それぞれ上記第２．第３の位相比較器７２．７３の
出力の基本周波数成分のみを濾波するものである。ここ
で、ローパスフィルタ７６の出力は数学的には前記ＰＬ
Ｌ回路のＶＣＯ出力と基準位相比較信号とを乗算した結
果の基本周波数成分に等しい。

今、第２の位相比較器７２に入力される基準位相比較信
号の基本周波数成分をＲ１（ｔｌ　＝　ｃｏｓ　２πＮ
ｆ、ｔとすれば。

ＮＸＰ　（ｔ　、Ｘ）　ＪＬｌ（ｔ）＝　”　Ｑｌ＋（２π
Ｎｆｃ　ｔ　２πＬ　）×部２πＮｆｏ＋Ａ’　　　　ＮＸ　　　Ａ’　　　　　　　　　　　　
　　ＮＸ＝−ｃＱｓ２πＴ＋−１ｃＯｓ（２π−２Ｎｆ
、ｔ−２πＴ）トナル。ローパスフィルタ７６によって
上式の第２項は消去されるので、結局、ローパスフィル
タ７６の出力は獄一部２π］Ｔと々る。一方、ローパスフィルタ７７の出力は。

前記第３の位相比較器７３へ入力される基準位相比較信
号の基本周波数成分をＲ，７ｔ）　−５ｉｎ　２πＮｆ
ｏｔとすれば、同様に考えて渥’ＮＸ５ｉｎ２πＴとなる。これらローパスフィルタは位相の異るＸＸの周期的関数である。従って、２π−Ｌ−＝　２ｎπ（
但し、ｎは整数）と表わすことができる。故にＸはｎ・
（Ｌ／Ｎ　）と表わされ、スケールのピッチＬのＮ盆の
１の整数倍として表現されることを意味している。換言
すればローパスフィルタ７６又は７７の出力の信号は１
波あたり位置換算でＬ／Ｎ　　とな１９ペーノる。これはピッチＬが等間隔にＮ分の１に内挿（Ｉｎｔ
ｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　）されたことを意味する。

７８．７９はそれぞれローパスフィルタ７６゜７７の出
力を矩形波パルスにする波形整形回路である。この波形
整形は後段のディジタル処理のだめ必要々ものであって
、この１パルスがスケールとスケール検出手段との相対
位置の最小きざみ（分解能）Ｌハに相当することになる
。８０は方向弁別回路である。これは上記２つの波形整
形回路７８．７９の２相の矩形波パルスを利用して相対
移動の方向を認識しようとするものである。

８１．８２は弁別された矩形波パルス出力であっで、そ
れぞれ右方向移動パルス、左方向移動パルスと名付ける
。

次にローパスフィルタ７６．７７の出力に関して速度に
ついて考えてみる。Ｘ：？ｔとおくと、上記出力はそれ
ぞれＮ？一邸２π（−Ｈ）ｔ速度Ｖは次のように表わされる。

°・＝−Ｈｆ。

つまり速度は周波数ｆアに比例しており、この周波数を
調べれば速度を認識することが出来る。

なお、本実施例では２相の位相の異る信号を形成するよ
うに第２．第３の２つの位相比較器、２つのローパスフ
ィルタ、２つの波形整形回路などを含めて構成されてい
るが、２相というのは方向弁別のために必要最小限の相
数であって、その点では更に多相化してもさしつかえな
い。その場合、これらの要素回路はその相数分だけ必要
となることはいうまでも々い。

第８図は前記方向弁別回路８ｏの具体的構成例を示す図
である。この回路の目的は前記波形整形回路７８．７９
からの２相の矩形波ノ＜ルスを利用シテスケールとスケ
ール検出手段の相対移動方向を識別することにある。こ
こで上記矩形波ノくルスは１パルスが距離Ｌ／Ｎ　　と
いう極めて微小な量に２１　　、、　　、・相当するので、スケールが静止しているような時でも外
部からのわずかな振動で前記矩形波パルスが発生し、し
かも、これは比較的速い往復的な運動であるために方向
弁別での誤動作をひき起しやすい。

本方向弁別回路８０は、そのような誤動作を完全に排し
得るものであり、第８図に示すような回路で実現される
。図中、９１．９２は前記波形整形回路７８．７９の２
相の矩形波パルスの入力端子である。ここで、それらの
パルスをそれぞれ矩形波パルスＡ、Ｂと呼ぶことにする
。９３．９４Ｖｉそれぞれ矩形波パルスＡ、Ｂの立ち下
りでトリガされて細い幅のパルスを作る位置パルス形成
回路である。上記細い幅のパルスは前記矩形波パルスＡ
及びＢのそれぞれ１波に対し、ひとつずつ形成される位
置パルスであって、これをそれぞれ位置パルスＡＲ及び
ＢＲと称する。９５，９６４’ｊそれぞれ前記矩形波パ
ルスＡ、Ｈの立ち上りでトリガされて細い幅のパルスを
作る移動方向識別パルス形成回路で、それらの出力であ
る細い幅のパルスはスケールとスケール検出手段の相対
移動方向を識別するだめのものであって、これをそれぞ
れ移動方向識別パルスＡＦ　、ＢＦと称する。９７．９
８はそれぞれＡＦとＢ及びＢＦとＡの論理積を作るＡＮ
Ｄゲート、９９はそれらのＡＮＤゲート９７゜９８の出
力ＡＦ、Ｂ、ＢＦ、Ａによってセ１．トリセットされる
フリップフロップ回路からなる移動方向記憶回路である
。ＤＲ及びＤＲはそれぞれ上記移動方向記憶回路９９の
出力である移動方向識別信号、１００，１０１はそれぞ
れＡＲ、Ｂ　、　ＤＨ及びＢＲ，Ａ、万１の論理積を作
るＡＮＤゲートで、その出力端子８１．８２にはそれぞ
れ方向弁別された位置パルスが得られる。ここで、それ
らの位置パルスを右方向移動パルスＲＰ、左方向移動パ
ルスＬＰと便宜的に称する。

次に本方向弁別回路８ｏの動作を第９図に示す信号波形
図を用いて説明する。まず、（ａ）　、　（ｂ）に示す
入力の矩形波パルスＡ、Ｂは最初はＡの位相が進む方向
（仮に右方向とする）に移動する状態を示し１次いで反
転しＢの位相が進む方向（仮に左方向とする）に移動し
、更に細度か細かい反転を繰り返し最初の位置にもどる
ような状態を示しているＯ　（Ｃ）　、　（ｄ）及び（
ｅ）　、　（ｆ）に示す位置パＡ／スＡＲ。

ＢＲ及び移動方向識別パルスＡＦ、ＢＦは図示のように
矩形波パルスＡ、Ｈのエツジでトリガされて形成される
。従って、ＡＮＤゲー）９７．９８の出力ＡＦ−Ｂ及び
ＢＦ、Ａは（（Ｊ）　、　（ｈ）に示すように形成され
、これによって移動方向記憶回路９９はセット・リセッ
トされ、（ｉ）に示す移動方向識別信号ＤＲを出力する
。通常のパルスの方向弁別はＡＲ−ＢとＢＲ、Ａで行う
ことが多いが、前述のように分解能の高い本発明の場合
はこれだけでは誤差動を起しやすい。即ち１例えば位置
パルスＢＲがトリガされる位置の近傍で微振動があれば
位置があまり変っていないのに位置パルスＢＲは次から
次に発生させられることになり、誤って位置を認識して
しまうことになる。そこで本実施例のように移動方向識
別信号ＤＲを用いて、パルスの方向弁別をＡＲ，Ｂ、Ｄ
Ｒ及びＢＲ，Ａ、ＤＲとするようにゲートを設けて（ｊ
）　、　（ｋ）に示すごとき右方く誤動作はなくなる。

第９図に示すように位置パルスＢＲがトリガされる位置
の近傍で細かな振動があって、ＢＲが必要以上に多く発
生しても移動方向識別信号ＤＲによって排除され、左方
向移動パルスＬＰには現われない。従って、誤って位置
認識されることは無い０次に、第１０図は第１図の位置速度復調回路７の別の実
施例である。この実施例では第７図の実施例の移相器７
５を除去し、第２．第３の位相比較器７２．７３の入力
端子の両方に同じ基準位相比較信号〔例えばＲ（ｔ）＝
ｃｏｓ２πＮｆｏｔ〕　　を与え、その代りに前記ＰＬ
Ｌ回路のＶＣＯの出力信号ｐ（ｔ、ｘ）　　又１ｈＰ（
ｔ＋’）を入力端子７１から遅延回路８３を介して第３
の位相比較器７３に入力し、もう一方の第２の位相比較
器７２にはそのまま入力している。他の構成は第７図の
実施例と同様である。ここで遅延回路８３による時間遅
延量をＴとすると、ローパスフィルタ７６の出力は。

Ｐ　（ｔ　、Ｘ）　・Ｒ（ｔ）　＝　Ａ’ｃｔｓ　（２
ｙｒＮｆｃｔ　−２ｙｒＴ）Ｘ　ＣＱＳ　２πＮｆ　、
　ｔ４／＝、ｃｏｓ２πＬ　　＋、ｃｏｓ（２π・２Ｎｆｃ　ｔ
−２πＴ）となるが、第２項目はローパスフィルタ７６
で消去されるため、結局次のようになる。

Ａ’　　　　ＮＸｉ房２７ｒゴ：一方、ローパスフィルタ７７の出方の方は。

Ｐ（（ｔ−Ｔ　）　、Ｘ）−ｆｆｔ＞、＝　４’−（２
πＮｆｏ（ｔ−Ｔ）−２π讐）Ｘ　（ｙ、　２ｙｒＮｆ
ｃｔとなるが、第２項目はローパスフィルタ７７で消去され
るため、結局次のようになる。

Ｉ、、ａｓ（２πＬ　”　２πＮｆｃＴ　）ここでＴ＝１
／（４ＮｆＣ）となるように（即ち。

Ｒ（ｔｌの周期の４分の１）選べば上式はＡ’　　　　
ＮＸ　　π 一μｓ（２π丁十ｉ）崖’　　　ＮＸ＝　−ｓｉｎ　２πゴ：となり、第７図の実施例と全く同じ結果になる。

第１１図は第１図のディジタル位置・速度情報形成回路
８の構成例を示す図である。図中、１１３は位置カウン
タで、これは、前記方向弁別回路８０の出力の右方向移
動パルスＲＰ、左方向移動パルスＬＰを累積的に可逆計
数するアップダウンカウンタよりなる。１１４はそのデ
ィジタル位置情報の出力端子である。この位置カウンタ
１１３の１ステツプはＬ／Ｎに相当する。１１６は位置
カウンタ１１３の原点リセット信号入力端子である。な
お、１１１．１１２はそれぞれ上記右、左方向移動パル
スＲＰ、ＬＰの入力端子である。

１１６は速度カウンタで、これは前記右、左方向移動パ
ルスＲＰ　、ＬＰの周波数を計数する周波数カウンタで
ある。１１７は周期的に速度カウン２７ページタ１１６をリセットするリセット信号入力端子、１１８
はりセント信号が入る直前に速度カウンタ１１６の内容
をラッチ回路１１９に転送するだめのラッチパルス信号
が与えられる入力端子である０このようにしてディジタ
ル速度情報はラッチ回路１１９の出力端子１２０から得
られる。

以上の説明から明らかなように本発明の検出装置は次の
ような数々のすぐれた効果、特長を有するものである。

（１）　　高分解能を得るための内挿手段として位相比
較器、電圧制御発振器９分周器などで構成されるＰＬＬ
回路による周波数逓倍器を用いており。

このＰＬＬ回路はＩＣ（集積回路）化された安価なもの
を利用でき、信頼性が高く、また回路が簡単に構成でき
るのにもかかわらず容易に高分解能を得ることができる
。

（２）第１．第２の分局器をプログラマブル分周器で構
成すれば分解能の変更が容易で９例えば単位系の変更な
どが比較的容易に行える。

（３）内挿のだめにＰＬＬ回路による周波数逓倍器る。

充分オーバーダンプ状態にすれば非常に速い入力変化に
対して（スケールとスケール検出手段の相対的な移動の
非常に速い変化に対して）遅れてゆっくりと追従してゆ
くので、過渡的には誤差がでるが、定常的には完全に追
従するだめ累積的な誤差は発生しにくく信頼性の高い検
出装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例を示し、第１図は本発明の概念的
構成を表す要部ブロック構成図、第２図はスケールとス
ケール検出装置の構成例を示す図、第３図は第１のプロ
グラマブル分周器の構成例を示す図、第４図は変調器の
構成例を示す図、第６図（ａ）　、　（ｂ）　、　（Ｃ
）はキャリア波が位置信号によって変調される過程を示
す波形図、第６図は変調器の出力の周波数を逓倍するＰ
ＬＬ回路の構成例を示す図、第７図は位置速度復調回路
の構成例を示す図、第８図は方向弁別回路の構成例を示
す図、第９図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　、　（
ｄ）　、　（ｅ）　、　（Ａ　、　（ｑ）　、　（ｈ）
　、　（ｉ）　、　（ｉ）　、　（ｋｌは２９ベ−二゛その方向弁別回路の動作を説明するだめの信号波形図、
第１０図は位置速度復調回路の別の構成例を示す図、第
１１図はディジタル位置・速度情報形成回路の構成例を
示す図である。１・・・・・・スケール（目盛）、２・・・・・・スケ
ール（目盛）検出装置、３・・・・・・基準信号発振器
、４・・・・・・第１のプログラマブル分周器、６・・
川・変調器、６・・・・・・ＰＬＬ回路による周波数逓
倍器、７・・・・・・位置速度復調回路、８・・・・・
・ディジタル位置・速度情報形成回路、４２・・・・・
・プログラマブル分周器、４５，４７・・・・・・移相
器、５４ａ　。ｔｓａｂ　　５４Ｇ・・・・・・半導体スイッチ、６２
出・・・波形整形回路、６３・・・・・・第１の位相比
較器、６４・・・・・・ローパスフィルタ、６５・・・
・・・電圧制御発振器（ｖＣｏ）、６６・・・・・・第
２のプログラマブル分周器、７２．７３・山・・第２．
第３の位相比較器、７６・・・・・・移相器、７６．７
７・・・川口−パスフィルタ、７８．７９・・・・・・
波形ｉ形回路、８ｏ・・・・・・方向弁別回路、８３・
・・・・・遅延回路、９３．９４・・・・・・位置パル
ス形成回路、９９０・・・・・・移動方向記憶回路、１１３・・・・・・位
置カウンタ、１１６・・・・・拳速度カウンタ、１１９
・・・・・・ラッチ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）長手方向に目盛を形成する周期的パターンが記録
されたスケールと、このスケールの目盛を読みとってそ
れぞれ位相の異る正弦波状の複数の位置信号を出力する
複数のスケール検出手段と、基準信号を発生する発振器
と、前記基準信号を分周して周波数がｆ。の複数相のキ
ャリア波を形成する分周比がＭ（Ｍは整数）の第１の分
局器と、前記複数相の、キャリア波を前記複数の位置信
号でそ′トれぞれ変調する複数個の変調回路と、前記複数個゛′。の変調回路り出力を合成する加算器と、この加算器の出
力の基本周波数成分を逓倍するだめの第１の位相比較器
、電圧制御発振器および分局比がＮ（Ｎは整数）の第２
の分局器を含めて構成されたフェーズ・ロックド・ルー
プ回路と、前記電圧制御発振器からの逓倍出力と９周波
数がＮ−ｆｃであって互いにその位相がずれているよう
々少くとも２相の基準位相比較信号とをそれぞれ位相比
較するか、もしくは前記逓倍出力を遅延回路によって少
くとも２相化してこれと唯１相の周波数がＮ−ｆｏであ
るような基準位相比較信号とをそれぞれ位相比較する第
２および第３の位相比較器と、前記第２および第３の位
相比較器の出力の低周波成分をそれぞれ濾波する第１お
よび第２のローパスフィルタと、前記第１および第２の
ロー、６スフイルタの出力を整形して矩形波パルスを形
成する第１および第２の波形整形回路と、前記第１およ
び第２の波形整形回路から出力される矩形波パルスの位
相関係に従って前記スケールと前記スケール検出手段の
相対移動方向を識別し記憶する回路を用いて前記矩形波
パルスを右方向移動パルスと左方向移動パルスとして分
離変換する方向弁別回路と、前記右又は左方向移動パル
スを累積的に計数する位置カウンタと前記右又は左方向
移動パルスの周波数を計数する速度カウンタの少なくと
も一方を具備してなることを特徴とする検出装置。
（２）第１の分局器及び第２の分局器としてグログ３ベ
ー〕゛ラマブル分周器を使用し、外部から分周比をプログラム
することによって内挿分解能を変更可能にしたことを特
徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の検出装置。
（３）第１の分周器の分局比Ｍと第２の分周器の分周比
Ｎは互いに等しい整数であって、かつ基準位相比較信号
と基準信号とは同一の信号か、もしくは少くとも同一の
発振器から形成された信号であることを特徴とする特許
請求の範囲第（１）項記載の検出装置。
（４）方向弁別回路は、矩形波パルスの前線と後縁のい
ずれか一方でトリガされる細い巾の位置パルスを作る回
路と、前記矩形波パルスの前縁と後縁のいずれか他方で
トリガされる移動方向識別パルスを作る回路と、前記移
動方向識別パルスによってセット、リセットされる移動
方向を記憶する記憶回路と、この記憶回路の出力を使用
して前記位置パルスを右又は左方向移動パルスの２つに
分離弁別するゲート回路とを含めて構成されていること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の検出特開
昭５８−１２２４６１（２）装置。