JPH0277673A - 時間差の高分解測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野Ｊ 本発明は、時間間隔の高分解測定に係わり、特に光の反
射往復時間を測定し、装置本体と目標物との間の距離を
計算するための光測距装置に好適な時間差の高分解測定
装置に関するものである。

「従来の技術」 従来の時間間隔の測定装置は、スタート信号とストップ
信号との時間間隔を、′これらの信号と比較してはるか
に高い周波数の基準信号をクロック信号とし、このクロ
ック信号をカウントすることにより測定していた。この
従来型の時間間隔の測定装置は、基準信号の周波数を高
くすれば高分解の時間測定が可能になるが、電気部品や
回路構成上の制約から、基準信号の周波数には限界が存
在していた。そこで、スタート信号、ストップ信号に同
期していない基準信号を用いて、これらの信号間の時間
間隔を複数回測定していた。即ち、第１１図に示す様に
複数回のスタート信号、ストップ信号を固定した状態で
検討すると、毎回のクロック信号は、同期ずれの分だけ
ずれている。そこで、Ｎ回の測定を行い、スタート信号
とストップ信号との間のクロック信号（ＣＬＩ−Ｃｌ３
）をカウンタで計算すると、その合計ΣＣＬは、Ｎ倍の
周波数のクロック信号で１回計数した値と等価となる。

従って、Ｎ倍分解能を上げたことを意味する。

「発明が解決しようとする課題」 しかしながら、従来型の時間間隔測定装置は、分解能を
Ｎ倍に向上させるにはＮ回測定を繰り返す必要があった
。即ち、測定時間が、測定信号の繰り返し時間のＮ倍必
要であることを意味し、例えば、スタート信号及びスト
ップ信号の周波数が１．５ＫＨｚ　　の場合において、
クロック信号の６０００倍の分解能で測定しようとする
と、の時間を要するという問題点があった。また、スト
ップ信号のタイミングが、測定装置内部で発生するノイ
ズや、計測環境等の外的要因によって変動する場合があ
り、これらの変動に対しては測定回数を増加して平均処
理を行う必要がある。しかしながら従来の測定装置にお
いては測定のための時間的制約から平均化効果を十分高
めることができないという問題点があった。特に、従来
の時間間隔測定装置と光測圧に採用した場合には、スト
ップ信号は、目標物から反射してきた光線によって発生
する様に構成されているが、このストップ信号は、装置
内部のノイズや空気の屈折率等の変化により変動する場
合があった。ところで、第１１図に示す様に、このスト
ップ信号がΔを変動したと仮定すると、Ｃｌ３とＣｌ３
は上記平均化効果に寄与するクロック信号であるが、他
のＣＬＩからＣｌ３のクロック信号は、平均化効果に寄
与しないクロック信号である。従って、ストップ信号が
変動している場合には、平均化効果に寄与するクロック
信号と寄与しないクロック信号とがあり、寄与しないク
ロック信号は、ΣＣＬに同等変化を与えないので、全体
的に平均化効果が低くなるという問題点があった。特に
、光測圧装置の光源にパルスレーザダイオードを採用し
た場合には、デユーティ比が０゜０１％程度であり、平
均化効果を期待することができないという問題点があっ
た。

「課題を解決するための手段」 本発明は上記問題点に鑑み案出されたもので、連続した
パルスの時間差を測定する測定装置において、この測定
装置は概′ｌＬ測定手段と精密測定手段とからなってお
り、前記概算測定手段は、パルス間の時間差を計測する
構成を備えており、前記精密測定手段は、測定信号Ｍと
同期の異なる基準信号Ｓを発生させるための基準信号発
生手段と、測定信号Ｍのパルスで基準信号Ｓをサンプリ
ングするためのサンプリング手段と、このサンプリング
手段で形成されたサンプリング波形の位相差を検出する
ための位相検出手段とから構成されており、この位相検
出手段で検出された位相差を時間差に換算すると共に、
前記概算測定手段の測定値と精密測定手段の測定値とか
らパルス間の時間差を演算するための演算処理手段を備
えていることを特徴としている。

「作用」 以上の様に構成された本発明は、概′１１．測定手段が
パルス間の時間差を計測し、精密測定手段が時間差の精
密測定を行う様になっている。精密測定手段の基準信号
発生手段が、測定信号Ｍと同期の異なる基準信号Ｓを発
生させ、サンプリング手段が、測定信号のＭのパルスで
該基準信号Ｓをサンプリングするようになっている。位
相検出手段が、該サンプリング手段で形成されたサンプ
リング波形の位相差を検出し、演算処理手段が、該位相
検出手段で検出された位相差を時間差に換算すると共に
、前記概算測定手段の測定値と該精密測定手段の測定値
とからパルス間の時間差を演算することができる。

「実施例」 本発明の実施例を図面に基づいて説明する。まず、本実
施例の時間差の高分解測定の原理を第１図に基いて説明
すると、Ｍは測定信号であって、スタート信号（又はス
トップ信号）を意味する。

Ｓは基準信号であって、本実施例では正弦波が採用され
ているが、サンプリング点で連続波であれば何れの波形
でも採用することができる。この測定信号Ｍと基準信号
Ｓとは、僅かに同期がずれる様になっている。この同期
は完全にずれていてもよいが、構成及び演算処理の簡素
化のなめに、本実施例では測定信号Ｍのパルス数が何回
目かに１度、測定信号Ｓと同期する構成のもので説明す
ることにする。

本実施例では、第１図（ｂ）に示す様に測定信号Ｍが８
回目に測定信号と同期する様に構成されている。ここで
、測定信号Ｍと基準信号Ｓとの関係を第１図（ａ）に基
いて説明すると、測定信号ＭのパルスＭｏ、Ｍ、、Ｍ２
・・・示現れる時の基準信号Ｓをｓｏ、Ｓ１＋　Ｓ２・
・・とすれば、測定信号Ｍと基準信号Ｓとが僅かに同期
が異なっているので、Ｍ、、Ｍ、、Ｍ２・・−に対して
、Ｓ、、Ｓ、、Ｓ２・・・はそれぞれの位相が少しずつ
異なっている。

そこで、測定信号ＭのパルスＭ０．Ｍ□１Ｍ２・・・が
現れるたびの基準信号Ｓは、第１図（ｂ）の様になって
おり、８回に１回向期することが示されている。更に、
測定信号Ｍのパルスで基準信号Ｓの波形をサンプリング
した場合、このサンプリングで現れる波形Ｈは、第１図
（Ｃ）に示す様になっている。このサンプリング波形Ｈ
は、測定信号Ｍの８倍の周期を有しており、その波形は
基準信号Ｓの波形に基いている。

次に、測定信号Ｍのパルスが、時間的に移動して第１図
（ｂ）のＭ′に移動したとすると（この場合は、基準信
号のπ／２分の移動である。）基準信号Ｓでサンプリン
グして得られるサンプリング波形Ｈ′は、第１図（Ｃ）
のＨ′のような波形となる。このＨ′の波形から明かな
様に、測定信号Ｍのパルスが、基準信号のπ／２分移動
するとサンプリング波形も同様にπ／２の位相変化を生
じる様になる。従って、測定信号Ｍの時間的移動は、基
準信号Ｓをサンプリングして得られる波形Ｈの位相を変
化させ、その位相変化量は、測定信号Ｍの時間的移動量
を基準信号の位相に換算したものに相当する。

この結果、サンプリングで得られる波形の位相変化量ψ
１（ψ、＝２πＵ＋ψ　ここで　Ｕは整数、ψは０≦ψ
≦２π）を測ることにより、測定信号Ｍの移動１１を から求めることができる。但し、七〇は基準信号の周期
である。ここで、測定信号の変化が連続的である場合に
は、位相の変化を連続的に監視することでＵの値を知る
ことができるが、測定信号の変化が不連続の場合や、２
つの信号の時間差を測定する場合には、Ｕの値を知るこ
とができない、そこで、基準信号の周期以下の部分に関
する時間差ｔを から求め、ｕｔ、については、別途の測定方法で求める
ことが必要となる。但し、ｕｔ、の測定は高精度である
必要がないので、従来の粗測定により計測することが可
能である。従って、本実施例は測定信号の時間差を、基
準信号の周期以下の部分の時間差はサンプリング波形の
位相差から求め、ｕｔ、については、従来からの粗測定
によって計測し、これらを合成することにより測定信号
の時間差を高精度に測定することができる。

次に、本実施例の高分解測定原理の内、周波数に関する
説明を詳細に行うと、第２図は測定信号Ｍと基準信号Ｓ
との関係を示すものである。ここで、測定信号Ｍの周波
数をｆＨ１基準基準信号同波数をｆｓとし、測定信号Ｍ
のｆｓを基準信号Ｓのｆｓのおよそ１／ｍｇに設定する
ことにする。

そして、基準信号Ｓの周期をｎ分割してサンプリングす
るとすれば、測定信号Ｍの周期（１／ｆＭ）は、 であり、測定信号Ｍの周波数ｆＭは、上式の逆数となり
、 で表される。

なお、第２図は正負の符号がマイナスの場合を示した図
となっている。

また、この処理を行う回路構成は、基準信号のすること
により演算することができるが、基準信号の周波数ｆｓ
は比較的高い周波数であり、ｍＱｎ−１（或はｍ。ｎ＋
１）を実行する分周器は高速性を要求されるので、この
まま演算することは適当でない。そこで、適切な式に変
形する必要がある。まず、ｍｏ＝ｍｔｈｍ′として第４
式を表すと、 となる、そして、ｍ＝ｍ’　ｎ＋１　　を満足する様な
ｍ、ｍ’、ｎ　　を選択すると と表される。従って、分周器構成はｍ分周とｎ−１（或
はｎ＋１）とに分割構成され、ｍ分の１又は（ｎ±１）
分の１分周器のうち初段に構成する分周器のみに高速性
が要求される０例えば、ｍ分周のみが高速性が要求され
る。そして、一般にｍ分周は、何れかの数値で割り切れ
る様な値に設定することが容易であり、更に分周器を分
割して構成することができるので、高速性が要求される
分周器を少なくすることができる効果がある。

また、測定信号Ｍで基準信号Ｓをサンプリングして得ら
れる信号の基本波成分の周波数ｆＬは’ｆｔ、＝　　　
”　　　　　　　　　　　　　　　　（７）で表される
９従って、（７）式に（６）式を代入すれば、 ■ となる。上記（６）式と（８）式とは、本実施例の回路
構成に必要な分周器と、ｎ倍器とが必要となることを示
しており、分周器は整数分の−、逓倍器は整数倍の動作
を行うので、ｍ、ｎはそれぞれ整数であることが要求さ
れる。これに対してｍ′は必ずしも整数である必要はな
い９ｍ′が整数の場合には、サンプリングで得られる信
号が、。

順序よく基準信号Ｓの波形を出力するが、ｍ′が整数で
ない場合には、その順序が崩れてしまうことになる９な
お、上記（６）式と（８）式とは、正負何れの符号を採
用することもできるが、測定信号Ｍの時間変化に対して
、サンプリングされて得られた信号の位相変化が、符号
により逆方向に変化することに注意する必要がある。

更に、（８）式より、測定信号Ｍの周波数ｆＭと、サン
プリングで得られた周波数ｆＬとの関係は、 となり、測定信号Ｍと基準信号Ｓとは、測定信号Ｍのｎ
回に一度同期することになる。なぜならば、サンプリン
グによって得られたｆＬはｒＨとｆ５との両方に同期し
ているからである。

次に、基準信号Ｓの周期以下の部分の位相差の測定方法
について説明する。なお基準信号Ｓについては、説明の
便宜上、正弦波を例に説明するが、正弦波に限ることな
く三角波等であってもよい、即ち、基準信号Ｓは、サン
プリングを行う区間が連続している波形であれば足りる
。

［クロックによる位相の計測分法コ この計測方法は基準信号Ｓを、測定信号Ｍのパルスでサ
ンプリングし、得られた波形をバンドパスフィルタを通
して平滑化し、位相をクロックで計数する方法である。

この位相測定は、従来光波測距計で採用されている方法
と同様な方法である。

この方法の分解能は、基準信号Ｓの周波数ｆｓ、クロッ
ク信号の周波数ｒｃ、サンプリング出力信号の周波数ｆ
Ｌで決定される０例えば、クロック信号の周波数ｆ０を
１．５ＭＨｚ、基準信号Ｓの周波数ｆｓを１５ＭＨｚと
して、ｍ＝ｍ’　ｎ＋１　　を満足する様なｍ＝１００
００、ｍ’＝３０３、ｎ＝３３を選択すると、サンプリ
ング出力の周波数ｆＬは、 ４７Ｈｚ となり、分解の能力は、 ｆｃ　　　　　１．５＊１０＊１０＊３２＝３２０００ となる。従って、基準信号の周波数ｆ５の３２０００倍
の分解能を得ることができる。なお、時間分解では、 となる。

更に、バンドパスフィルタにより、ｎ　（＝３３）個の
サンプル値が平滑化されるので、全ての測定信号が平均
化効果に寄与することになる。従って、数回の測定を繰
り返し、これらの結果を平均することにより、従来型の
測定装置以上の平均効果を発揮させることができる。例
えば、１０回の測定を行った場合には、この測定時間は
、（１／ｆＬ）＊　１０＃０．２　ｓｅｃと処理演算に
必要な０．１ｓｅｃとを合計した０、３ｓｅｃ程度とな
る。この結果、０．３ｓｅｃ程度の測定時間で、基準信
号Ｓの周波数ｆｓの３２０００倍の分解能を得ることが
できる上、１００から３００回程度の平均効果を得るこ
とができる。

しデータ処理による方法コ この計測方法は基準信号Ｓを、測定信号Ｍのパルスでサ
ンプリングし、得られたデータをデータ処理することに
より位相を計測する方法である。

（Ａ）ゼロクロス検出方法 このゼロクロス検出方法は、正弦波がゼロ値を区切る座
標のずれを計測することにより、位相を検出するもので
ある。第３図（ａ）に示す様に、ψ１又はψ２を測定す
るか、或はψ１とψ２の平均値に採用してもよい、なお
、この方法の分解能は、使用するＡ／Ｄコンバータの性
能で殆ど決定されてしまう。例えば、１２ビツトのＡ／
Ｄコンバータを採用すれば、約４０００レベルの分解能
力を有する。従って、ゼロクロスの近傍の位相分解はで
あり、１周期に対する分解は ２π＄２０００　　１２５６０ となる。従って、基準信号Ｓの周波数ｆｓの１２５６０
倍の分解能を有することになる。

第３図（ｂ）は、第３図（ａ）のゼロクロス付近を拡大
した図であり、ψｌの測定は、先ず、位相差０から順次
スキャンし、データが負から正に変化する位相差ψＣを
求める。更に、ψＣの時のデータ！えと、その一つ前の
データＪ１．を直線で結び、この直線のゼロクロス点と
ψＣの差ψべを求める。そして、前記ψＣからψｄを減
することにより、ψ１を求めることができる。ψ２の計
測も同様に行うことができ、この場合には、データのス
キャンを行う際に正から負に符号が転じる点を検出する
必要がある。なお本方法では、第３図（Ｃ）様に、ゼロ
クロス点付近のデータに最小自乗法を適用させて直線を
決定してもよい、この場合には平均効果が生じるという
効果がある。更に、ゼロクロス近傍のデータにスムージ
ング処理を行い、平均効果を高めてからゼロクロスを行
うのも効果的である。

以上の様に構成したゼロクロス法による位相検出は、ｎ
＝１０１　（ｍ＝１００００、ｍ’＝９９）を採用すれ
ば、基準信号Ｓの周波数ｆｓの１２５６０倍程度の分解
能を実現でき、平均効果も３０回程度が期待できる。

（Ｂ）正弦、余弦成分の検出による方法この正弦、余弦
成分による方法は、第３図（ｄ）に示す様に、正弦波と
余弦波の成分を積算することにより位相を計測する方法
であって、平均効果の高い検出方法である。サンプリン
グで得られた１周期分の波形を、４分の１にそれぞれ分
割し、領域Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄと定義する。そして、それぞ
れの領域のデータを積算したものをΣい、ΣＢ、ΣＣ１
ΣＤとし、位相差ψを求めると となる。この原理と説明すると、基準信号Ｓを測定信号
Ｍのパルスでサンプリングして得られたデータをｙとす
れば、−船釣にｙは と表すことができる。ここで、Ｘはサンプリング出力の
カウント（Ｘ番目）を意味し、αは直流レベル、βは振
幅である。そして、第１０式の右辺は、 但し、ｋ＝− これを解けば、 となることから、位相ψを積算値から求めることが可能
となる。

この様にして得られた位相データは、全てのデータを積
算して使用しているので、平均効果が極めて高く、更に
、この積算による平均効果は、サンプリングの址子化誤
差も平均化されるので、分解能も極めて高くなるという
卓越した効果がある。

なお、この正弦波と余弦波の成分を積算化する位相検出
方法は、ｎ＝１０１の場合で比較した場合でも、前記ゼ
ロクロス検出方法より高分解能であると共に平均効果の
高い測定を行えることができる。

以上説明したデータ処理による位相検出方法は、サンプ
リング数がｎ回、即ちサンプリング出力波形の１廁期分
であった。このサンプリング数を増加させ、何周期も取
ることにより、更に平均効果を高めることができる。こ
の場合には、ｎ個ごとのデータを平均し、その結果を用
いてデータ処理を行えばよい。例えば、１０周期分（即
ち、１０回分のサンプリング波形の平均）のデータを使
用すれば、平均効果が３００回以上のものを得ることが
でき、分解能は基準信号Ｓの周波数の１００００倍以上
である。また、この時のサンプリング周波数ｆしは、（
８）式より ＝１５Ｈｚ となる。更に、サンプリングに要する時間は、であり、
測定時間は、およそ０．８ｓｅｃである。

次に、本実施例の時間差の高分解測定装置を光測距装置
に適用した場合について説明する。第４図は光測距装置
の光学系を示すものであり、この図面に基づいて光測距
装置の光路を説明する。この光学系は、レーザダイオー
ド１と、受光素子２と、シャッタ３と、レンズ４と、プ
リズム５と、ミラー６とから構成されている。コーナキ
ューブ７は、光測距装置本体から離れた位置に設置され
る目標物であり、光線を反射する機能を有している。

レーザダイオード１は、パルスレーザダイオードであっ
て、比較的大きなピークパワーを持ち、デユーティ比が
０６０１％程度のパルス波を発生することができる。受
光素子２は、レーザダイオードｌから発射されたパルス
光線を受光できる素子であれば足りる。シャッタ３は、
測距光路と内部光路を切り替えるための切り替え器であ
る。

以上の様に構成された本光学系において、レーザダイオ
ード１から出射された光パルスは、プリズム５、レンズ
４を経由して本体から発射され、目標物として置かれた
コーナ眸ニー１７７反射される。このコーナキューブ７
で反射された光パルスは、レンズ４、プリズム５を経由
して受光素子２に入射される。これらの光路が、測定の
対象となる本体と目標物との距離を含む測距光路を形成
する。

これに対して、レーザダイオード１から出射した光パル
スが、ミラー６を経由して受光素子２に入る光路がある
。この光路は本体内部で生しる不安定要素を除去する目
的で形成された内部光路である。

一般に光測距装置は多数の電子部品を使用しており、こ
の電子部品の遅延時間が温度変化等の影響を受けやすい
ので、本体内で不安定状態が発生する可能性がある。そ
こで、測距光路と内部光路とで測定を行い、その測定値
の差を取ることにより、前記両光路に共通して含まれる
測距装置本体内部の不安定要素を除去することができる
。

次に、本実施例の電気系の構成について、第５図、第６
図、第７図、第８図、第９図に基づいて説明する。

［クロック計数による位相測定コ 先ず、第５図は、基準信号Ｓの周期以下の時間差（以下
、精測定という）の計測を、クロック計数による位相測
定によって行うものである。なお、この実施例では、ｕ
＝３３、ｍ＝１００００、ｍ’＝３０３を採用している
。このクロック計数による位相測定装置は、基準信号発
生器１００と、バンドパスフィルタ１１０．２１０と、
分周期１２０．１３０と、シンセサイザ１４０と、パル
ス検出器１７０と、カウンタ１８０．２２０と、処理演
算部１９０と、サンプルホールド２００等からなってい
る。基準信号発生器０３Ｃ１００は基準信号源であり、
１５ＭＨｚの基準信号を発生している。この基準信号は
第１のバンドパスフィルタＢＦＩＩＯに送出され、この
第１のバンドパスフィルタＢＦＩＩＯは、基準信号の正
弦波を出力する様に構成されている。また、第１の分周
器ＤＶＡ１２０は、基準信号発生器０ＳＣ１００で発生
している１　５ＭＨｚを１／１０に分周して１．５ＭＨ
ｚを出力する様になっている。更に第２の分周器ＤＶＢ
１３０が、この１．５ＭＨｚを１／３２０００に分周し
て約４７Ｈｚが出力される様になっている。更に、この
４７Ｈｚの信号をシンセサイザ５Ｙ１４０が３３倍に逓
倍し、約１．５４７ＫＨｚの信号を出力する様になって
いる。ここで、第１の分周器ＤＶＡ１２０、第２の分周
器ＤＶＢ　１３０、シンセサイザ５Ｙ１４０の出力信号
は、２値化の信号である。また、ドライバＤＲ１５０は
、シンセサイザ５Ｙ１４０の出力信号に従って、レーザ
ダイオード１をパルス的に駆動する。従って、レーザダ
イオード１は、周期が１／１．５４７ＫＨ２のパルス状
の光線を発射する。この発射された光パルスは、測距光
路を進行して受光素子２に入射され、受光素子２によっ
て電気信号に変換される。受光素子２で変換された電気
信号は、アンプＡＭ１６０で増幅され、パルス検出器Ｐ
Ｄ１７０に送出される。このパルス検出器ＰＤ１７０は
、アンプＡＭ１６０の出力信号に従った２値化のパルス
信号を発生させる。そして、第１のカウンタ部ＣＴＣ１
８０は、処理演算部Ｃ’０Ｎ１９０の指令に従い、シン
セサイザ５Ｙ１４０の出力信号を計数スタート信号に、
更にパルス検出器ＰＤ１７０の出力信号を計数ストップ
信号として、スタート信号とストップ信号との時間間隔
を計測する。

なお、この第１のカウンタＣＴＣ部１８０は、クロック
信号として基準信号発生器ｏｓｃｔｏｏの１５ＭＨｚを
使用している。サンプルホールド５Ｈ２００は、パルス
検出器ＰＤ１７０の出力信号に従い、第１のバンドパス
フィルタＢＦＩＩＯの出力信号をサンプルホールドする
。従って、サンプルホールド５Ｈ２００の出力側には、
第１図（Ｃ）のＨに示す様な波形が現れる。（なお、第
１図（Ｃ）のＭが３３個で１サイクルに相当する波形） そして、第２のバンドパスライ１．ルタＢ　Ｆ”Ｌ　２
１０は、サンプルホールド５Ｈ２００の出力信号の基本
波である４７Ｈｚを抽出するためのものであり、４７Ｈ
ｚの正弦波が出力される。また波形整形器ＷＦ２３０は
、第２のバンドパスフィルタＢＦＬ２１０の出力信号の
正弦波を２値化して矩形信号に変換して出力する。また
、第２のカウンタ部ＣＴＦ　２２０は、処理制御部Ｃ０
Ｎ１９０の指令に従って、第２の分周器ＤＶＢ１３０の
出力信号゛を計数スタート信号に、波形整形器ＷＦ　２
３０の出力信号を計数ストップ信号として、スタート信
号とストップ信号との時間間隔を測定するものである。

なお、第２のカウンタ部ＣＴＦ　２２０のクロック信号
は、第１の分周器ＤＶＡ１２０の出力信号である１、５
ＭＨｚを使用している。また、処理演算部Ｃ０Ｎ１９０
は、第１のカウンタ部ＣＴＣ１８０と第２のカウンタ部
ＣＴＦ　２２０で得られる測定信号を合成し、表示部（
図示せず）にデータを送出する。

ここで、第１のカウンタ部ＣＴＣ１８０と第２のカウン
タ部ＣＴＦ２２０の分解能について説明する。第１のカ
ウンタ部ＣＴＣ１８０は、時間分解が１／（３３＊１５
ＭＨｚ）であり、距離に換算すれば光速との関係、及び
、光が目標物式での距離を往復することから、１０ｍ／
３３である。また、第２のカウンタ部ＣＴＦの時間分解
は、測定原理の説明で述べた様に基準信号Ｓの周波数で
分解した時の３２０００　（１，５ＭＨｚ／４７Ｈｚ　
）倍の分解能を有し、距離分解にｍ算すると１０ｍ／３
２０００となる。

次に、本実施例である電気系の構成の動作を説明すると
、まず、処理演算部ＣＯＮ　１９０は、シャッタ３を切
り替えて光路を測距光路を選択し、第１のカウンタ部Ｃ
ＴＣ１８０と第２のカウンタ部ＣＴＦ　２２０とに測定
開始の指令を送信する。

第１のカウンタ部ＣＴＣ１８０と第２のカウンタ部ＣＴ
Ｆ　２２０とは、処理演算部Ｃ０Ｎ１９０の指令に従い
計数動作を行い、計数動作が終了すると処理演算部Ｃ０
Ｎ１９０に対して終了信号を送出する。処理演算部Ｃ０
Ｎ１９０は、計数終了信号を受信すると、第１のカウン
タ部ＣＴＣ１８０と第２のカウンタ部ＣＴＦ２２０とか
ら計数結果信号データを受は取る様になっている。更に
、処理演算部Ｃ０Ｎ１９０は、第１のカウンタ部ＣＴＣ
で得られた計数値を距離値に換算して粗測定値を求める
。また、第２のカウンタ部ＣＴＦ２２０で得られた計数
値を同様に距離値に換算して精測定値を求める。ここで
、粗測定値のメータ単位と精測定値のメータ単位が一致
する様に、粗測定値を多少修正して両者を組み合わせる
演算を行う。

即ち、メータ単位以上の上位桁に対しては、修正後の粗
測定値を採用し、メータ単位以下の下位桁に対しては、
精測定値を採用して、組み合わせるも、のである。

この測定動作を１０回行い、その平均値を測距光路での
距離値とする。

次に、シャッタ３を内部光路に切り替えて上記と同様の
計測を行い、内部光路での距離値を得る。

そして、測距光路での距離値から内部光路での距離値を
減じて最終結果を得ることにより、装置内部の不安定を
除去することができる。従って、この最終結果を表示部
（図示せず）に送出して表示等を行う様になっている。

［データ処理による位相測定］ 次に、第６図は、基準信号Ｓの周期以下の時間差の計測
を、データ処理による位相測定によって行うものである
。なお、この実施例では、ｎ＝１０１、ｍ＝１００００
、ｍ’　＝９９　を採用している。このデータ処理によ
る位相測定装置は、基準信号発生器１００と、バンドパ
スフィルタ１１０と、分周器２４０．２５０と、シンセ
サイザ２６０と、パルス検出器１７０と、カウンタ部１
８０と、演算処理部１９０と、サンプルホールド２００
と、ＡＤコンバータ２７０と、加算器ＡＣ２８０と、メ
モリ一部２９０と、アドレスカウンタ３００等からなっ
ている。なお、カウンタ部ＣＴＣ１８０の計数スタート
信号、計数ストップ信号として入力される信号は、１．
５１５ＫＨｚとなっており、ドライバーＤＲ１５０、レ
ーザダイオード１、受光素子２、パルス検出器ＰＤ１７
０も同様に１．５１５ＫＨｚで動作する様になっている
。基準信号発生器０ＳＣ１００で発生した１５ＭＨｚは
第１の分周器ＤＶＣ２４０で１／１００００に分周され
て１．５ＫＨｚとなり、更に第２の分周器２５０で１／
１００に分周され、１５Ｈｚの信号を出力する。そして
、シンセサイザ５ＹＨ２６０は、この１５Ｈｚを１０１
倍に逓倍して１．５１５ＫＨｚを出力する様になってい
る。そして、ＡＤコンバータＡＤ２７０は、パルス検出
器ＰＤ１７０の信号に従い、サンプルホールド５Ｈ２０
０がホールドに入った時の値をデジタル値に変換する。

サンプルホールド５Ｈ２００は、パルス検出器ＰＤ１７
０の出力側にパルスが発生している間、バンドパスフィ
ルタＢＦＩＩＯの出力波形をサンプリングする。そして
、加算器ＡＣ２８０は、ＡＤコンバータＡＤ２７０から
のデータと、メモリ部ＭＲ２９０からのデータとを加え
て、メモリ部ＭＲ２９０に送出させる。メモリ部ＭＲ２
９０は、ｎ（１０１）以上のメモリが用意されており、
ＡＤコンバータからの変換終了の信号を受信することに
より、アドレスカウンタＡＣＴ３００の示すメモリに加
算器ＡＣ２８０の出力データを記憶する様になっている
。アドレスカウンタＡＣＴ３００は、ｎ進（１０１進）
カウンタで構成されており、変換終了の信号である１、
５１５ＫＨｚを計数する。また、アドレスカウンタＡＣ
Ｔ３００の計数動作は、処理制御部ＣＯ３１９０から動
作開始信号を受信した後、第２の分周器２５０の出力信
号である１５Ｈｚと同期して計数を開始し、変換終了の
信号をｎ（１０１）図計数するごとに、処理演算部ＣＯ
３１９０に対してキャリー信号を送出する様になってい
る。

次に、ＡＤコンバータＡＤ２７０、加算器ＡＣ２８０、
メモリ部ＭＲ２９０、アドレスカウンタＡＣＴ３００の
動作を説明する。先ず初めに、処理演算部ＣＯ３１９０
によりメモリ部ＭＲ２９０の内容は全てリセットされて
おり、更にアドレスカウンタＡＣＴ３００もＯとなって
いる。この状態で測定を開始し、パルス検出器ＰＤ１７
０に対する信号出力が終了すると、ＡＤコンバータＡＤ
２７０は、ＡＤ変換を開始する。メモリ部ＭＲ２９０は
、アドレスカウンタＡＣＴ３００に示されるメモリの内
容（初めはリセットされておりＯとなっている）が、加
算器ＡＣ２８０に対して送出される。ＡＤ変換が終了す
ると、ＡＤコンバータＡＤ２７０から加算器ＡＣ２８０
に対してデータが送られ、加算器ＡＣ２８０は、メモリ
部ＭＲ２９０のデータとＡＤコンバータＡＤ２７０のデ
ータとを加算して、加算データをメモリ部ＭＲ２９０に
送出する。また、ＡＤ変換が終了するとＡＤコンバータ
ＡＤ２７０は、メモリ部ＭＲ２９０とアドレスカウンタ
ＡＣＴ３００とに対して変換終了信号を送信し、この変
換終了信号により、メモリ部ＭＲ２９０は書き込み動作
を行うと共に、アドレスカウンタＡＣＴ３００が°１個
の計数を行う様になっている。即ち、アドレスカウンタ
ＡＣＴ３００が示すメモリのデータと、ＡＤコンバータ
ＡＤ２７０の出力データを加算し、この加算されたデー
タを新たなデータとしてメモリを書き換えるると共に、
アドレスカウンタＡＣＴ３００のデータを＋１インクリ
メントして、次のアドレスの書換えの準備を行う様に構
成されている。従って、パルス検出器ＰＤ１７０にデー
タが現れるたびにアドレスカウンタＡＣＴ３００の示す
アドレスのメモリ内容が書き換えられ、更に、アドレス
カウンタＡＣＴ３００が＋１インクリメントされる様に
なっている。また、アドレスカウンタＡＣＴ３００が、
ｎ　（１０１）回計数すると、アドレスカウンタＡＣＴ
３００は０となり、アドレスカウンタＡＣＴ３００は、
処理演算部ＣＯ３１９０に対して、サンプリング波形１
周期分のデータを取り込んだことを示すキャリー信号を
出力する。この結果、メモリ部ＭＲ２９０には、サンプ
リング波形の１周期分が記憶されたことになる。またメ
モリの書換え動作中、処理演算部ＣＯ３１９０は、アド
レスカウンタＡＣＴ３００が発生するキャリー信号を監
視しており、キャリー信号が１０回（サンプリング波形
の平均を取る回数）現れるまで測定を続行する。この結
果、１０回のキャリー信号を認識すると、メモリ部ＭＲ
２９０にはｌＯ周期分加算されたデータが記憶されるこ
とになる９なお、処理演算部ＣＯ３１９０は、前述のク
ロック信号による位相測定装置（第５図）の処理演算部
と同様の動作を行うが、上記したサンプリング中の諸動
作と、データ処理の方法による位相差測定の演算を行う
ことが追加されている。なお精測定のデータ処理を行う
ために処理演算部ＣＯ８１９０は、アドレスを指定して
メモリ部ＭＲ２９０の内容を読み取ることができる。

この様にして読み取られたデータを第３図（ａ）に対応
させて説明すると、第３図（ａ）の横軸がメモリのアド
レスであり、その１個１個のデータは１０回の計測値の
加算値となっている。従って、この加算値を１０で除せ
ば平均値を得ることができる。そして、メモリのアドレ
スと位相の関係は、ｎ　（１０１）のアドレスが２πの
位相に対応する。

ここで、位相による時間の精測定について説明するが、
データ処理による計測方法の内、ゼロクロス検出法を例
に説明すると、アドレスＯのメモリから順次スキャンし
ていき、データ値が負から正に変化するアドレスを検索
する。（第３図（ｂ）におけるψ。に相当する）そして
、この検索されたアドレスのデータ値と、その前のデー
タとと利用して、ゼロクロス点とデータが正に変化した
時のアドレスとのアドレス差（第３図（ｂ）のψ４に対
応する）を演算する。即ち、■アドレス以下の仮想の微
少アドレスを求め、正に変化した時のアドレスからその
アドレス差を減することにより、ゼロクロスのアドレス
を算出することができる。

この様に計算されたゼロクロスのアドレス値と１／（１
０１＊１５ＭＨｚ）との積を計算すれば。

精測定の時間を求めることができ、更に、このアドレス
値と１０ｍ／１０１との積を計算すれば、精測定の距離
を求めることができる。なお、ここでカウンタ部ＣＴＣ
１８０の時間分解は、１／（１０１＊１５ＭＨｚ）であ
り、距離分解は、１０ｍ／１０１となる。そして、処理
演算部ＣＯ３１９０は、カウンタ部ＣＴＣ１８０で得ら
れた計数値を距離にｆｌＡ算して粗測定値を求め、更に
、ゼロクロスのアドレス値を距離に換算して精測定値を
求め、この粗測定値と精測定値とを合成することにより
、目的の距離を算出することができる。なお、シャッタ
３の動作は、第５図のクロックによる位相測定法と同一
であるので１明を省略する。

［データ処理による位相測定の変形例１次に、データ処
理による位相検出・法の変形例を説明する。前述の第６
図に示すデータ処理の電気系においては、シンセサイザ
５ＹＨ２６０の入力周波数が１５Ｈｚと比較的低い周波
数となっている。−船釣にシンセサイザ５ＹＨ２６０は
フェーズロックループで構成されているため、入力信号
が低いと動作が安定するまでに時間がかかる。本実施例
はこの問題点に鑑み改良されたもので、第７図に示す様
に第２の分周器ＤＶＤ２５０とシンセサイザ５ＹＨ２６
０の位置を逆に接続し、更に、第２の分周器ＤＶＤ　２
５０の出力でも基準信号Ｓ（バンドパスフィルタＢＦＩ
ＩＯの出力）の波形をサンプリングすることにより、基
準のサンプリング波形を得ようとするものである。

メモリＭＲは、ｎ＊２以上のメモリを有し、最上位のア
ドレスはフリップフロップＦＦ４００によって示される
。即ち、最上位のアドレスが°゛０″であるｎ個のメモ
リには、基準のサンプリング波形のデータが記憶され、
最上位のアドレスが′。

１”であるｎ個のメモリには、測定信号のサンプリング
波形が記憶されている。なお、このフリップフロップＦ
Ｆ４００は、第２の分周器ＤＶＤ　２５０の出力信号を
リセット信号に、パルス検出器ＰＤ１７０の出力信号を
セット信号として用いている。

次に第８図に示す第２実施例に基づいて、本実施例の作
用を説明すると、基準信号発生器０ＳＣ１００で発生し
た１　５ＭＨｚは、第１の分周器ＤＶＣ２４０で１／１
００に分周されて１５０ＫＨ２となり、シンセサイザ５
ＹＨ２６０で１０１倍に逓倍されて１５．１５ＭＨｚと
なった後、更に第２の分周器ＤＶＤ２５０で１／１００
００に分周されて、１．５１５ＫＨｚの信号となる。そ
して、この１．５１５ＫＨｚ　をドライバＤＲ１５０等
に出力し、レーザダイオード１等を駆動させることがで
きる。

ここで、シンセサイザ５ＹＨ２６０の構成な第９図に基
づいて詳細に説明する。シンセサイザ５ＹＨ２６０は、
位相比較器２６１とローパスフィルタＬＰＦ２６２と電
圧制御発振器ＶＣＸＯ２６３とミキサ２６４とから構成
されている。電圧制御発振器ＶＣＸＯ２６３の出力信号
は、ミキサ２６４に送出され、基準信号発生器０３Ｃ１
００の基準信号と混合検波される様になっている。ミキ
サ２６４は、例えばＤ−Ｆ／Ｆフリップフロップ回路か
ら構成することも可能である。そして電圧制御発振器Ｖ
ＣＸＯ２６３の出力信号である１５．１５ＭＨｚ　を７
９１１７０７１回路のデータ端子に入力し、基準信号発
生器Ｏ３Ｃ１００の基準信号である１　５ＭＨｚ　を７
９１１７０７１回路のクロック端子に入力すれば、基準
信号の１５ＭＨｚのトリガによって、ビート信号を取り
出すことができる。従ってミキサ２６４は、電圧制御発
振器ＶＣＸＯ２６３の出力信号である１　５．１５ＭＨ
ｚと、基準信号発生器０ＳＣ１００の出力信号である１
５ＭＨｚ　を混合検波して、これらの差の周波数に相当
する１　５０ＫＨｚの信号を取り出すことができる。更
に、第１の分周器ＤＶＣ２４０で分周された１　５０Ｋ
Ｈｚ　と、ミキサ２６４の出力信号とを位相比較器２６
１で位相比較し、この出力信号を、ローパスフィルタＬ
ＰＦ２６２を介して電圧制御発振器ＶＣＸＯ２６３の周
波数制御端子側に出力する様になっている。これらのフ
ェーズロックループにより、第１の分周器２４０の出力
信号と、ミキサ２６４の出力信号を同期させることがで
きる。

そして、第２の分周器ＤＶＤ２５０にパルス信号が発生
すると、ドライバＤＲ１５０がレーザダイオード１を駆
動し、光を放射させると共に、アドレスカウンタＡＣＴ
３００が＋１インクリメントされ、フリップ”フロップ
ＦＦ４００がリセットされる。従って、最上位アドレス
がＩＩ　Ｏ１１であり、下位アドレスがアドレスカウン
タＡＣＴ３００に示されるメモリのデータが、メモリ部
ＭＲ２９０から加算器ＡＣ２８０に転送される。そして
、サンプルホールド５Ｈ２００とＡＤコンバータＡＤ２
７０にも第２の分周器ＤＶＤ２５０の信号が送出されて
おり、この第２の分周器ＤＶＤ２５０の出力側にパルス
が発生している間、サンプルホールド５Ｈ２００はサン
プリング状態となる。そして、第２の分周器ＤＶＤ２５
０のパルスの出力が終了すると、サンプルホールド５Ｈ
２００はホールド状態となり、ＡＤコンバータＡＤ２７
０がＡＤ変換を開始する。このＡＤ変換が終了すると、
加算器ＡＣ２８０によって、ＡＤ変換によってデジタル
化されたデータとメモリのデータとが加算され、メモリ
のデータは、加算されたデータに書き換えられる。やが
て光パルスが受光素子に入射し、パルス検出器ＰＤの出
力側にパルスが発生すると、フリップフロラ１ＦＦ４０
０はセットされ、最上位アドレスがパ１”であり、下位
アドレスがアドレスカウンタＡＣＴ３００で示されるア
ドレスのデータが、メモリ部ＭＲ２９０から加算器ＡＣ
２８０に転送される。そして、第２の分周器ＤＶＤ２５
０の出力パルスの動作時と同様に、パルス検出器ＰＤ１
７０のパルス出力が完了すると、メモリＭＲ２９０の内
容が書き換えられる。この様に、第２の分周器ＤＶＤ２
５０とパルス検出器ＰＤ１７０とにパルスが現れるたび
に、メモリ部ＭＲ２９０のアドレスを指定する最上位が
切り替えられ、更に、第２の分周器ＤＶＤ２５０のパル
ス出力により、アドレスカウンタＡＣＴ３００が＋１イ
ンクリメントされる。この結果、メモリ部ＭＲ２９０の
最上位アドレス＋１０１１のメモリ群には、第２の分周
器ＤＶＤ２５０の出力でサンプリングした波形が記憶さ
れ、峡上位アドレスが１″のメモリ群には、パルス検出
器ＰＤ１７０の出力でサンプリングした波形が記憶され
る。従って、第１０図に示す様に、最上位のアドレスが
１Ｔｏｌ＋のデータはＰの様に表され、最上位のアドレ
スが′１°′のデータはＱの様に表される。従って、処
理制御部Ｃ０Ｄ１９０が、ＰとＱとの位相差を演算すれ
ば、時間差等を高精度に計測することができる。なお、
Ｐ、Ｑの位相の検出方法は、従前に説明したデータ処理
による位相の測定法を利用すればよいので説明を省略す
る。

以上の様に構成された位相測定装置にはシンセサイザが
使用されているが、第５図に示す位相測定装置ではシン
セサイザ５ＹＨ１４０が、第２の分周器ＤＶＢ１３０の
後段側に接続されている。

同様に第６図に示す位相測定装置でもシンセサイザ５Ｙ
Ｈ２６０が、第２の分周器ＤＶＤ２５０の後段側に接続
されている。即ち、第５図及び第６図のシンセサイザは
、信号が低周波となる最終段の分周器に接続されるのに
対して、第７図に示す位相測定装置ではシンセサイザ５
ＹＨ２６０が、第１の分周器ＤＶＣ２４０と第２の分周
器ＤＶＤ２５０の間に挿入されている。２個の分周器に
対するシンセサイザの接続位置は、設計上適宜設定され
るもので、限定されるものではない。

なお、処理演算部１９０はメモリ手段を備えたマイクロ
コンピュータで構成することが望ましい。

特に、ワンチップマイコンで構成すれば、極めて小型軽
量の時間差測定装置を提供することができる。才な本実
施例は時間差の測定で説明したが、光速を利用して距離
や速度等の計測に適用できることは言うまでもない。

「効果」 以上の様に構成された本発明は、概算測定手段と精密測
定手段とからなっており、精密測定手段が、測定信号Ｍ
と同期の異なる基準信号Ｓを、該測定信号Ｍのパルスで
サンプリングし、このサンプリングで得られたサンプリ
ング波形の位相差を、位相検出手段で検出する構成を有
するので、基準信号Ｓの周期以下の精密測定を行うこと
ができるという効果がある。更に、前記概算測定により
、基準信号Ｓの周期単位となる様な時間を測定し、この
概算測定値と前記Ｈ！密測定による測定値とを合成する
ので、パルス間の時間差を高分解に測定することができ
るという卓越した効果がある。即ち、基準信号Ｓを測定
信号Ｍのパルスでサンプリングするので、サンプリング
波形を基準信号Ｓより低い周波数に変換したことと等価
となり、この　。

サンプリング波形の位相差を測定すれば、測定信号Ｍの
時間差を演算することができるので、パルス間の時間差
を精密に測定することができるという効果がある。また
、データ全体で平均化効果が期待できるので、極めて高
精度な時間差の測定装置を提供することができる。１

【図面の簡単な説明】

図は本発明の実施例を示すもので、第１図と第２図とは
、測定信号Ｍと基準信号Ｓとの関係を説明する図であり
、第３図はデータ処理による位相差検出方法を説明する
図、第４図は光測距装置の光路を説明する図、第５図は
クロック計数による位相差検出装置の構成を示す図、第
６図はゼロクロスによる位相差検出装置の構成を示す図
、第７図はデータ処理による位相検出装置の変形例を示
す図、第８図は位相検出装置の第２実施例を示す図、第
９図はシンセサイザ５ＹＨ２６０の構成を示す図、第１
０図はメモリに記憶されたデータを示す図であり、第１
１図は従来の時間差測定を説明する図である。 Ｍ・・・測定信号　　　Ｓ・・・基準信号ψ１・・・位
相変化値 １００・・・基準信号発生器 １２０．１３０．２４０．２５０・・・分周器１４０．
２６０・・・シンセサイザ １７０・・・パルス検出器 １８０．２２０・・・カウンタ部 １９０・・・処理演算部 ２００・・・サンプルホールド ２８０・・・加算器 ２９０・・・メモリ部 ３００・・・アドレスカウンタ （ｂ） 第１図 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）連続したパルスの時間差を測定する測定装置にお
   いて、この測定装置は概算測定手段と精密測定手段とか
   らなっており、前記概算測定手段は、パルス間の時間差
   を計測する構成を備えており、前記精密測定手段は、測
   定信号Ｍと同期の異なる基準信号Ｓを発生させるための
   基準信号発生手段と、測定信号Ｍのパルスで基準信号Ｓ
   をサンプリングするためのサンプリング手段と、このサ
   ンプリング手段で形成されたサンプリング波形の位相差
   を検出するための位相検出手段とから構成されており、
   この位相検出手段で検出された位相差を時間差に換算す
   ると共に、前記概算測定手段の測定値と精密測定手段の
   測定値とからパルス間の時間差を演算するための演算処
   理手段を備えたことを特徴とする時間差の高分解測定装
   置。