JPH01232393A

JPH01232393A - 周波数検出器

Info

Publication number: JPH01232393A
Application number: JP63059974A
Authority: JP
Inventors: Hisataka Ando; 尚隆安藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-03-14
Filing date: 1988-03-14
Publication date: 1989-09-18
Also published as: CA1313221C; KR890015607A; US4922343A; EP0333382A1; EP0333382B1; DE68909453T2; DE68909453D1; KR0120742B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、例えば種々の水平周波数を有する様々の映像
信号を特定の水平偏向周波数を有する１個のモニター受
像機で聴視するためのスキャンコンバータ装置に使用し
て好適な周波数検出器に関する。

〔発明のヰ既要〕

本発明は、例えば種々の水平周波数を有する様々の映像
信号を特定の水平偏向周波数を有する１個のモニター受
像機で聴視するだめのスキャンコンバータ装置に使用し
て好適な周波数検出器であって、被測定信号の所定周期
の間基準クロックを計・数するカウンタと、このカウン
タの計数値と設定周期との大小に応じてその設定周期に
第１の定数を加算又は減算する演算回路とを有し、その
カウンタの計数値とその設定周期との差が第２の定数を
超えている時はその演算回路の出力値でその設定周期を
更新しつつ、その被測定信号の周期の近似値を求めるこ
とによりその被測定信号の周波数を検出する様にして、
被測定信号の周波数が広範囲で変化しても精度良く検出
ができると共に、被測定信号に抜けがあっても安定な検
出値が得られる様にしたものである。

〔従来の技術〕

最近、種々の機能を有する様々なコンピュータが開発さ
れ普及しつつあるが、これらのコンピュータから出力さ
れる映像信号の水平同期周波数の規格は統一されていな
い。そのため、種々の水平周波数を有する各種の人力映
像信号を、水平偏向周波数が固定されている１個のモニ
ターで聴視するためのスキャンコンバータ装置が要求さ
れている。これに関して、本出願人は特願昭６１−２５
０５９２号において、第３図に示す様なモニターシステ
ムに使用されるスキャンコンバータ装置を提案した。

第３図において、（１）はテレビチューナ、（２〕は高
密度パソコン及び（３）は他のコンピュータであり、映
像信号の水平周波数は夫々ｆ　ｓ　＋　＝　１５．７５
ｋＨｚ。

ｆ　１１２　＝２４ｋ）Ｉｚ及びｆ　Ｈ３＝２７．１５
ｋ）Ｉｚに設定されている。これらの装置からの映像信
号はスキャンコンバータ装置（４）で水平周波数が６３
．３５ｋｔｌｚの映像信号に変換されて、水平偏向周波
数ｆ、が６３．３５ｋＨｚのモニター（９）に人力され
る。

ここで、例えばコンピュータ（３）からの入力映像信号
をモニター（９）で受像する場合、コンピュータ（３）
からの人力映像信号の水平周波数ｆＨ３とモニター（９
）の水平偏向周波数ｆＨとの比はｆＨ３：ｆ□＝２７．
１５ｋＨｚ：６３．３５ｋＨｚ　＝３ニアであり、スキ
ャンコンバータ装置（４）への人力映像信号の水平走査
線３本に対して出力映像信号の水平走査線は７本必要で
ある。従って、より滑らかで自然な出力画像を得るため
に補間演算が必要とな・るが、その補間演算に用いる係
数は入力映像信号の水平周波数に依存するため、その水
平周波数を正確に検出する回路が必要である。従来、こ
の様な周波数検出器としては第４図に示す如きものが提
案されている。

第４図において、入力端子（１０）には人力映像信号の
水平周波数ｆＭ　の水平同期信号ＨＤが供給されている
。また、この入力端子（１０）は単安定マルチバイブレ
ーク（１１）の入力端子ＩＮと接続されているため、水
平同期信号ＨＤの立上り毎に単安定マルチバイブレーク
（１１）の出力端子Ｑからは、所定のパルス幅Ｔのパル
ス列（ｌｌａ）　　が出力される。

このパルス列（ｌｌａ）　　はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）（１２）で直流信号（１２ａ）　　に変換された後
、レベル検出器（１３）に人力される。レベル検出器〈
１３）は複数の互に異なる参照レベルを有するコンパレ
ータから成り、その直流信号（１２ａ）　　よりも参照
レベルが高いコンパレータのみハイレベル「１」を出力
し、その出力信号が出力端子（１４ａ）、　（１４ｂ）
、−・−（１４２）にそのまま伝えられる。ここで、水
平同期信号ＨＤの水平周波数ｆ８が高まりそのパルス間
隔が狭くなると、ローパスフィルタ（１２）の出力信号
である直流信号（１２ａ）　　の値も大きくなるので、
出力端子（１４ａ）　　等のどの端子からハイレベルの
出力信号が生成されているかによって、水平同期信号Ｈ
Ｄの周波数ｆＨが段階的に区分できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、掛かる従来の周波数検出器においては、
単安定マルチバイブレーク（１１）の出力パルスＴが一
定値必要であるため、被測定信号としての水平同期信号
ＨＤの周波数が高くなると、単安定マルチバイブレーク
（１１）から出力されるパルス列（ｌｌａ）　　が重な
って検出誤差が生ずるという不都合があった。

また、特に入力映像信号がカセット式ＶＴＲから得られ
ている場合等においては、水平同期信号ＨＤに時間軸上
でのパルスの変動（ジッター）、又は第４図に示す様な
パルスの抜け（１０ａ）　　が観測されることがあるが
、従来の周波数検出器ではその・まま検出レベルとして
反映されてしまい、検出値が不正確になると共に安定せ
ず、その検出値を用いて処理を行なう周辺回路に悪影響
を与えるという不都合があった。

本発明はこの様な点に鑑み成されたもので、その目的と
する所は、広い範囲の周波数を精度良く検出できると共
に、被測定信号に抜けがあっても検出値が変動しない周
波数検出器を提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明による周波数検出器は、例えば第１図に示す如く
、被測定信号としての水平同期信号ＨＤのＮ周期の間基
準クロックＦを計数するカウンタ（１８）と、このカウ
ンタ（１８）の計数値Ｘと設定周期ｙとの大小に応じて
その設定周期ｙに第１の定数αを加算又は減算する演算
回路（２１）とを有し、そのカウンタの計数値Ｘとその
設定周期ｙとの差が第２の定数βを超えている時はその
演算回路（２１）の出力値ｙ±αでその設定周期ｙを更
新しつつ、水平同期信号ＨＤの周期Ｔｓ　の近似値を求
めることにより、水平同期信号ＨＤの周波数ｆ、Ｉ　を
検出するようにしたものである。

〔作用〕

斯かる本発明によれば、基準クロックＦの周波数をｆｃ
Ｘ、水平同期信号ＨＤの周期をＴ）ｌ　とすると、水平
同期信号ＨＤのＮ周期の間の基準クロックＦの計数値Ｘ
はＸ＝ＮＴｏｆｃ＊　　　　　　　　　Ｉ・・・（１）で
表わされる。また、その計数値Ｘと設定周期ｙとの差が
定数β以下になるまで、設定周期ｙには定数αが加算又
は減算されるので式（１）より第２図Ｃに示す様に誤差
±β以下でｙ−Ｘ、＝ＮＴＨｆｃ＊　　　　　　　　　　”　　・
　’（２）が成立する。ここでＮ及びｆＣＫは既知であ
るため、式（２）より水平同期信号ＨＤの周期Ｔｏ　の
近似値が求まる。また水平同期信号ＨＤの周波数ｆｌＩ
　は周期ＴＨの逆数であるため、周期ＴＩ＋　より周波
数ｆ　Ｉ＋が求まる。

・この場合、水平周期信号ＨＤにパルスの抜けがあって
も、計数値Ｘと設定値ｙとの差が±β以下である限り、
設定値ｙは更新されないため安定な検出値が得られる。

〔実施例〕

以下、本発明の周波数検出器の一実施例につき図面を参
照して説明しよう。

第１図は本実施例の周波数検出器を示し、その中で（１
５）は入力端子であり、この入力端子（１５）に周波数
ｆ、（周期ＴＨ）　　の水平同期信号ＨＤが人力されて
いる。この水平同期信号ＨＤの周波数ｆ。

は１５ｋＨｚないし１３０ｋＨｚの間に通常ある。入力
端子（１５）はＮ分周器（１６）の入力端子ＩＮと接続
されており、このＮ分周器（１６）の出力端子ＯＵＴか
らは水平同期信号ＨＤをＮ分周した信号ＨＤＮ　が生成
されている。本例ではＮ＝１２８　とされている。

また、（１７）は周波数ｆｃｌｆの基準クロックＦを生
成する発振器を示し、この基準クロックＦは後続のカウ
ンタ（１８）のトリガ一端子に入力されている。

このカウンタ（１８）の計数値はラッチ回路（１９）の
入力端子に人力され、カウンタ（１８）のクリア端子及
びラッチ回路（１９）のクロック端子ＣＫにはＮ分周信
号ＨＤ、が供給されている。従って、ラッチ回路（１９
）の出力端子に保持されている値Ｘは、水平同期信号Ｈ
ＤのＮ周期毎に計数された基準クロックＦのパルス数を
示しｘ＝ＮＴＭ／（１／　ｆｃｘ）＝ＮＴＨｆｃＫ”　・’
　（３）で表わせるため、以後はＸを周期計数値と呼ぶ
。

その周期計数値Ｘは演算比較回路（２０）の一方の入力
端子に入力され、この演算比較回路（２０）の他方の入
力端子には後述の設定周期ｙが入力されている。演算比
較回路（２０）は人力された周期計数値Ｘ及び設定周期
ｙよりｚ＝ｘ−ｙ　　　　　　　　　　　　・　・　・　・（
４）で定まる誤差Ｚを出力信号ライン（２０ｂ）　　に
出力し、同時に誤差２の正負に対応した比較信号（２０
ａ）　　を加算／減算回路（２１）に供給している。比
較信号（２０ａ）　　は例えば誤差Ｚが正又は０の時は
ハイレベル「１」に、そして誤差２が負の時はローレベ
ル「・０」に設定される。

この加算／減算回路（２１）の一方の入力端子には設定
周期ｙが供給され、他方の入力端子には設定回路（２２
）で設定された定数αが供給されている。

水平同期信号ＨＤの周波数ｆｏ　は通常２０ｋＨｚ　（
周期０、０５ｍ５）程度が多用されるので、定数αは、
Ｔ、−〇、　０５ｍ５とすると α＝　Ｎ　Ｔｏ　ｆｅｗ１５１２　　　　　　　・・・
・（５）である様に選ばれる。加算／減算回路（２１）
は比較信号（２０ａ）　　がハイレベルの時、即ちｘ−
ｙ≧０の時にはｙ＋αを出力し、比較信号（２０）がロ
ーレベルの時、即ちｘ−ｙ＜Ｑの時にはｙ−αを出力す
る。この加算／減算回路（２１）の出力値ｙ±αはラッ
チ回路（２３）の入力端子に供給されている。

また、演算比較回路（２０）の出力値である誤差Ｚは比
較回路（２４）の一方の入力端子に供給され、この比較
回路（２４）の他方の入力端子には設定回路（２５）の
出力値βが供給されている。比較回路（２４）は比較信
号（２４ａ）　　をＭビットシフトレジスタ（２６）の
データ端子りに供給しており、比較信号（２４ａ）はｌ
ｚｌ＞βである時にハイレベルとされ、１ｚ１≦βであ
る時にローレベルとされている。ここで、βの値は β””　Ｎ　Ｔｏ　ｆ　ｃｘ／２５６　＝　２α　　　
・・・・（６）である様に設定されているが、一般にα
が２βより小さくなる様にβは選ばれる。

次にＭピットシフトレジスタ（２６）は、本例ではＭ＝
４とされており、その４ビツトの出力信号は４人力ΔＮ
Ｄゲー）　（２７）の入力端子に供給されている。その
４人力ＡＮＤゲー）　（２７）の出力信号はＡＮＤゲー
）　（２ｇ）の一方の入力端子に供給され、このＡＮＤ
ゲー）　（２８）の他方の入力端子及びＭビットシフト
レジスタ（２６）のクロック端子ＣｍにはＮ分周信号Ｈ
ＤＮ　が供給されている。また、ＡＮＤゲー）　（２８
）の出力信号はランチ回路（２３）のクロック端子ＣＫ
に供給されているので、Ｍビットシフトレジスタの４ビ
ツトの出力がハイレベルの時にＮ分周信号ＨＤＮ　が立
上ると、ラッチ回路（２３）の出力値である設定周期ｙ
は加算／減算回路（２１）の出力値ｙ±αに更新される
。

・また、ラッチ回路（２３）は設定周期ｙの電源投入時
の値を、周波数２０ｋＨｚ時の周期であるＴ。を用いて
Ｎ　Ｔｏ　ｆ　ｃｋに設定する作用をも有する。そこで
、ｙを設定周期と呼ぶ。ここで、比較信号（２４ａ）カ
ハイレベルである限りＭピットシフトレジスタ（２６）
の出力もハイレベルとなるため、Ｎ分周信号ＨＤ、の立
上りで設定周期ｙはｙ±αで更新されて、設定周期ｙは
周期計数値Ｘに近づく。最終的に比較信号（２４ａ）　
　がローレベルになる時、即ち１ｚｌ＝ｌｘ−ｙｌ≦β
　　　・・・・（７）が成立する時に、４人力ＡＮＤゲ
ー）　（２７）の出力信号はローレベルになるため、ラ
ッチ回路（２３）では出力値である設定周期ｙの更新は
行なわれなくなる。従って、設定周期ｙは誤差±β以内
で周期計数値Ｘに近づいた状態に固定されるので、式（
３）％式％６）の不等式が成立する。従って、Ｎ及びｆＣＫは既知であ
るため、水平同期信号ＨＤの周期Ｔｅｌ　は設定周期ｙ
の値より誤差±Ｔｏ／２５６で求まる。

次に、この設定周期ｙは演算回路（２９）に供給され、
演算回路（２９）では、次式より水平同期信号ＨＤの検
出周波数ｆｌＩ′を求める。

ｒ　１１’＝　Ｎ　ｔ　ＣＭ／　ｙ　　　　　　　　・
・・・（９）この検出周波数ｆ、１′の最大誤差をΔｆ
とすると式（８）より〜ｒ　Ｈ（ｒ　１１／　ｆ、）／２５６　　　　　　　
・・・・（１０）となり、水平同期信号ＨＤの周波数ｆ
□がｆ、（２０ｋＨｚ）の時の最大誤差は約Ｑ、　１ｋ
Ｈｚとなる。

次に、水平同期信号ＨＤの周期Ｔ、が周期Ｔ。

より長い場合に本例の周波数検出器での設定周期ｙが安
定するまでの動作を説明するに、先ず水平同期信号ＨＤ
とそのＮ分周信号ＨＤ　ｙ　とは第２図Δ及びＢの様に
なっており、第１図のＭビットシフトレジスタ（２６）
の出力は全ビットがハイレベルとする。また第２図Ｃで
斜線部は周期計数値Ｘからの誤差が±β以内である領域
を示す。

この時電源投入時の設定周期ｙの値はｙ。（−Ｎ　Ｔｏ
　ｆ　Ｃ１＝）　　に設定されている。先ずＮ分周信号
ＨＤ、の立上り時点ｔ１　　においてはＴＨ＞Ｔｏ　よ
りｘ＞ｙであり、設定値ｙはｙ。＋αに更新される（第
２図Ｃ）。同様に、Ｎ分周信号ＨＤＨの立上り時点ｔ２
及びｔ３　においても設定値はｙ＋αで更新されるが、
立上り時点ｔ３　で更新されたｙの値はｘ−ｙ＜βを充
足しているので第１図の比較回路（２４）の比較信号（
２４ａ）　　はローレベルとなる。

従って、次のＮ分周信号ＨＤ、の立上り時点ｔ。

では第１図のラッチ回路（２３）での保持値の更新はな
されず、設定周期ｙは第２図Ｃに示す様に不変である。

また、水平同期信号ＨＤに第２図への様なパルス抜けＡ
１　があると、Ｎ分周信号ＨＤＨの立上り時点ｔ、での
周期計数値Ｘがｘ、　　に変化するが、ｘ−ｙ≦βの関
係が充足されているので、次のＮ分周信号ＨＤ、の立上
り時点ｔ６　においても設定周期ｙは変化しない。

ここで、立上り時点ｔ６　の前に大きなパルス抜けＡ２
（第２図Ａ）があるとすると、周期計数値Ｘの値はｘ２
　となり、ｘ−ｙ＞βとなって第１図の比較回路（２４
）の比較信号（２４ａ）　　はノ１イレベルとなる。し
かし、立上り時点ｉｓ、ｊｓ及びｔ６　においてＭビッ
トシフトレジスタには３ビツトのローレベルのデータが
格納されているので、次のＮ分周信号ＨＤの立上り時点
ｔ、でも第１図のＡＮＤゲ−）　（２８）の出力信号は
ローレベルのままであり、やはり設定周期ｙは変化しな
い。また立上り時点ｔ７　までに更に大きなパルス抜け
Ａ３があり、周期計数値Ｘがｘ３　となっても、第１図
のＡ　Ｎ　Ｄゲ−）　（２８）の出力はローレベルのま
まであり、次のＮ分周信号ＨＤ、の立上り時点ｔ８　に
おいては設定周期ｙは更新されない。そのため、式（９
）より求める検出周波数ｆ　Ｈ／　は安定である。

本例においては、第１図のＭビットシフトレジスタ（２
６）として４ビツトシフトレジスクが用いられているの
で、Ｎ分周信号の立上り時点において１ｘ−ｙｌ＞βで
ある状態が４回続かない限り設定周期ｙの値は更新され
ない。従って、本例においては水平同期信号ＨＤにパル
ス抜けが連続して発生しても、検出周波数が変動するこ
とがなく、後続の回路での不要な切替等が生じないとい
う利゛益がある。

また、本例においては周期計数値Ｘと設定周期ｙとの誤
差は常に定数β以内であるため、水平同期信号ＨＤに時
間軸上での変動があっても設定周期ｙは不変であると共
に、水平同期信号ＨＤの周波数が高くなっても同程度の
精度でその周波数の検出ができるという利益がある。

また、本発明周波数検出器は、上述の様に人力映像信号
の水平同期信号の周波数を検出する用途だけではなく、
一般にパルス抜は等が発生してその被測定信号の周波数
が変動し易い環境下で、安定した周波数を得たいという
場合に有効である。

尚、本発明周波数検出器は上述の実施例に限定されず、
本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更が可能であるのは
勿論である。

〔発明の効果〕本発明の周波数検出器は、上述の様に構成されているの
で、被測定信号の周波数が広範囲で変化しても精度良く
その周波数の検出ができると共に、被測定信号に抜けが
発生しても安定な周波数検出が行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明周波数検出器の一例を示す構成図、第２
図は第１図例の周波数検出過程を説明するための線図、
第３図は周波数検出器の一用途としてのスキャンコンバ
ータ装置を用いたモニターシステムを示す一部を切り欠
いた斜視図、第４図は従来の周波数検出器を示す構成図
である。（１６）はＮ分周器、（１７）は発振器、（１８）はカ
ウンタ、（１９）及び（２３）は夫々ラッチ回路、（２
０）は演算比較回路、（２１）は加算／減算回路、（２
４）は比較回路、（２６）はＭビットシフトレジスタ、
（２９）は演算回路である。

Claims

【特許請求の範囲】被測定信号の所定周期の間基準クロックを計数するカウ
ンタと、該カウンタの計数値と設定周期との大小に応じ
て前記設定周期に第１の定数を加算又は減算する演算回
路とを有し、前記カウンタの計数値と前記設定周期との差が第２の定
数を超えている時は前記演算回路の出力値で前記設定周
期を更新しつつ、前記被測定信号の周期の近似値を求め
ることにより前記被測定信号の周波数を検出するように
したことを特徴とする周波数検出器。