DE68925998T2

DE68925998T2 - Hochauflösendes Zeitdifferenzmessgerät

Info

Publication number: DE68925998T2
Application number: DE68925998T
Authority: DE
Inventors: Masahiro Ohishi; Fumio Ohtomo
Original assignee: Topcon Corp
Current assignee: Topcon Corp
Priority date: 1988-06-29
Filing date: 1989-06-27
Publication date: 1996-09-12
Anticipated expiration: 2009-06-28
Also published as: US5075878A; EP0348898B1; EP0348898A2; DE68925998D1; JP2916780B2; JPH0277673A; EP0348898A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine hochauflösende Messung eines Zeitintervalls, und insbesondere auf eine hochauflösende Meßvorrichtung für eine Zeitdifferenz, die zur Verwendung mit einer optischen Abstandsmeßvorrichtung zum Berechnen des Abstandes zwischen einem Körper der Vorrichtung und einem Objekt geeignet ist.
Eine herkömmliche Meßvorrichtung für ein Zeitintervall mißt das Zeitintervall zwischen einem Startsignal und einem Stoppsignal durch Zählen der Taktsignale eines Bezugssignals einer sehr hohen Frequenz verglichen mit solchen Signalen. Mit der Vorrichtung dieses herkömmlichen Typs zum Messen eines Zeitintervalls wird, wenn die Frequenz des Bezugssignals erhöht wird, eine Zeitmessung mit hoher Auflösung ermöglicht, doch besteht eine Begrenzung der Frequenz des Bezugssignals aufgrund von Beschränkungen der elektrischen Bauteile und von Beschränkungen des Schaltungsaufbaus. Das Zeitintervall zwischen dem Startsignal wird daher viele Male unter Benutzung eines Bezugssignals gemessen, das nicht mit jenen Signalen synchronisiert ist. Wenn insbesondere eine Vielzahl von Startsignalen und Stoppsignalen bei feststehender Lage, wie in Fig. 10 dargestellt, überprüft werden, sind die Taktsignale bei jeder Messung gegeneinander um einen Betrag verschoben, der einem Außertrittfallbetrag entspricht. Wenn daher N Messungen durchgeführt werden, wobei Taktzählsignale CL1 bis CL5 zwischen dem Startsignal und dem Stoppsignal mit einem Zähler gezählt werden, gleicht die Gesamtzahl ΣCL dem Zählwert, wenn eine einmalige Messung mit den Takten einer Frequenz durchgeführt wird, die N-mal der Frequenz der Taktsignale CL1 bis CL5 entspricht. Dementsprechend bedeutet dies eine N-fache Steigerung der Auflösung.
Nun muß jedoch eine Zeitintervall-Meßvorrichtung des herkömmlichen Typs eine Messung N-mal wiederholen, um ihre Auflösung N-mal bzw. um das N-fache zu steigern. Insbesondere bedeutet dies, daß N-male eine Wiederholungszeit für ein Meßsignal bei einer einmaligen Messung erforderlich sind; und falls beabsichtigt ist, ein Zeitintervall zwischen einem Startsignal und einem Stoppsignal mit einer Frequenz von 1,5 KHz und einer Auflösung zu messen, die das 6.000-fache des Taktsignals beträgt, besteht ein Problem darin, daß eine Zeitperiode von
benötigt wird. Weiter wird der Zeitablauf des Stoppsignals manchmal durch Rauschen verändert, das innerhalb der Meßvorrichtung oder durch äußere Faktoren, wie etwa die Meßumstände, erzeugt wird, so daß gegen derartige Änderungen die Anzahl der Messungen gesteigert werden muß, um eine Mittelwertsbildung durchzuführen. Bei einer herkömmlichen Meßvorrichtung ergibt sich dann jedoch das Problem, daß die Mittelwertsbildung nicht durch eine Beschränkung der Zeitdauer für die Messung ausreichend gesteigert werden kann. Insbesondere wird im Falle, daß eine herkömmliche Zeitintervall-Meßvorrichtung bei optischen Messungen verwendet wird, ein Stoppsignal als Antwort auf Licht erzeugt wird, das von einem Objekt reflektiert wird; wobei jedoch ein solches Stoppsignal manchmal durch eine Störung in der Vorrichtung oder durch eine Änderung der Brechzahl in Luft geändert wird. Wenn im übrigen angenommen wird, daß das Stoppsignal um Δt geändert wird, tragen die Taktsignale CL4 und CL5 zu einer solchen Mittelwertsbildung wie oben beschrieben bei, während die anderen Taktsignale CL1 bis CL3 zu dieser Mittelwertsbildung keinen Beitrag liefern. Infolgedessen werden im Falle, daß ein Stoppsignal variiert wird, die Taktsignale in jene Taktsignale unterteilt, die zu einer Mittelwertsbildung beitragen, und in die anderen Taktsignale, die nicht zur Mittelwertsbildung beitragen, wobei die Taktsignale, die nicht zur Mittelwertsbildung beitragen, keinerlei Änderung der ΣCL verursachen. Dementsprechend ergibt sich das Problem, daß die Wirkung der Mittelwertsbildung allgemein gering ist. Insbesondere beträgt im Falle, daß eine Impulslaserdiode als Lichtquelle einer optischen Abstandsmeßvorrichtung verwendet wird, sie ein Leistungsverhältnis um 0,01 % aufweist. Dementsprechend besteht ein Problem darin, daß die Wirkung der Mittelwertsbildung nicht antizipiert werden kann.
Die deutsche Patentanmeldung DE-A-28 52 504 bezieht sich auf eine hochauflösende Meßvorrichtung zum Messen der Zeitdifferenz von periodisch empfangenen Impulsen mit Hilfe einer Näherungsmeßeinrichtung und einer Präzisionsmeßeinrichtung. Aus emittierten und empfangenen Impulsen wird mit Hilfe von Schmalbandfiltern eine kontinuierliche Wellenform abgeleitet. Jede dieser kontinuierlichen Wellenformen wird dann mit einer Frequenz gemischt, die sich von der Basisfrequenz leicht unterscheidet, und dann werden die emittierten und empfangenen Signale in Phase mit der niedrigen Schwebungsfrequenz verglichen. Der Vergleich bezieht sich auf Sinuswellen und nicht auf Impulszüge. Die exakte Anpassung der Mittenfrequenz des Filters und der Impulsfrequenz ist schwer herzustellen. Die in einer solchen Anordnung verwendeten Schmalbandfilter machen die Vorrichtung teuer und nicht genügend stabil und zuverlässig.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-15 566 bezieht sich auf eine Abstandsmeßvorrichtung zum Berechnen des Abstandes zwischen einem Körper der Vorrichtung und einem Objekt. Sowohl die Primärmimpulse (emittierte Impulse), als auch die Sekundärimpulse (empfangene Impulse) werden gemäß einem Abtast- und Halteprozeß behandelt. Dies bedeutet, daß beide Impulstypen frequenztransponiert werden. Die Abtastfrequenz wird durch Addieren von Sägezahnwellen unterschiedlicher Frequenz abgeleitet.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die durch den Anspruch 1 definiert wird, eine hochauflösende Meßvorrichtung und ein entsprechendes Meßverfahren zu schaffen, das die bei Vorrichtungen des Standes der Technik auftretenden Probleme überwindet. Dieses Ziel wird mit Hilfe einer Vorrichtung und eines Verfahrens erreicht, die in den Ansprüchen definiert sind.
Nachfolgend werden die Zeichnungen kurz beschrieben, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen. Fig. 1 und 2 sind Ansichten, die die Beziehung zwischen einem Meßsignal M und einem Bezugssignal S veranschaulichen; Fig. 3 ist eine Ansicht, die ein Phasendifferenz-Erfassungsverfahren auf der Basis der Datenverarbeitung veranschaulicht; Fig. 4 ist eine Ansicht, die die Lichtpfade einer optischen Abstandsmeßvorrichtung veranschaulicht; Fig. 5 ist eine Ansicht, die den Aufbau einer Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung auf der Basis der Zählung von Takten veranschaulicht; Fig. 6 ist eine Ansicht, die den Aufbau einer Phasendifferenz- Erfassungsvorrichtung für Nulldurchgang veranschaulicht; Fig. 7 und 8 sind Ansichten, die eine Modifikation der Phasenerfassungsvorrichtung auf der Basis der Datenverarbeitung zeigen; Fig. 9 ist eine Ansicht zur Veranschaulichung von Daten, die in einem Speicher gespeichert sind; und Fig. 10 ist eine Ansicht, die eine herkömmliche Zeitdifferenzmessung veranschaulicht.
Nachfolgend wird eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Zunächst wird das Prinzip einer hochauflösenden Messung der Zeitdifferenz gemäß der vorliegenden Ausführungsform unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben. Das Bezugszeichen M bezeichnet ein Meßsignal und bedeutet ein Startsignal (oder Stoppsignal). Das Bezugszeichen S bezeichnet ein Bezugssignal; und da bei der vorliegenden Ausführungsform eine Sinuswellenform für das Bezugssignal S verwendet wird, kann jede beliebige Wellenform nur dann verwendet werden, wenn es sich um eine kontinuierliche Wellenform an jedem Abtastpunkt handelt. Das Meßsignal M und das Bezugssignal S sind in bezug auf den Synchronismus etwas gegeneinander verschoben. Wenngleich der Synchronismus vollständig versetzt werden kann, wird eine Beschreibung für einen Schaltungsaufbau geliefert, bei der einer von mehreren Impulsen des Meßsignals M mit dem durch die vorliegende Ausführungsform zu messenden Meßsignal S synchronisiert wird, um den Schaltungsaufbau und die Berechnungsprozedur zu vereinfachen.
Die vorliegende Ausführungsform ist derart beschaffen, daß das Meßsignal M beim achten Mal mit dem Meßsignal synchronisiert sein kann, wie in Fig. 1(b) dargestellt. Von jetzt ab wird die Beziehung zwischen dem Meßsignal M und dem Bezugssignal S unter Bezugnahme auf Fig. 1(a) beschrieben. Wenn das Bezugssignal S im Falle, daß Impulse M0, M1, M2, ... des Meßsignals M auftreten, jeweils mit S0, S1, S2, ... bezeichnet wird, sind, weil das Meßsignal M und das Bezugssignal S in bezug auf den Synchronismus etwas versetzt sind, die Signale S0, S1, S2, ... in bezug auf die Phase etwas gegen die Impulse M0, M1, M2, ... versetzt. Das Bezugssignal S zeigt daher Zustände, wie sie in Fig. 1(b) dargestellt sind, wenn die Impulse M0, M1, M2, ... des Meßsignals M auftreten; und wie zu sehen ist, ist das Bezugssignal S ein einziges mal von acht malen mit dem Meßsignal M synchronisiert. Wenn weiter die Wellenform des Bezugssignals S mit Impulsen des Meßsignals M abgetastet wird, weist die Wellenform H, die durch eine solche Abtastung erzeugt wird, einen Zustand auf, wie er in Fig. 1(c) dargestellt ist. Die Abtastwellenform H besitzt eine Periode, die das Achtfache derjenigen des Meßsignals M beträgt, wobei die Wellenform von der Wellenform des Bezugssignals S abhängt.
Wenn daraufhin angenommen wird, daß ein Impuls des Meßsignals M sich nach M' in Fig. 1(b) hin bewegt (in diesem Falle eine Bewegung des Bezugssignals um π/2), ist die Abtastwellenform H', die durch Abtasten mit dern Bezugssignal erhalten wird, eine Wellenform solcher Art, wie sie in Fig. 1(c) durch H' dargestellt ist. Wie augenscheinlich aus der Wellenform H' zu ersehen ist, weist im Falle, daß das Meßsignal M um π/2 gegen das Bezugssignal bewegt wird, auch die Abtastwellenform eine ähnliche Phasenänderung um π/2 auf. Dementsprechend ändert die Bewegung der Zeitlage des Meßsignals M die Phase der durch Abtasten des Bezugssignals S erhaltenen Wellenform H, und der Betrag der Phasenänderung entspricht einem Wert, der durch Umwandeln des Betrages der Bewegung der Zeitlage des Meßsignals M in die Phase des Bezugssignals erhalten wird.
Als Ergebnis kann durch Messen des Phasenänderungsbetrags Ψm (Ψm = 2πu + Ψ, wobei u eine ganze Zahl und Ψ bestimmt ist durch 0 ≤ Ψ ≤ 2π) der durch Abtastung erhaltenen Wellenform ein Bewegungsbetrag tm des Meßsignals M durch die nachfolgende Gleichung berechnet werden:
wobei tc die Periode des Bezugssignals ist. Im vorliegenden Falle verläuft die Änderung des Meßsignals kontinuierlich. Der Wert von u kann durch kontinuierliches Überwachen der Phasenänderung erhalten werden; doch verläuft sie im Falle der Änderung des Meßsignals nicht kontinuierlich, oder es kann der Wert von u nicht ermittelt werden, wenn die Zeitdifferenz zwischen zwei Signalen gemessen werden soll. Daher wird die Zeitdifferenz t in bezug auf denjenigen Abschnitt des Bezugssignals, der kleiner als die Periode ist, anhand der folgenden Gleichung berechnet:
t = tc/2π Ψ (2).
Es ist allerdings erforderlich, utc gemäß einer unterschiedlichen Meßmethode zu berechnen. Da aber die Messung von utc nicht mit einem hohen Grad an Genauigkeit durchgeführt werden muß, kann utc durch eine übliche grobe Messung ermittelt werden. Dementsprechend kann gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Zeitdifferenz eines Meßsignals mit einem hohen Grad an Genauigkeit durch Zusammensetzen eines Abschnittes der Zeitdifferenz gemessen werden, der kleiner als die Periode des Bezugssignals ist, welche aus der Phasendifferenz der abgetasteten Wellenform und utc erhalten wird, wobei utc durch eine herkömmliche grobe Messung ermittelt wird.
Nachfolgend wird eine Beschreibung des hochauflösenden Meßprinzips der vorliegenden Ausführungsform unter Bezugnahme auf eine Frequenz im einzelnen geliefert. Fig. 2 veranschaulicht die Beziehung zwischen dem Meßsignal M und dem Bezugssignal S. Im vorliegenden Falle wird die Frequenz des Meßsignals M mit fM bezeichnet, während die Frequenz des Bezugssignals S mit fS bezeichnet ist. Die Frequenz fM des Meßsignals M ist auf einen Wert festgesetzt, der etwa dem Wert 1/m&sub0; der Frequenz fS des Bezugssignals S gleicht. Wenn sodann angenommen wird, daß die Periode des Bezugssignals S, das zur Durchführung der Abtastung in n Anteile unterteilt wird, ergibt sich die Frequenz (1/fM) des Meßsignals M aus der folgenden Gleichung:
1/fM = m&sub0;/fs ± 1/nfs (3)
und die Frequenz von fM des Meßsignals M ist der reziproke Wert zur obigen Gleichung und wird dargestellt durch:
Man beachte, daß Fig. 2 den Fall zeigt, bei dem das Vorzeichen negativ ist.
Wenngleich durch einen Schaltungsaufbau zur Durchführung der Rechenoperation die Berechnung durch Unterteilen der Frequenz fS des Bezugssignals in 1/(m&sub0;n ± 1) Anteile und Multiplizieren des Ergebnisses mit n durchgeführt werden kann, ist es nicht zweckmäßig, die Berechnung so, wie sie angegeben ist, durchzuführen, weil die Frequenz fS des Bezugssignals eine vergleichsweise hohe Frequenz ist, und weil ein Dividierglied zur Durchführung der Operation m&sub0;n - 1 (oder m&sub0;n + 1) erforderlich ist, um eine Hochgeschwindigkeitsberechnung durchzuführen. Dementsprechend ist es erforderlich, die Gleichung in eine geeignete Gleichung umzuwandeln. Zunächst gilt, daß, wenn die Gleichung (4) dargestellt wird mit m&sub0; = m ± m', die folgende Gleichung erhalten wird:
Wenn dann m, m' und n, die die Gleichung m = m'n + 1 befriedigen, gewählt werden, kann die Gleichung (5) wie folgt umgeschrieben werden:
Dementsprechend wird der Aufbau des Teilers in eine Division-durch-m und eine Division-durch-n - 1 (oder n + 1) unterteilt, und nur derjenige der 1/m-Teiler oder 1/(m ± 1)-Teiler, der die erste Stufe bildet, wird benötigt, um eine Hochgeschwindigkeitsberechnung durchzuführen. Beispielsweise muß nur die Division-durch-m mit hoher Geschwindigkeit erfolgen. Dann ist es nämlich bei der Division-durch-m leicht, dieselbe auf einen Wert einzustellen, der durch irgendeinen Wert teilbar ist, so daß das Teilerglied aus weiteren unterteilten Teilern aufgebaut werden kann. Demgemäß ergibt sich die Wirkung, daß die Anzahl der Teiler, für die eine Hochgeschwindigkeitsberechnung erforderlich ist, verringert werden kann.
Nun ist die Frequenz fL einer Grundwellenkomponente eines durch Abtasten des Bezugssignals mit dem Meßsignal M erhaltenen Signals gegeben durch:
fL = fM/n (7).
Dementsprechend wird durch Einsetzen der Gleichung (6) in die Gleichung (7) folgende Gleichung erhalten:
Die obigen Gleichungen (6) und (8) zeigen an, daß ein Teiler und ein n- fach Multiplizierer zum Aufbau einer Schaltung der vorliegenden Ausführungsform benötigt werden; und da das Teilerglied bzw. der Untersetzer eine Divisionsoperation durch eine ganze Zahl durchführt, während der Multiplizierer eine Multiplikationsoperation mit einer ganzen Zahl durchführt, m und n ganze Zahlen sein müssen. Im Gegensatz dazu muß m' nicht unbedingt eine ganze Zahl sein. Falls m' eine ganze Zahl ist, wird das durch Abtasten erhaltene Signal in regelmäßiger Folge in der Wellenform des Bezugssignals S ausgegeben, während im Gegensatz dazu im Falle, daß m' keine ganze Zahl ist, die Folge bzw. Reihenfolge unbestimmt ist. Es sei darauf hingewiesen, daß wenngleich die obigen Gleichungen (6) und (8) entweder ein positives oder negatives Vorzeichen haben können, die Tatsache beachtet werden muß, daß die Phasenänderung des durch Abtasten erhaltenen Signals, je nach dem Vorzeichen, umgekehrt in bezug auf die zeitliche Änderung des Meßsignals M variieren kann.
Darüber hinaus wird die Beziehung zwischen der Frequenz fM des Meßsignals M und der Frequenz fL, die durch Abtasten erhalten sind, aus der obigen Gleichung (8) wie folgt dargestellt:
fM/fL = n (9).
Dementsprechend sind das Meßsignal M und das Bezugssignal S miteinander jeweils einmal alle n-Male des Meßsignals synchronisiert. Dies rührt daher, weil die durch Abtasten erhaltene Frequenz fL mit beiden Frequenzen fM und fS synchronisiert ist.
Nunmehr wird ein Verfahren zur Messung der Phasendifferenz eines Abschnittes des Bezugssignals S beschrieben, der kleiner als die Periode des Signals ist. Es sei darauf hingewiesen, daß das Bezugssignal S der Einfachheit der Erklärung halber beispielsweise als Sinuswelle beschrieben worden ist, daß es aber nicht auf eine Sinuswelle beschränkt ist, sondern auch eine zerhackte Welle oder dergleichen sein kann. Mit anderen Worten muß das Bezugssignal S nur eine Wellenform sein, die in einem Abschnitt derselben kontinuierlich verläuft, für den die Abtastung durchgeführt wird.

[Verfahren zur Messung der Phase auf der Basis von Taktimpulsen]

Bei dem Meßverfahren handelt es sich um eine Methode, bei der das Bezugssignal S mit Impulsen des Meßsignals M abgetastet wird, und die so erhaltene Wellenform wird durch ein Bandpaßfilter geleitet, um dieselbe zu glätten, woraufhin die Phase desselben mit Taktimpulsen gezählt wird. Die Phasenmessung ist eine Methode, die der bei einem herkömmlichen Lichtwellenabstandsmeßgerät angewandten Methode entspricht. Die Auflösung des Verfahrens hängt von der Frequenz fS des Bezugssignals S, der Frequenz fC der Taktsignale und der Frequenz FL des getasteten Ausgangssignals ab. Wenn beispielsweise die Frequenz fC des Taktsignals 1,5 MHz beträgt, während die Frequenz fS des Bezugssignals S den Wert 15 MHz besitzt und m = 10.000, m' = 303 und n = 33 gewählt werden, was die Gleichung m = m'n + 1 befriedigt, wird die Frequenz fL der getasteten Ausgabe dargestellt durch:
wobei die Auflösung gegeben ist durch:
Dementsprechend kann die Auflösung um das 32.000-fache der Frequenz fS des Bezugssignals erzielt werden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Zeitauflösung gegeben ist durch:
Weiter tragen alle Meßsignale durch Mittelwertbildung bei, da die n (= 33) getasteten Werte durch das Bandpaßfilter geglättet werden.
Wenn demgemäß mehrere male durchgeführte Messungen wiederholt und die Ergebnisse solcher Messungen gemittelt werden, kann eine größere Wirkung der Mittelwertsbildung als diejenige einer herkömmlichen Meßvorrichtung angezeigt werden. Beispielsweise beträgt im Falle, daß eine Messung 10 mal durchgeführt wird, die Meßdauer etwa 0,3 Sekunden beträgt, was eine Gesamtsumme von (1/fL) = 10 = 0,2 Sekunden ergibt, und 0,1 Sekunden, die für die Durchführung der Berechnung benötigt werden. Als Ergebnis kann eine Auflösung vom 32.000-fächen der Frequenz des Bezugssignals sowie eine Mittelbildungswirkung von etwa 100 bis 300 Messungen in einer Meßzeit von etwa 0,3 Sekunden erzielt werden.

[Verfahren auf der Basis der Datenverarbeitung]

Bei diesem Verfahren handelt es sich um eine Methode, bei der ein Bezugssignal S mit Impulsen des Meßsignals M abgetastet wird, und die so erhaltenen Daten werden zur Messung der Phase verarbeitet.

(A) Nulldurchgangserfassungsverfahren

Das Nulldurchgangserfassungsverfahren mißt die Verschiebung einer Koordinate, bei der eine Sinuswelle den Nullwert durchquert, um die Phase zu erfassen. Wie in Fig. 3(a) dargestellt, können entweder Ψ&sub1; oder Ψ&sub2; gemessen werden; oder anderenfalls kann der Mittelwert zwischen Ψ&sub1; und Ψ&sub2; genommen werden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Auflösung der Methode meist vom Leistungsvermögen eines verwendeten Analog-Digital- Umsetzers abhängt. Wenn beispielsweise ein 12-Bit-Analog-Digital-Umsetzer verwendet wird, besitzt das Verfahren eine Auflösung von etwa 4.000 Pegelhöhe. Dementsprechend ist die Auflösung in der Nähe des Nulldurchgangspunktes gegeben durch:
und die Auflösung für eine Periode ist gegeben durch:
Demgemäß besitzt das Verfahren eine Auflösung vom 12.560-fächen der Frequenz fS des Bezugssignals S.
Fig. 3(b) ist eine vergrößerte Ansicht eines Abschnittes in der Nähe des Nulldurchgangspunktes in Fig. 3(a); und nach Messung von Ψ&sub1; wird eine erste Abtastung durchgeführt, wobei nacheinander mit einer Phasendifferenz gleich 0 sowie mit einer Phasendifferenz ΨC begonnen wird, bei der Datenänderungen vom Negativen zum Positiven gefunden werden. Weiter werden ein Datum l&sub2; bei der Phasendifferenz ΨC, und ein weiteres Datum l&sub1; bei einer vorhergehenden Phasendifferenz durch eine gerade Linie miteinander verbunden, und es wird eine Differenz Ψd zwischen der Phasendifferenz ΨC und dem Nulldurchgangspunkt der geraden Linie gefunden. Dann wird Ψd von ΨC subtrahiert, so daß Ψ&sub1; gefunden werden kann. Ψ&sub2; kann in einer ähnlichen Weise gemessen werden. In diesem Falle ist es jedoch erforderlich, einen Punkt zu erfassen, bei dem sich das Vorzeichen von positiv nach negativ ändert, wenn ein Abtasten der Daten durchzuführen ist. Es sei bemerkt, daß ähnlich wie im Falle der Fig. 3(c) das Verfahren der kleinsten Quadrate auf die Daten in der Nähe des Nulldurchgangspunkts angewandt werden kann, um eine gerade Linie zu bestimmen. Dabei ergibt sich die Wirkung, daß sich eine Mittelwertsbildung ergibt. Weiter ist es auch wirkungsvoll, einen Nulldurchgang durchzuführen, nachdem eine Glättungsbarbeitung für die Daten in der Nähe des Nulldurchgangspunktes durchgeführt worden ist, um die Wirkung der Mittelwertsbildung zu steigern.
Mit der Phasenerfassung durch die Nulldurchgangsmethode mit einer wie oben beschriebenen Struktur kann, wenn n = 101 (m = 10.000, m' = 99) angewandt wird, eine Auflösung, die etwa das 12.560-fäche der Frequenz fS des Bezugssignals S aufweist, und es kann eine Wirkung der Mittelwertsbildung um etwa das 30-fache antizipiert werden.

(B) Verfahren auf der Basis der Erfassung der Sinus- und Kosinus-Komponenten

Das Verfahren auf der Basis der Sinus- und Kosinus-Komponenten ist ein Verfahren, bei dem die Komponenten von Sinuswellen und Kosinuswellen integriert werden, um eine Phase zu messen, wie in Fig. 3(d) dargestellt ist. Eine Wellenform für eine durch Abtasten erhaltene Periode wird in vier Viertel unterteilt, die einzeln als Bereiche A, B, C und D definiert werden. Dann werden die Integrationsergebnisse der Daten der einzelnen Bereich jeweils durch ΣA, ΣB, ΣC und ΣD dargestellt, und wenn eine Phasendifferenz Ψ berechnet wird, ist sie durch folgende Gleichung gegeben:
Nachfolgend wird das Prinzip beschrieben. Wenn Daten, die durch Abtasten des Bezugssignals S mit Impulsen des Meßsignals M durch das Symbol y bezeichnet werden, wird y allgemein dargestellt durch:
In dieser Gleichung bezeichnet x einen Zählwert (x-ten) einer abgetasteten Ausgabe, während α ein Gleichstrompegel und β eine Amplitude ist. Dann wird die rechte Seite wie folgt umgeschrieben:
wobei k=n/4 ist. Wenn die Gleichung gelöst wird, wird
tan&supmin;¹ sinΨ/cosΨ T Ψ
erhalten. Entsprechend kann die Phase Ψ aus einem integrierten Wert berechnet werden.
Das auf diese Weise erhaltene Phasendatum hat eine hohe Mittelbildungswirkung, weil alle Daten in einer integrierten Form verwendet werden. Da weiter Quantifizierungsfehler beim Abtasten gemittelt werden, entsteht die ausgezeichnete Wirkung, daß die Mittelbildungswirkung durch diese Integration eine sehr hohe Auflösung liefert. Es sei darauf hingewiesen, daß das Phasenerfassungsverfahren, bei dem Komponenten einer Sinuswelle und einer Kosinuswelle integriert werden, eine größere Auflösung und daher eine höhere Mittelbildungswirkung erzielt, als das Nulldurchgangsverfahren, selbst wenn ein Vergleich zwischen beiden im Falle von n = 101 gemacht wird.
Bei dem oben beschriebenen Phasenerfassungsverfahren auf der Basis der Datenverarbeitung wird die Abtastung n-mal durchgeführt, d.h., die Abtastung wird für einen einzelnen Zyklus einer Wellenform einer abgetasteten Ausgabe ausgeführt. Falls die Anzahl der Abtastungen weiter gesteigert wird, derart, daß das Abtasten für mehrere Perioden durchgeführt wird, kann die Mittelbildungswirkung weiter gesteigert werden. In diesem Falle wird die Mittelwertsbildung für n-Daten durchgeführt, und die Datenverarbeitung sollte unter Verwendung des Ergebnisses einer solchen Mittelwertsbildung durchgeführt werden. Wenn beispielsweise 10 Perioden (ein Durchschnitt von 10-mal abgetasteten Wellenformen) verwendet werden, kann eine über 300-fache Mittelbildungswirkung erzielt werden, und die Auflösung ist um das 10.000-fache der Frequenz des Bezugssignals S höher. Weiter beträgt dann die Abtastfrequenz fL gemäß der obigen Gleichung (8):
Weiter ist die für das Abtasten benötigte Zeit gegeben durch:
1/fL * 10 = 10/15 = 0,7 sec
wobei die Meßdauer etwa 0,8 Sekunden beträgt.
Nunmehr wird eine optische Abstandsmessungsvorrichtung beschrieben, bei der die hochauflösende Meßvorrichtung für die Zeitdifferenz der vorliegenden Ausführungsform angewandt wird. Fig. 4 zeigt das optische System der optischen Abstandsmeßvorrichtung, und die Lichtpfade der optischen Abstandsmeßvorrichtung werden nunmehr unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Das optische System besteht aus einer Laserdiode 1, einem lichtempfangenden Element 2, einer Blende 3, einer Linse 4, einem Prisma 5 und einem Spiegel 6. Ein Winkelkubus 7 bildet ein Objekt, das an einem vom Körper der optischen Abstandsmeßvorrichtung beabstandeten Platz installiert wird und die Funktion hat, einen Lichtstrahl zu reflektieren.
Die Laserdiode 1 besitzt die Form einer Impulslaserdiode und liefert eine vergleichsweise hohe Spitzenleistung, so daß sie eine Impulswelle mit einem Nennleistungsverhältnis von etwa 0,01 % erzeugen kann. Das lichtempfangende Element 2 muß nur ein Element sein, daß einen Strahl gepulsten Lichtes empfangen kann, der von der Laserdiode 1 ausgesandt wird. Die Blende 3 ist eine Umschalteinrichtung zum Umwechseln des Lichtpfades zwischen einem Abstandsmeßlichtpfad und einem inneren Lichtpfad.
Bei dem wie oben beschrieben aufgebauten optischen System wird ein von der Laserdiode emittierter Lichtimpuls vom Körper über das Prisma 5 und die Linse 4 durch den als Objekt plazierten Winkelkubus 7 reflektiert. Der vom Winkelkubus 7 reflektierte Lichtimpuls wird durch die Linse 4 und das Prisma 5 in das lichtempfangende Element 2 geleitet. Diese Lichtpfade bilden den Abstandsmeßlichtpfad einschließlich des Abstandes zwischen dem Körper und dem Objekt, das den Gegenstand der Messung bildet.
Im Gegensatz dazu gibt es einen weiteren Lichtpfad, mit welchem ein von der Laserdiode 1 emittierter Lichtimpuls über den Spiegel 6 in das lichtempfangende Element 2 eingeführt wird. Dieser Lichtpfad ist der innere Lichtpfad, der mit dem Ziel der Beseitigung destabilisierender Faktoren gebildet ist, die vom Inneren des Körpers her entstehen.
Allgemein erfordert eine optische Abstandsmeßvorrichtung eine große Anzahl von elektronischen Teilen, und da die Zeitverzögerung in solchen elektronischen Teilen leicht durch eine Temperaturänderung oder dergleichen beeinflußt wird, besteht die Möglichkeit, daß innerhalb des Körpers ein instabiler Zustand entstehen kann. Daher kann durch Messungen über den Abstandsmeßlichtpfad sowie Bilden der Differenz zwischen den Ergebnissen dieser Messungen jeder destabilisierende Faktor innerhalb des Körpers der Abstandsmeßvorrichtung beseitigt werden, der üblicherweise in die beiden Lichtpfade einbezogen ist.
Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf die Fig. 5, 6 und 7 der Aufbau eines elektronischen Systems der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.

[Phasenmessung auf der Basis der Zählung von Taktimpulsen]

Als erstes wird eine Messung der Zeitdifferenz durchgeführt, die kleiner als eine Periode des Bezugssignals S ist (im folgenden als Präzisionsmessung bezeichnet), und zwar in Abhängigkeit von der auf der Zählung von Taktimpulsen beruhenden Phasenmessung. Es sei darauf hingewiesen, daß bei der vorliegenden Ausführungsform die Werte u = 33, m = 10.000 und m' = 303 verwendet werden. Die Phasenmeßvorrichtung auf der Basis der Zahlung von Taktimpulsen besteht aus einem Bezugssignalgenerator 100, einem Paar von Bandpaßfiltern 110 und 210, einem Paar von Teilern 120 und 130, einem Synthetisator 140, einem Impulsdetektor 170, einem Paar von Zählern 180 und 220, einem Prozeßberechnungsglied 190, einer Abtast- Halte-Schaltung 200, usw. Der Bezugssignalgenerator OSC 100 bildet eine Bezugssignalquelle und erzeugt ein Bezugssignal von 15 MHz. Das Bezugssignal wird an das erste Bandpaßfilter BF 110 geliefert, so daß letzteres eine Sinuswelle des Bezugssignals ausgeben kann. Der erste Teiler DVA untersetzt die Frequenz von 15 MHz, die vom Bezugssignalgenerator OSC 100 erzeugt wurde, auf 1/10 und gibt eine Frequenz von 1,5 MHz aus. Weiter untersetzt der zweite Teiler DVB 130 die Frequenz von 1,5 MHz auf 1/32.0000 und gibt eine Frequenz von etwa 47 Hz aus. Danach multipliziert der Synthetisator SY 140 das Signal von 47 Hz mit 33 und gibt ein Signal von etwa 1.547 Hz aus. Bei der hier vorliegenden Schaltung haben die Ausgangssignale des ersten Teilers DVA 120, des zweiten Teilers DVB 130 und des Synthetisators SY 140 die Form von binärdigitalisierten Signalen. Weiter steuert ein Treiber DR 150 die Laserdiode 1 im Impulsbetrieb gemäß dem Ausgangssignal des Synthetisators SY 140. Entsprechend emittiert die Laserdiode 1 einen Lichtstrahl in der Form von Impulsen mit einer Periode von etwa 1/1.547 KHz. Das so emittierte, gepulste Licht breitet sich entlang des Abstandsmeßlichtpfades aus und wird in das lichtaufnehmende Element 2 eingeführt, durch welches es in ein elektrisches Signal umgewandelt wird. Das durch das lichtaufnehmende Element 2 umgewandelte elektrische Signal wird durch einen Verstärker AM 160 verstärkt und an den Impulsdetektor PD 170 geliefert. Der Impulsdetektor PD 170 erzeugt dann ein Impulssignal, das binär gemäß dem Ausgangssignal des Verstärkers AM 160 digitalisiert ist. Dann mißt das erste Zählerglied CTC 180 unter Benutzung des Ausgangssignals des Synthetisators SY 140 als Zählstartsignal, und des Ausgangssignals des Impulsdetektors PD 170 als Zählstoppsignal, das Zeitintervall zwischen dem Startsignal und dem Stoppsignal, und zwar gemäß einer vom Prozeßberechnungsglied CON 190 gelieferten Anweisung. Es sei darauf hingewiesen, daß das erste Zählerglied CTC 180 eine Frequenz von 15 MHz des Bezugssignalgenerators OSC 100 als Taktsignal verwendet. Die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 tastet das Ausgangssignal des ersten Bandpaßfilters BF 110 in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal des Impulsdetektors PD 170 ab und hält es.
Dementsprechend erscheint eine Wellenform, wie sie in Fig. 1(C) bei H dargestellt ist, am Ausgang der Abtast-Halte-Schaltung SH 200. (Es sei bemerkt, daß 33 Signale M in Fig. 1(C) eine Wellenform entsprechend einem einzelnen Zyklus bilden.)
Dann hat das zweite Bandpaßfilter BFL 210 die Aufgabe, die Frequenz von 47 Hz zu entnehmen, die die Grundwelle der Ausgabe der Abtast-Halte- Schaltung SH 200 ist, und von diesem zweiten Bandpaßfilter BFL 210 wird dann eine Sinuswelle von 47 Hz ausgegeben. Weiter digitalisiert ein Wellenformentzerrer bzw. -formgeber WF 230 die Sinuswelle des Ausgangssignals des zweiten Bandpaßfilters BFL 210 binär in ein rechteckiges Wellensignal und gibt das rechteckige Wellensignal aus. Unter Benutzung des Ausgangssignals des zweiten Teilers DVB 130 als Zählstartsignal, und des Ausgangssignals des Wellenformentzerrers WF 230 als Zählstoppsignal, mißt dann das zweite Zählglied CTF 220 das Zeitintervall zwischen dem Startsignal und dem Stoppsignal in Übereinstimmung mit einer vom Verarbeitungssteuerteil CON 190 ausgegebenen Anweisung. Es sei darauf hingewiesen, daß das zweite Zählerglied CTF eine Frequenz von 1,5 MHz des Ausgangssignais des ersten Teilers DVA 120 als Taktsignal verwendet. Das Prozeßberechnungsglied CON 190 synthetisiert dann die Meßsignale, welche vom ersten Zählglied CTC 180 und vom zweiten Zählglied CTF 220 an eine Anzeigeeinheit (nicht dargestellt) geliefert werden.
Nachfolgend werden die Auflösungen des ersten Zählergliedes CTC 180 und des zweiten Zählergliedes CTF 220 beschrieben. Das erste Zählerglied CTC 180 hat eine Auflösung von 1/(33 * 15 MHz), was 10/33 m ergibt, wenn sie aus der Beziehung zur Lichtgeschwindigkeit und aufgrund der Tatsache, daß das Licht über den Abstand zum Objekt hin- und herläuft, in einen Abstand umgewandelt wird. Das zweite Zählerglied CTF hat eine Zeitauflösung, die das 32.000-fäche derjenigen beträgt, wenn mit der Frequenz des Bezugssignals S aufgelöst wird, wie weiter oben bei der Beschreibung des Meßprinzips (1,5 MHz/47Hz) erläutert ist, und wenn dieselbe in einen Abstand umgewandelt wird, beträgt dieser 10/32.000 m.
Nachfolgend wird die Betriebsweise des Aufbaus des elektronischen Systems der vorliegenden Erfindung beschrieben. Als erstes schaltet das Prozeßberechnungsglied CON 190 die Blende 3 um, um den Abstandsmeßlichtpfad als einen wirksamen Lichtpfad zu wählen, und sie liefert zum Starten der Messung ein Signal an das erste Zählerglied CTC 180 und an das zweite Zählerglied CTF 220. Das erste Zählerglied CTC 180 und das zweite Zählerglied CTF 220 führen Zähloperationen in Übereinstimmung mit der vom Prozeßberechnungsglied CON 190 gelieferten Anweisung, und nach der Beendigung dieser Zähloperationen liefern die Zähler ein Beendigungssignal an das Prozeßberechnungsglied CON 190. Nach Empfang eines solchen Zählbeendigungssignals empfängt das Prozeßberechnungsglied CON 190 Zählergebnis-Signaldaten vom ersten Zählerglied CTC 180 und vom zweiten Zählerglied CTF 220. Weiter wandelt das Prozeßberechnungsglied 190 das vom ersten Prozeßberechnungsglied CTC empfangene Berechnungsergebnis in einen Abstandswert um, um einen groben gemessenen Wert zu finden. Außerdem wird der vom zweiten Zählerglied CTF 220 erhaltene Zählwert in ähnlicher Weise in einen Abstandswert umgewandelt, um einen präzisen gemessenen Wert zu finden. Im vorliegenden Falle wird der grobe gemessene Wert etwas korrigiert, so daß die Meßeinheit des grobgemessenen Wertes und die Meßeinheit des präzise gemessenen Wertes miteinander übereinstimmen, um eine Rechnung zum Kombinieren der Werte durchzuführen. Insbesondere wird der grobe gemessene Wert für eine höhere Zahl bzw. für höhere Zahlen als die Meßeinheit verwendet, während der präzise gemessene Wert für eine niedrigere Zahl bzw. für niedrigere Zahlen als die Meßeinheit verwendet wird, wenn sie miteinander kombiniert werden müssen.
Eine solche Meßoperation wird 10 mal durchgeführt, und ein sich daraus ergebender Durchschnittswert wird als Abstandswert des Abstandsmeßlichtpfades angewandt.
Anschließend schaltet die Blende 3 auf die Seite des inneren Lichtpfades um, und es werden ähnliche Messungen wie die oben beschriebenen durchgeführt, um einen Abstandswert des inneren Lichtpfades zu erhalten. Dann wird der Abstandswert des inneren Lichtpfades vom Abstandswert des Abstandsmeßlichtpfades subtrahiert, um ein Endergebnis zu erhalten, durch welches ein destabilisierender Faktor innerhalb der Vorrichtung beseitigt werden kann. Entsprechend wird das Endergebnis an das Anzeigeglied (nicht dargestellt) geliefert, um eine Anzeige oder dergleichen zu bewirken.

[Phasenmessung auf der Basis der Datenverarbeitung]

Fig. 6 zeigt eine Phasenmeßvorrichtung, mit der die Messung einer Zeitdifferenz, die kleiner als die Periode des Bezugssignals S ist, mit einer Phasenmessung auf der Basis der Datenverarbeitung durchgeführt wird. Es sei darauf hingewiesen, daß bei der vorliegenden Ausführungsform die Werte n = 101, m = 10.000 und m' = 99 verwendet werden. Die Phasenmeßvorrichtung besteht aus einem Bezugssignalgenerator 100, einem Bandpaßfilter 110, einem Paar von Teilern 240 und 250, einem Synthetisator 260, einem Impulsdetektor 170, einem Zählerglied 180, einem Prozeßberechnungsglied 190, einer Abtast-Halte-Schaltung 200, einem Analog-Digital-Umsetzer 270, einem Addierer AC 280, einem Speicherglied 290, einem Adressenzähler 300, usw. Es sei darauf hingewiesen, daß Signale, die als Zählstartsignal und als Zählstoppsignal in das Zählglied CTC 180 eingegeben werden, eine Frequenz von 1.515 KHz besitzen, und daß der Treiber DR 150, die Laserdiode 1, das lichtempfangende Element 2 und der Impulsdetektor 170 in ähnlicher Weise mit einer Frequenz von 1.515 KHz arbeiten. Eine vom Bezugssignalgenerator OSC 100 erzeugte Frequenz von 15 MHz wird durch den ersten Teiler DVC 240 um 1/10.000 bzw. in 1.5 KHz untersetzt, und es wird weiter auf 1/100 durch den zweiten Teiler 250 untersetzt, der somit ein Signal von 15 Hz ausgibt. Dann multipliziert der Synthetisator SYH 260 die Frequenz von 15 Hz mit 101 und gibt eine Frequenz von 1.515 KHz aus. Sodann wandelt der Analog-Digital-Umsetzer AD 270 gemäß einem vom Impulsdetektor PD 170 gelieferten Signal einen Wert in einen Digitalwert um, wenn die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 einen Haltewert eingibt. Die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 tastet eine Ausgangswellenform des Bandpaßfilters BF 110 ab, so daß Impulse an der Ausgangsseite des Impulsdetektors PD 170 auftreten. Dann addiert der Addierer AC 280 die vom Analog-Digital-Umsetzer AD 270 sowie die vom Speicherglied MR 290 gelieferten Daten und übermittelt das Ergebnis dieser Addition an das Speicherglied MR 290. Das Speicherglied MR 290 besitzt mehr als n darin eingerichtete Speicher, und wenn das vom Analog-Digital-Umsetzer gelieferte Umwandlungsbeendigungssignal empfangen wird, werden die Ausgangsdaten des Addierers AC 280 in einem der Speicher gespeichert, der durch den Adressenzähler ACT 300 bezeichnet wird. Der Adressenzähler ACT besitzt die Form eines n-stelligen (101-stelligen) Zählers und zählt die Frequenz von 1.515 KHz, wobei es sich um das Umwandlungsbeendigungssignal handelt.
Sodann geht die Zähloperation des Adressenzählers ACT 300 in der Weise vor, daß der Adressenzähler ACT 300 seine Zähloperation synchron mit 15 Hz beginnt, wobei es sich um das Ausgangssignal des zweiten Teilers 250 handelt, nachdem er ein Operationsstartsignal vom Prozeßsteuerglied COS 190 empfangen hat; und jedesmal, wenn ein Umwandlungsbeendigungssignal n-mal (101-mal) gezählt worden ist, liefert der Adressenzähler ACT 300 ein Übertragsignal an das Prozeßberechnungsglied COS 190.
Nachfolgend wird jeweils der Betrieb des Analog-Digital-Umsetzers AD 270, des Addierers AC 280, des Speichergliedes MR 290 und des Adressenzählers ACT 300 beschrieben. Zunächst wird der Inhalt des Speichergliedes MR 290 durch das Prozeßberechnungsglied COS 190 rückgesetzt; und weiter weist der Adressenzähler ACT 300 einen Zählstand 0 auf. In diesem Zustand wird die Messung begonnen; und nachdem das Ausgeben eines Signals an den Impulsdetektor PD 170 beendet ist, beginnt der Analog- Digital-Umsetzer AD mit seiner Analog-Digital-Umwandlung. Das Speicherglied MR 190 liefert den Inhalt (der einen Wert entsprechend 0 aufweist, weil sich das Speicherglied MR 290 im rückgesetzten Zustand befindet) eines seiner, durch den Adressenzähler ACT 300 bezeichneten Speicher an den Addierer AC 280. Nach Beendigung der Analog-Digital-Umwandlung werden vom Analog-Digital-Umsetzer die Daten vom Analog-Digital-Umsetzer AD 270 an den Addierer AC 280 geliefert, und der Addierer AC 280 addiert die vom Speicherglied MR 290 sowie die vom Analog-Digital-Umsetzer AD 270 gelieferten Daten und übermittelt das addierte Ergebnis an das Speicherglied MR 290. Nach Beendigung der Analog-Digital-Umwandlung liefert der Analog-Digital-Umsetzer AD 270 ein Umwandlungsbeendigungssignal an das Speicherglied MR 290 und an den Adressenzähler ACT 300. Als Antwort auf das Umwandlungsbeendigungssignal führt das Speicherglied MR eine Schreiboperation durch, während der Adressenzähler ACT eine Einerzählung durchführt. Mit anderen Worten werden Daten des vom Adressenzähler ACT bezeichneten Speichers und ausgegebene Daten des Analog-Digital-Umsetzers AD 270 addiert, und der Speicher wird mit den so addierten Daten als neue Daten umgeschrieben, während die Daten des Adressenzahlers ACT 300 um +1 inkrementiert werden, um Vorbereitungen für das Umschreiben eines Speichers der nächsten Adresse zu treffen. Dementsprechend wird jedesmal dann, wenn Daten am Impulsdetektor PD 170 erscheinen, der Inhalt eines Speichers unter der vom Adressenzähler ACT 300 bezeichneten Adresse umgeschrieben, während der Adressenzähler ACT 300 um +1 inkrementiert wird. Wenn weiter der Adressenzähler ACT 300 eine n-malige (101) Zählung durchführt, wird der Adressenzähler ACT 300 auf 0 rückgesetzt und liefert an das Prozeßberechnungsglied COS 190 ein Übertragssignal, das anzeigt, daß die Daten für eine einzelne Periode der abgetasteten Wellenform aufgenommen worden sind. Als Ergebnis enthält das Speicherglied MR 290 die Daten einer einzelnen Periode der abgetasteten Wellenform. Während der Umschreiboperation eines Speichers überwacht das Prozeßberechnungsglied COS 190 das vom Adressenzähler ACT 300 erzeugte Übertragssignal und fährt mit der Messung solange fort, bis eine Gesamtheit von 10 Übertragssignalen (eine Anzahl von Malen, mit denen ein Durchschnitt der abgetasteten Wellenform aufgenommen werden muß) empfangen worden sind. Als Ergebnis ist eine Summe von Daten für 10 Perioden im Speicherglied MR 290 gespeichert, nachdem 10 Übertragssignale erfaßt worden sind. Es sei darauf hingewiesen, daß das Prozeßberechnungsglied COS 190 ähnliche Operationen beim Prozeßberechnungsglied der Phasenmeßvorrichtung (405) auf der Basis eines oben beschriebenen Taktsignals durchführt; doch werden solche verschiedenartigen Operationen während des Abtastens wie oben beschrieben sowie die Durchführung der Berechnung für die Phasendifferenzmessung auf der Basis der Datenverarbeitungsmethode den Operationen hinzugefügt. Es sei darauf hingewiesen, daß das Prozeßberechnungsglied 190 zur Durchführung der Datenverarbeitung für die Präzisionsmessung eine Adresse angeben kann, um den Inhalt des Speichergliedes MR 290 zu lesen.
Nachfolgend werden die auf diese Weise gelesenen Daten unter Bezugnahme auf Fig. 3(a) beschrieben. Die Abzissenachse in Fig. 3(a) bezeichnet die Adresse eines Speichers, und jedes Datum stellt die Summe von 10 gemessenen Werten dar. Dementsprechend kann ein Durchschnittswert durch Teilen einer solchen Summe durch 10 erhalten werden. Dann ist die Beziehung zwischen einer Adresse eines Speichers und der Phase so beschaffen, daß eine Adresse von n (101) der Phase von 2π entspricht. Hier wird nun eine Präzisionsmessung der Zeit auf der Basis der Phase als Beispiel der Nulldurchgangserfassungsmethode unter verschiedenartigen Meßmethoden auf der Basis der Datenverarbeitung beschrieben. Die Speicher werden nacheinander, beginnend bei denjenigen der Adresse 0, abgetastet, um nach einer Adresse zu suchen, bei der sich der Datenwert vom Negativen zum Positiven ändert. (Dies entspricht dem Parameter Ψc in Fig. 3(b).) Dann wird unter Benutzung des Datenwertes des so unter der Adresse gesuchten Speichers sowie eines weiteren Datums eines anderen Speichers unter der vorhergehenden Adresse die Adressendifferenz (entsprechend Ψα in Fig. 3(b)) zwischen dem Nulldurchgangspunkt und derjenigen Adresse berechnet, bei der sich das Datum zum Positiven ändert. Insbesondere wird eine imaginäre winzige Adresse kleiner als eine einzelne Adresse berechnet, und die Adressendifferenz wird von derjenigen Adresse subtrahiert, bei der sich der Datenwert zum Positiven ändert, um eine Adresse des Nulldurchgangs zu berechnen. Durch Berechnen des Produktes des Adressenwertes des auf diese Weise berechneten Nulldurchgangs mit 1/(101 * 15 MHz) kann der Abstand der Präzisionsmessung gefunden werden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Zeitauflösung des Zählergliedes CT 180 hier 1/(101 * 15 MHz) beträgt, während die Abstandsauflösung 10/101m beträgt. Sodann wandelt das Prozeßberechnungsglied COS 190 den vom Zählglied CT 180 erhaltenen Zählstandswert in einen Abstand um, um einen groben gemessenen Wert zu finden, und es wandelt dann den Adressenwert des Nulldurchgangs in einen Abstand um, um einen gemessenen Präzisonswert zu finden, woraufhin es den groben gemessenen Wert und den gemessenen Präzisionswert kombiniert, um den Abstand des Objektes zu finden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Beschreibung der Operation der Blende hier unterbleibt, weil sie die gleiche ist wie beim Phasenmeßverfahren auf der Basis von Taktimpulsen gemäß Fig. 5.

[Modifikation der Phasenmessung auf der Basis der Datenverarbeitung]

Nachfolgend wird eine Modifikation des Phasenerfassungsverfahrens auf der Basis der Datenverarbeitung beschrieben. Bei dem in Fig. 6 dargestellten und oben beschriebenen elektronischen System für die Datenverarbeitung ist die Eingangsfrequenz des Synthetisators SYH 260 eine vergleichsweise niedrige Frequenz von 15 Hz. Da der Synthetisator SYH 260 aus einer Phasenverriegelungsschleife besteht, bei der die Frequenz des Eingangssignals niedrig ist, wird allgemein viel Zeit benötigt, bis der Betrieb derselben stabilisiert ist. Die vorliegende Ausführungsform wurde in Anbetracht dieses Problems verbessert, und der zweite Teiler DVD 250 sowie der Synthetisator SYH 260 sind umgekehrt angeschlossen, wie in Fig. 7 dargestellt, und die Wellenform des Bezugssignals S (Ausgabe des Bandpaßfilters BF 110) wird ebenfalls mit einer Ausgabe des zweiten Teilers DVD 250 abgetastet, um eine Abtastungsbezugswellenform zu erhalten.
Der Speicher MR besitzt eine Anzahl von Speichern, die größer als n * 2 ist, und die Adresse der höchstrangigsten Adresse wird durch ein Flip-Flop FF 400 bezeichnet. Insbesondere werden Daten der Abtastungsbezugswellenform in n Speichern gespeichert, wobei die Adresse der höchrangigsten Adresse "0" ist, während die Daten der Abtastungswellenform des Meßsignals in n Speichern gespeichert werden, bei denen die Adresse der höchstrangigsten Adresse "1" ist. Es sei darauf hingewiesen, daß das Flip-Flop FF 400 so angeschlossen ist, daß es das Ausgangssignal des zweiten Teilers DVD 250 als Rücksetzsignal, und das Ausgangssignal des Impulsdetektors PD 170 als Setzsignal empfängt.
Nachfolgend wird die Betriebsweise der vorliegenden Ausführungsform beschrieben. Die vom Bezugssignalgenerator OSC 100 erzeugte Frequenz von 15 Hz wird durch den ersten Teiler DVC 240 auf 1/100 bzw. in eine Frequenz von 150 KHz untersetzt, welche dann vom Synthetisator SYH 260 mit 101 multipliziert wird und eine Frequenz von 15.15 MHz ergibt. Die Frequenz von 15.15 MHz wird weiter vom zweiten Teiler DVD 250 auf 1/10.000 bzw. in ein Signal mit der Frequenz 1.515 KHz untersetzt. Dann wird die Frequenz von 1.515 KHz an den Treiber DR 150 geliefert, usw., so daß die Laserdiode 1 usw. dadurch gesteuert werden kann.
Nunmehr wird der Aufbau des Synthetisators SYH 260 unter Bezugnahme auf Fig. 8 im einzelnen beschrieben. Der Synthetisator SYH 260 besteht aus einem Phasenkomparator 261, einem Tiefpaßfilter LPF 262, einem spannungsgesteuerten Oszillator VCXO 263 und einem Mischer 264. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCXO 263 wird an den Mischer 264 geliefert, wo es mit einem vom Bezugssignalgenerator OSC 100 gelieferten Bezugssignal gemischt wird, um dasselbe zu erfassen. Der Mischer 264 kann beispielsweise aus einem Flip-Flop des Typs D bestehen. Das vom spannungsgesteuerten Oszillator VCXO 263 gelieferte Ausgangssignal von 15.15 MHz wird also am Datenanschluß des Flip-Flops empfangen, während das vom Bezugssignalgenerator OSC 100 gelieferte Bezugssignal von 15 MHz am Taktanschluß des Flip-Flops empfangen wird. Bei dem so angeschlossenen Flip-Flop kann ein Schwebungssignal als Antwort auf einen Triggerimpuls der Frequenz von 15 MHz des Bezugssignals abgenommen werden. Entsprechend kann der Mischer 264 das vom spannungsgesteuerten Oszillator VCXO 263 und das vom Bezugssignalgenerator OSC 100 gelieferte Ausgangssignal von 15 MHz mischen und erfassen und ein Signal von 150 KHz entsprechend einer Frequenz ausgeben, die der Differenz zwischen den genannten Frequenzen entspricht. Weiter werden die Frequenz von 150 KHz, die durch eine Divisionsoperation des ersten Teilers DVC 240 erhalten wurde, und das Ausgangssignal des Mischers 264 in bezug auf ihre Phase durch den Phasenkomparator 261 miteinander verglichen, und das Ausgangssignal des Phasenkomparators 261 wird an den Frequenzsteueranschluß des spannungsgesteuerten Oszillators VCXO 263 über das Tiefpaßfilter LPF 262 übermittelt. Durch die Phasenverriegelungsschleife können das Ausgangssignal des ersten Teilers 240 und das Ausgangssignal des Mischers 264 miteinander synchronisiert werden.
Wenn vom zweiten Teiler DV 250 ein Impulssignal erzeugt wird, steuert der Treiber DR 150 die Laserdiode 1 so, daß letztere veranlaßt wird, Licht auszusenden, während der Adressenzähler ACT 300 um +1 inkrementiert und das Flip-Flop FF 400 rückgesetzt wird. Dementsprechend wird ein Datum desjenigen der Speicher, bei dem die Adresse der höchstrangigsten Adresse "0" ist, und die niedrigere Adresse durch den Adressenzähler ACT 300 bezeichnet wird, vom Speicherglied MR 290 an den Addierer AC 280 übermittelt. Sodann wird ein Signal des zweiten Teilers DVD 250 auch an die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 sowie an den Analog-Digital-Umsetzer AD 270 geliefert, und während an der Ausgangsseite des zweiten Teilers DVD 250 Impulse erzeugt werden, bleibt die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 im Abtastzustand. Nachdem die Ausgabe von Impulsen des zweiten Teilers DVD 250 endet, gelangt dann die Abtast-Halte-Schaltung SH 200 in den Haltezustand, und der Analog-Digital-Umsetzer AD 270 beginnt mit der Analog-Digital-Umwandlung. Nach Beendigung dieser Analog-Digital-Umwandlung werden die durch diese Analog-Digital-Umwandlung in einen digitalen Wert umgewandelten Daten sowie die Daten des Speichers vom Addierer AC 280 addiert, und die Daten des Speichers werden mit den Daten der Summe überschrieben. Daraufhin werden Lichtimpulse in das lichtaufnehmende Element geleitet, so daß Impulse an der Ausgangsseite des Impulsdetektors PD erzeugt werden. Entsprechend wird das Flip-Flop FF 400 rückgesetzt und es wird ein Datum unter einer Adresse, bei der die Adresse der höchstrangigsten Adresse "1" ist und die niedrigere Adresse durch den Adressenzähler ACT 300 bezeichnet wird, vom Speicherglied MR 290 an den Addierer AC 280 übertragen. In ähnlicher Weise wie nach der Erzeugung von Ausgangsimpulsen des zweiten Teilers DV 250 wird, nachdem die Impulsausgabe des Impulsdetektors PD 170 beendet ist, der Inhalt des Speichers MR 290 umgeschrieben. Auf diese Weise wird jedesmal dann, wenn ein Impuls am zweiten Teiler DVD 250 oder am Impulsdetektor PD 170 auftritt, der Impuls der höchsten Ordnungszahl, die eine Adresse des Speichergliedes MR 290 bezeichnet, gewechselt; und wenn der zweite Teiler DVD 250 einen Impuls ausgibt, wird der Adressenzahler ACT 300 um +1 inkrementiert. Als Ergebnis wird eine Wellenform, die mit der Ausgabe des zweiten Teilers DVD 250 abgetastet worden ist, in der Gruppe jener Speicher des Speichergliedes MR 290 gespeichert, wo die Adresse der höchstrangigsten Adresse "0" ist, während die Wellenform, die mit der Ausgabe des Impulsdetektors PD 170 abgetastet worden ist, in der anderen Gruppe jener Speicher gespeichert wird, wo die Adresse der höchstrangigsten Adresse "1" ist.
Dementsprechend werden, wie in Fig. 9 dargestellt, Daten derjenigen Speicher, bei denen die höchstrangigste Adresse "0" ist, gemäß P dargestellt, während Daten derjenigen Speicher, bei denen die höchstrangigste Adresse "1" ist, gemäß Q dargestellt werden. Wenn das Prozeßsteuerglied COD 190 die Phasendifferenz zwischen P und Q berechnet, kann dementsprechend die Zeitdifferenz usw. mit einem hohen Grad an Genauigkeit gemessen werden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Beschreibung des Verfahrens der Erfassung der Phasen von P und Q hier entfällt, weil das Phasenmeßverfahren auf der Basis der oben beschriebenen Datenverarbeitung als Erfassungsverfahren benutzt werden kann.
Während ein Synthetisator in der Phasenmeßvorrichtung verwendet wird, der einen wie oben beschriebenen Aufbau besitzt, ist der Synthetisator SYH 140 in der in Fig. 5 dargestellten Phasenmeßvorrichtung an die hintere Stufenseite des zweiten Teilers DVB 130 angeschlossen. Auch im Falle der in Fig. 6 dargestellten Phasenmeßvorrichtung ist der Synthetisator SYH 260 in ähnlicher Weise an die hintere Stufenseite des zweiten Teilers DVD 250 angeschlossen. Insbesondere ist, wenn der Synthetisator jeder der in den Fig. 5 und 6 dargestellten Synthetisatoren an den Teiler der Endstufe angeschlossen ist, an der das Signal eine niedrige Frequenz aufweist, ist der Synthetisators SYH 260 in der in Fig. 7 dargestellten Phasenmeßvorrichtung zwischen den ersten Teiler DVC 240 und den zweiten Teiler DVD 250 geschaltet. Die Stelle, an der ein Synthetisator an die beiden Teiler angeschlossen ist, wird zweckmäßig beim Entwerfen bestimmt und ist nicht auf eine spezielle Stelle beschränkt.
Es sei darauf hingewiesen, daß das Prozeßberechnungsglied 190 vorzugsweise aus einem Mikrocomputer besteht, der mit einer Speichereinrichtung versehen ist. Insbesondere kann im Falle, daß er aus einem Einzelchip-Mikrocomputer besteht, eine Zeitdifferenzmeßvorrichtung sehr kleiner Größe und sehr kleinen Gewichts vorgesehen werden. Wenngleich die vorliegende Ausführungsform in Verbindung mit der Messung der Zeitdifferenz beschrieben ist, kann sie natürlich auch auf die Messung eines Abstandes, einer Geschwindigkeit, oder dergleichen angewandt werden, wobei von der Lichtgeschwindigkeit Gebrauch gemacht wird.
Die vorliegende Erfindung ist im Hinblick auf die oben beschriebenen Probleme entstanden, und die hochauflösende Meßvorrichtung zum Messen der Zeitdifferenz zwischen kontinuierlichen Impulsen ist dadurch gekennzeichnet, daß sie aufweist: eine Näherungsmeßeinrichtung und eine Präzisionsmeßeinrichtung, wobei die Näherungsmeßeinrichtung einen Aufbau zum Messen der Zeitdifferenz zwischen Impulsen besitzt, wobei die Präzisionsmeßeinrichtung eine Bezugssignal-Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Bezugssignals S mit einer gegen ein Meßsignal M unterschiedlichen Synchronisationslage, eine Abtasteinrichtung zum Abtasten des Bezugssignals S mit Impulsen des Meßsignals M, und eine Phasenerfassungseinrichtung zum Erfassen der Phasendifferenz einer abgetasteten Wellenform, die durch die Abtasteinrichtung gebildet ist, einschließt, und daß die Vorrichtung weiter eine Prozeßberechnungseinrichtung zum Umwandeln der von der Phasenerfassungseinrichtung erfaßten Phasendifferenz in eine Zeitdifferenz, sowie zum Berechnen der Zeitdifferenz zwischen den Impulsen, die von dem Meßwert der Näherungsmeßeinrichtung geliefert werden, und einem anderen gemessenen Meßwert der Präzisionsmeßeinrichtung, aufweist.
Bei der Meßvorrichtung der vorliegenden Erfindung mit einem wie oben beschriebenen Aufbau mißt die Näherungsmeßeinrichtung die Zeitdifferenz zwischen Impulsen, während die Präzisionsmeßeinrichtung eine Präzisonsmessung der Zeitdifferenz durchführt. Die Bezugssignal-Erzeugungseinrichtung der Präzisionsmeßeinrichtung erzeugt ein Bezugssignal S mit einer gegen ein Meßsignal M unterschiedlichen Synchronisationslage, während die Abtasteinrichtung das Bezugssignal S mit Impulsen des Meßsignals M abtastet. Die Phasenabtasteinrichtung erfaßt die Phasendifferenz zwischen der abgetasteten, durch die Abtasteinrichtung gebildeten Wellenform, während die Prozeßberechnungseinrichtung die von der Phasenerfassungseinricbtung erfaßte Phasendifferenz in eine Zeitdifferenz umwandelt und die Zeitdifferenz zwischen den Impulsen aus einem gemessenen Wert der Näherungsmeßeinrichtung und einem anderen gemessenen Wert der Präzisionsmeßeinrichtung berechnet.
Die vorliegende Erfindung mit diesem wie oben beschriebenen Aufbau umfaßt eine Näherungsmeßeinrichtung und eine Präzisionsmeßeinrichtung, und die Präzisionsmeßeinrichtung tastet ein Bezugssignal S mit einer gegen ein Meßsignal M unterschiedlichen Synchronisationslage mit Hilfe von Impulsen des Meßsignals M ab, und dann wird die Phasendifferenz der durch das Abtasten erhaltenen Abtastwellenform durch eine Phasenerfassungseinrichtung erfaßt. Entsprechend ergibt sich die Wirkung, daß eine Präzisionsmessung des Bezugssignals erreicht werden kann, welches kürzer als eine Periode ist. Da weiter die Zeitdauer, die eine Periodeneinheit des Bezugssignals S ausmacht, durch die Näherungsmessung gemessen wird, und da der Näherungsmeßwert und der durch die Präzisionsmessung gemessene Wert miteinander kombiniert werden, ergibt sich die Überschußwirkung, daß die Zeitdifferenz zwischen Impulsen mit einer hohen Auflösung gemessen werden kann. Mit anderen Worten ist dies Ergebnis der Umwandlung einer abgetasteten Wellenform in eine Frequenz äquivalent, die niedriger als die des Bezugssignals S ist, weil das Bezugssignal S mit Impulsen des Meßsignals M abgetastet wird. Wenn die Phasendifferenz gemessen wird, kann die Zeitdifferenz des Meßsignals M berechnet werden. Demgemäß ergibt sich die Wirkung, daß die Zeitdifferenz zwischen Impulsen exakt gemessen werden kann. Da weiter eine Mittelbildungswirkung über alle Daten antizipiert werden kann, kann eine Vorrichtung zum Messen einer Zeitdifferenz mit einem sehr hohen Genauigkeitsgrad geschaffen werden.

Claims

1. Hochauflösende Meßvorrichtung zum Messen der Zeitdifferenz von periodisch empfangenen Impulsen mit Hilfe einer Näherungsmeßeinrichtung und einer Präzisionsmeßeinrichtung, wobei die Vorrichtung ein emittierendes Element (1) zum Aussenden eines periodischen Lichtimpulses an einen Lichtpfad mit der Frequenz eines Meßsignals (M), und ein empfangendes Element (2) aufweist, welches das durch den Lichtpfad gelaufene Licht in ein Stoppsignal am Ausgang des empfangenen Elementes (2) umwandelt, gekennzeichnet durch

einen Signalgenerator (100, 120, 130, 140, 240, 250, 260), der das Meßsignal (M) und ein Bezugssignal (S) erzeugt, das eine kontinuierliche Wellenform an mindestens den Abtastpunkten aufweist, und das eine Frequenz besitzt, die sich von derjenigen des Meßsignals unterscheidet, und zwar derart, daß ihre Phase, wie sie durch das Meßsignal abgetastet wird, sich mit einer Rate ändert, die im Vergleich zur Frequenz des Meßsignals niedrig ist;

eine Abtasteinrichtung (200) zum Abtasten des Bezugssignals durch das Stoppsignal, welches durch das lichtempfangende Element erzeugt wird;

einen Phasenerfassungsglied (220) zum Erhalten der Phase des abgetasteten Bezugssignals; und

ein Berechnungsglied (190) zum Berechnen einer Zeitdifferenz aus der Ausgabe der Näherungsmeßeinrichtung (180) und aus einer Präzisionszeitdifferenz, die durch Umwandeln der Phase erhalten wird, welche durch das Phasenerfassungsglied (220) gemessen wird.

2. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Bandpaßfilter (210) zum Durchlassen der Grundwelle des Bezugssignals (S) aufweist, welches mit den Impulsen des Meßsignals (M) abgetastet worden ist, und zum Ausgeben eines Signals an das Phasenerfassungsglied (220), um die Durchschnittsphase zu erhalten.

3. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenerfassungsglied (220) die Phase des abgetasteten Bezugssignals mit Hilfe des Verfahrens der kleinsten Quadrate oder durch Integration des abgetasteten Bezugssignals erhält.

4. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch einen Synthetisator (140) und mindestens einen Untersetzer (120, 130), um sowohl das Meßsignal (M), als auch das von einem einzelnen Oszillator (100) gelieferte Bezugssignal (S) abzuleiten.

5. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

dabei ist: fm die Frequenz des Meßsignals (M)

fs die Frequenz des Bezugssignals (S)

n/n±1 das Frequenzverhältnis des Synthetisators

m das Teilungsverhältnis des Untersetzers.

6. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, gekennzeichnet durch Einrichtungen (100, 110) zum Erzeugen eines Bezugssignals mit annährend Sinuswellenform.

7. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenmeßglied (220) einen Zähler zum Messen der Phase umfaßt.

8. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenmeßglied (220) einen A/D-Wandler (270) zum Umwandeln der abgetasteten Wellenform in die Digitalform, einen Addierer (280) und eine Speichereinrichtung (290) aufweist, die die Ausgabe des Addierers (280) zu jeder Adresse speichert, wobei der Addierer (180) die Ausgabe des A/D-Wandlers (270) unter Hinzufügung der in der Speichereinrichtung (290) gespeicherten Daten ausgibt.

9. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung (200) das Bezugssignal als Antwort auf den Zeitablauf des empfangenen Meßsignals, und auch als Antwort auf den Zeitablauf des emittierten Meßsignals abtastet, und daß die Phasendifferenz der beiden abgetasteten Wellenformen gemessen wird.

10. Hochauflösende Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Lichtpfad einen Abstandsmeßpfad und einen inneren Lichtpfad umfaßt; daß eine Blende (3) zum Wählen des Lichtpfades vorgesehen ist, in welchem die Lichtimpulse zwischen dern Abstandsmeßlichtpfad und dem inneren Lichtpfad laufen, wobei das Berechnungsglied (190) die Zeitdifferenz durch Benutzen der Phasendifferenz, welche vom Phasenmeßglied (220) im Zeitpunkt, in dem das Impulslicht auf den Abstandsmeßlichtpfad überging sowie die Phase berechnet, die durch das Phasenmeßglied (220) im Zeitpunkt gemessen wurde, in dem das Impulslicht auf den inneren Lichtpfad überging.