DE3843678C2

DE3843678C2 -

Info

Publication number: DE3843678C2
Application number: DE19883843678
Authority: DE
Inventors: Michael Basel Ch Steinacher
Original assignee: Flowtec AG
Current assignee: Endress and Hauser Flowtec AG
Priority date: 1988-12-23
Filing date: 1988-12-23
Publication date: 1991-11-07
Also published as: DE3843678A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Durchflußmessung mittels Ultraschallwellen, die sich in einem durch ein Meßrohr strömenden Medium zwischen zwei im Abstand voneinander angeordneten Ultraschallwandlern ausbreiten, von denen wahl weise der eine als Sendewandler arbeitet, der ein elektrisches Sendesignal in eine Ultraschallwelle gleicher Frequenz umwandelt, während der andere als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende Ultraschallwelle in ein elektrisches Emp fangssignal gleicher Frequenz umwandelt, wobei zur Bestim mung des Durchflusses die Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal auf digitalem Wege dadurch gemessen wird, daß in der Phasenverschiebung entsprechenden Meßzeitintervallen jeweils die Perioden eines Signals mit einer Zählfrequenz gezählt werden, die wesentlich größer als die der Frequenz des Sendesignals entsprechende Meßfrequenz ist, sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Ein derartiges Verfahren ist sowohl in der DE-OS 26 51 142 als auch in der DE-OS 37 34 635 beschrieben.

Bei diesem Durchflußmeßverfahren ergibt sich der zu messende Durchfluß aus der Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal bei einer sich in einer Richtung ausbreitenden Ultraschallwelle, wenn die Schallgeschwindigkeit bekannt ist. Durch Ermittlung der Phasenverschiebungen bei einer sich in der Strömungsrichtung ausbreitenden Ultraschallwelle und bei einer sich gegen die Strömungsrichtung ausbreitenden Ultraschallwelle ist es möglich, aus der Differenz dieser Phasenverschiebungen ein von der Schallgeschwindigkeit unabhängiges Meßergebnis für den Durchfluß zu erhalten. Durch die Zählung der Perioden einer Zählfrequenz während der den Phasenverschiebungen entsprechenden Meßzeitintervalle wird die Phasenmessung auf eine digitale Zeitmessung reduziert, die sich mit den weit verbreiteten integrierten Digitalschaltungen bequem und sicher durchführen läßt. Es besteht jedoch das Problem, daß die digitale Messung systembedingt mit einem Quantisierungsfehler behaftet ist, der die erzielbare Auflösung bei der Messung begrenzt, denn das kleinste unterscheidbare Zeitintervall entspricht der Periodendauer des Zählfrequenzsignals. Die der Phasenmessung entsprechenden Meßzeitintervalle sind bei den üblichen Anwendungsbedingungen sehr kurz, und sie müssen insbesondere dann mit großer Meßgenauigkeit und dementsprechend hoher Auflösung gemessen werden, wenn für eine von der Schallgeschwindigkeit unabhängige Durchflußmessung die Differenz der Phasenverschiebungen ausgewertet wird. Die Dauer der Meßzeitintervalle liegt in der Größenordnung von Nanosekunden und ihre Differenz in der Größenordnung von Bruchteilen einer Nanosekunde. Um derart kurze Zeitintervalle durch digitale Zählung von Zählfrequenzperioden mit einer für die geforderte Meßgenauigkeit ausreichenden Auflösung zu messen, sind außerordentlich hohe Zählfrequenzen erforderlich, deren Erzeugung und Auswertung einen großen technischen Aufwand erfordern.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Durchflußmeß verfahrens der eingangs angegebenen Art, das mit verhältnis mäßig niedriger Zählfrequenz und dementsprechend geringem technischem Aufwand eine Durchflußmessung mit hoher Auflösung und großer Meßgenauigkeit ermöglicht.

Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die Startphase, die das Zählfrequenzsignal beim Beginn jedes Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall aufweist, in einem mehrere aufeinanderfolgende Meßzeitintervalle umfassenden Meßzyklus von Meßzeitintervall zu Meßzeitintervall geändert wird und daß die im Verlauf des Meßzyklus erhaltenen Zählwerte zur Bildung eines Meßwertes mit erhöhter Meßauflösung ausgewertet werden.

Die nach dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgenommene Änderung der Startphase in aufeinanderfolgenden Meßzeitintervallen hat zur Folge, daß sich die Anzahl der im Verlauf eines Meßzeitintervalls gezählten Zählfrequenzperioden während des Meßzyklus ändert; während für eine Anzahl der Meßzeitintervalle k Zählfrequenzperioden gezählt werden, werden für die restliche Anzahl der Meßzeitintervalle k +1 Zählfrequenzperioden gezählt. Das Verhältnis dieser Anzahlen ermöglicht eine genauere Aussage über die wirkliche Dauer der Meßzeitintervalle und demzufolge eine Erhöhung der Auflösung über den einer Zählfrequenzperiode entsprechenden Quantisierungsschritt hinaus. Diese Erhöhung der Auflösung wächst mit der Anzahl der in einem Meßzyklus zur Bildung eines Meßwerts ausgewerteten Meßzeitintervalle, doch erhöht sich natürlich auch die für die Gewinnung eines Meßwerts erforderliche Meßzeit in gleichem Maße. Im allgemeinen sind jedoch die erforderlichen Meßzeiten so kurz, daß ihre Dauer gegenüber dem Vorteil der erhöhten Auflösung nicht ins Gewicht fällt.

Bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens sowie einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeich nung beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Durchflußmeß anordnung, bei der die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 2 Zeitdiagramme von Signalen, die bei einer Betriebsart in der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1 auftreten,

Fig. 3 Zeitdiagramme der gleichen Signale bei einer anderen Betriebsart der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1,

Fig. 4 Zeitdiagramme zur Erläuterung der bei der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1 angewendeten digitalen Phasenmessung,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung nach der Erfindung,

Fig. 6 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Durchflußmeßanordnung von Fig. 5,

Fig. 7 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des in der Durchflußmeßanordnung von Fig. 5 enthaltenen steuerbaren Phasenschiebers in näheren Einzelheiten,

Fig. 8 eine abgeänderte Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung von Fig. 5,

Fig. 9 das Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Durchflußmeßanordnung und

Fig. 10 das Schaltbild einer Ausführungsform des in der Durchflußmeßanordnung von Fig. 9 enthaltenen Differenz- Zählfrequenzgenerators.

Die in Fig. 1 dargestellte Durchflußmeßanordnung enthält ein Meßrohr 10, durch das ein Medium in der Pfeilrichtung mit der Strömungsgeschwindigkeit V_M strömt. Zur Ermittlung des Volumendurchflusses des Mediums genügt die Messung der Strömungs geschwindigkeit V_M, da der Volumendurchfluß gleich dem Produkt aus der Strömungsgeschwindigkeit V_M und dem bekannten Querschnitt des Meßrohres ist.

Zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit V_M sind an dem Meßrohr 10 zwei Ultraschallwandler 12 und 14 in einem genau bekannten Abstand L_M voneinander angebracht. Jeder Ultraschallwandler kann wahlweise als Sendewandler oder als Empfangswandler betrieben werden. Ein Richtungsumschalter 16 verbindet in der Stellung, die in der Zeichnung dargestellt ist, den Ultraschallwandler 12 mit dem Ausgang eines Sende frequenzgenerators 18 und gleichzeitig den Ultraschallwandler 14 mit dem Eingang einer Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20. In seiner anderen Stellung verbindet der Richtungsumschalter 16 den Ultraschallwandler 14 mit dem Ausgang des Sendefrequenzgenerators 18 und den Ultraschallwandler 12 mit dem Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20. Der Richtungsumschalter 16 ist in der Zeichnung symbolisch durch mechanische Umschaltkontakte dargestellt, doch ist er in Wirklichkeit in an sich bekannter Weise mit elektronischen Schaltgliedern ausgebildet.

Der Sendefrequenzgenerator 18 gibt am Ausgang eine elektrische Sendewechselspannung U_S der Frequenz f_M ab, die in der dargestellten Stellung des Richtungsumschalters 16 an den Ultraschallwandler 12 angelegt wird. Der Ultraschallwandler 12 arbeitet dann als Sendewandler. Er ist so ausgebildet, daß er aufgrund der Erregung durch die elektrische Sendewechselspannung U_S eine Ultraschallwelle der gleichen Frequenz f_M erzeugt, die sich in der Richtung der Achse des Meßrohres 10 in dem durch das Meßrohr strömenden Medium ausbreitet. Diese Ultraschallwelle geht in der Strömungsrichtung zum Ultraschallwandler 14, der in der dargestellten Stellung des Richtungsumschalters 16 mit dem Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 verbunden ist. Der Ultraschallwandler 14 arbeitet daher als Empfangswandler; er wandelt die ankommende Ultraschallwelle in eine Empfangswechselspannung U_E ab, die dem Eingang der Empfangssignal- Aufbereitungsschaltung 20 zugeführt wird.

Wenn der Richtungsumschalter 16 in die andere Stellung gebracht wird, empfängt der Ultraschallwandler 14 die Sendewechselspannung U_S vom Sendefrequenzgenerator 18, so daß er als Sendewandler arbeitet und eine Ultraschallwelle erzeugt, die sich in der Richtung der Achse des Meßrohres 10 in dem durch das Meßrohr 10 strömenden Medium ausbreitet. Diese Ultraschallwelle geht entgegengesetzt zur Strömungsrichtung zum Ultraschallwandler 12, der nunmehr mit dem Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 verbunden ist und als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende Ultraschallwelle in die Empfangswechselspannung U_E umwandelt, die dem Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 zugeführt wird.

Das Diagramm A von Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der vom Sendefrequenzgenerator 18 abgegebenen Sendewechselspannung U_S und der vom Empfangswandler zur Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 gelieferten Empfangswechselspannung U_E für den Fall, daß der Richtungsumschalter 16 die in Fig. 1 dargestellte Stellung einnimmt, so daß also der Ultraschallwandler 12 als Sendewandler und der Ultraschallwandler 14 als Empfangswandler arbeitet. Zwischen diesen beiden Wechselspannungen besteht eine Phasenverschiebung Φ₁, die sich aus der Laufzeit ergibt, die die Ultraschallwelle in dem strömenden Medium benötigt, um die Strecke L_M vom Sendewandler zum Empfangswandler zu durchlaufen. Diese Laufzeit hängt von der Länge der Strecke L_M und von der Geschwindigkeit der Ultraschallwelle relativ zu den feststehenden Ultraschallwandlern 12 und 14 ab. Da im Falle des Diagramms A von Fig. 2 die Ultraschallwelle die Strecke L_M in der Strömungsrichtung des Mediums durchläuft, entspricht die Relativgeschwindigkeit der Ultraschallwelle der Summe aus der Schallgeschwindigkeit c im Medium und der Strömungsgeschwindigkeit V_M. Die Laufzeit, die die Ultraschallwelle zum Durchlaufen der Strecke L_M benötigt, entspricht einer Gesamtphasendrehung Φ₁, die sich aus der folgenden Formel ergibt:

Darin ist ω_M = 2πf_M die bekannte Kreisfrequenz der Ultraschallwelle.

Die Gesamtphasendrehung Φ₁ setzt sich aus der Anzahl m₁ der ganzen Wellenzüge zwischen den beiden Wandlern und aus einem Restphasenwinkel Φ_R1 zusammen:

Φ₁ = Φ_R1 + m₁ · 2π (2)

In entsprechender Weise zeigt das Diagramm A von Fig. 3 den zeitlichen Verlauf der Sendewechselspannung U_S und der Empfangswechselspannung U_E für den Fall, daß sich der Richtungsumschalter 16 in der anderen Stellung befindet, so daß der Ultraschallwandler 14 als Sendewandler und der Ultraschallwandler 12 als Empfangswandler arbeitet. In diesem Fall durchläuft die Ultraschallwelle die Strecke L_M entgegengesetzt zur Strömungsrichtung, so daß die Relativgeschwindigkeit der Ultraschallwelle der Differenz zwischen der Schallgeschwindigkeit c im Medium und der Strömungsgeschwindigkeit V_M entspricht. Demzufolge erfährt die Ultraschallwelle beim Durchlaufen der Strecke L eine Gesamtphasendrehung Φ₂, die sich aus der folgenden Formel ergibt:

Diese Gesamtphasendrehung Φ₂ setzt sich wieder aus der Anzahl m₂ der ganzen Wellenzüge zwischen den beiden Ultraschallwandlern und aus einem Restphasenwinkel Φ_R2 zusammen:

Φ₂ = Φ_R2 + m₂ · 2π (4)

Durch Messung der Phasenverschiebung Φ₁ läßt sich aus der Formel (1) die gesuchte Strömungsgeschwindigkeit V_M berechnen, wenn die Schallgeschwindigkeit c im Medium bekannt ist:

Desgleichen läßt sich durch Messung der Phasenverschiebung Φ₂ die Strömungsgeschwindigkeit V_M nach der Formel (3) berechnen, wenn die Schallgeschwindigkeit c bekannt ist:

Die Schallgeschwindigkeit c im Medium ist aber nicht konstant; sie ändert sich in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Mediums, insbesondere von dessen Temperatur und Dichte. Durch die abwechselnde Messung der Phasenverschiebungen in der Strömungsrichtung und gegen die Strömungsrichtung ist es jedoch möglich, durch gemeinsame Auswertung der Meßergebnisse die Strömungsgeschwindigkeit V_M unabhängig von der Schallgeschwindigkeit c im Medium zu ermitteln. Addiert man die obigen Gleichungen (5) und (6), so erhält man:

Setzt man für Φ₁ und Φ₂ die entsprechenden Ausdrücke nach den Gleichungen (2) und (4) ein, so ergibt sich für die zu messende Strömungsgeschwindigkeit:

Die Anzahl m₁ bzw. m₂ der ganzen Wellenzüge auf der Strecke L_M zwischen den beiden Ultraschallwandlern ist leicht zu ermitteln und kann daher als bekannt vorausgesetzt werden. Da bei den vorkommenden Strömungsgeschwindigkeiten die Laufzeit unterschiede sehr klein sind, gilt in der Regel m₁=m₂=m. Zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit V_M genügt daher die Messung der Restphasenwinkel Φ_R1 und Φ_R2, also der ein fachen Phasenverschiebungen zwischen der Sendewechselspannung U_S und der Empfangswechselspannung U_E. Die Genauigkeit, mit der die Strömungsgeschwindigkeit V_M ermittelt werden kann, hängt somit bei diesem Meßverfahren von der Genauigkeit ab, mit der die Restphasenverschiebungen Φ_R1 und Φ_R2 gemessen werden können.

Nun ist nach der Formel (9) die Strömungsgeschwindigkeit V_M der Differenz

ΔΦ = Φ_R2-Φ_R1

der beiden Restphasenwinkel proportional. Bei den üblicherweise zu messenden Strömungsgeschwindigkeiten V_M sind die Restphasenwinkel Φ_R1 und Φ_R2 von gleicher Größenordnung; ihr Unterschied ist nur der Deutlichkeit wegen in den Diagrammen A von Fig. 2 und Fig. 3 übertrieben groß dargestellt. Demzufolge ist auch die Phasendifferenz ΔΦ klein gegen den Betrag jedes Restphasenwinkels Φ_R1 und Φ_R2. Dadurch ergeben sich hohe Anforderungen an die Meßgenauigkeit bei der Messung der Restphasenwinkel Φ_R1 und Φ_R2, denn selbst kleine Fehler bei der Messung der beiden Restphasenwinkel wirken sich als relativ große Fehler auf die Differenz ΔΦ der beiden Restphasenwinkel aus.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Meßanordnung erfolgt die Messung der Restphasenwinkel Φ_R1 und Φ_R2 auf digitalem Weg. Zu diesem Zweck wird die Empfangswechselspannung U_E in der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 in eine dazu phasengleiche Rechteckspannung Q_E umgeformt, und an den Ausgang des Sendefrequenzgenerators 18 ist eine Sendesignal-Auf bereitungsschaltung 22 angeschlossen, in der die Sendewechsel spannung U_S in eine dazu phasengleiche Rechteckspannung Q_S umgewandelt wird. Die Diagramme B und C von Fig. 2 zeigen die Rechteckspannungen Q_S bzw. Q_E für den Fall, daß sich die Ultraschallwelle zwischen den beiden Ultraschallwandlern 12 und 14 in der Strömungsrichtung ausbreitet, und die Diagramme B und C von Fig. 3 zeigen die Rechteckspannungen Q_S bzw. Q_E für den Fall, daß sich die Ultraschallwellen zwischen den beiden Ultraschallwandlern 12 und 14 gegen die Strömungsrichtung ausbreiten. Die Flanken der Rechteckspannungen fallen mit den Nulldurchgängen der Wechselspannungen zusammen, aus denen sie abgeleitet sind. Zwischen den einander entsprechenden Flanken, also beispielsweise zwischen den ansteigenden Flanken der Rechteckspannungen Q_S und Q_E besteht somit die gleiche Phasenverschiebung wie zwischen den einander entsprechenden Nulldurchgängen der Wechselspannungen U_S und U_E; diese Phasenverschiebung entspricht also im Fall von Fig. 2 dem Restphasenwinkel Φ_R1 und im Fall von Fig. 3 dem Restphasenwinkel Φ_R2.

Wie aus dem Zeitdiagramm von Fig. 2 ersichtlich ist, entspricht der Restphasenwinkel Φ_R1 einem definierten Zeitabstand Δt₁ zwischen den einander entsprechenden Flanken der Rechteckspannungen Q_S und Q_E, denn bei der bekannten Kreisfrequenz ω_M gilt die Beziehung

Φ_R1 = ω_M · Δt₁ (10)

Desgleichen entspricht nach dem Zeitdiagramm von Fig. 3 der Restphasenwinkel Φ_R2 einem genau definierten Zeitabstand Δt₂ zwischen den einander entsprechenden Flanken der Rechteckspannungen Q_S und Q_E nach der Beziehung

Φ_R2 = ω_M · Δt₂ (11)

Zur Messung der Restphasenwinkel Φ_R1, Φ_R2 genügt daher die Messung der dazu proportionalen Zeitabstände Δt₁ bzw. Δt₂.

Die Ausgänge der beiden Signalaufbereitungsschaltungen 20 und 22 sind mit den beiden Eingängen des Phasendetektors 24 verbunden, der am Ausgang eine Folge von Rechteckimpulsen I_M abgibt, die in den Diagrammen D von Fig. 2 und Fig. 3 dargestellt sind und nachfolgend als Meßimpulse bezeichnet werden. Die Impulsfolgefrequenz der Meßimpulse I_M entspricht der vom Sendegenerator 18 erzeugten Frequenz f_M, die nachfolgend Meßfrequenz genannt wird. Jeder Meßimpuls I_M hat eine Dauer T_I, die dem Zeitabstand Δt₁ bzw. Δt₂ zwischen den ansteigenden Flanken der beiden Rechteckspannungen Q_S und Q_E in den Diagrammen B und C entspricht. Eine solche Rechteckimpulsfolge läßt sich auf sehr einfache Weise mit Hilfe eines Flipflops erzeugen, das durch jede ansteigende Flanke der Rechteckspannung Q_S gesetzt und durch jede ansteigende Flanke der Rechteckspannung Q_E rückgesetzt wird.

Zur Messung der den Restphasenwinkeln Φ_R1, Φ_R2 proportionalen Zeitabstände Δt₁ bzw. Δt₂ ist also die Dauer T_I der Meßimpulse I_M zu messen. Diese Zeitmessung geschieht bei der Meßanordnung von Fig. 1 auf digitalem Wege, wie anhand der Diagramme von Fig. 4 erläutert wird, wo eine vom Phasendetektor 24 abgegebene Folge von Meßimpulsen I_M der Dauer T_I nochmals im Diagramm A dargestellt ist. Der Ausgang des Phasendetektors 24 ist mit dem Steuereingang einer Torschaltung 26 verbunden, deren Signaleingang an den Ausgang eines Zähl frequenzgenerators 28 angeschlossen ist. Der Zählfrequenzgenerator 28 erzeugt eine Folge von Zählimpulsen I_C, deren Folgefrequenz f_C wesentlich größer als die Meßfrequenz f_M ist. Als Beispiel ist im Diagramm B von Fig. 4 eine solche Folge von Zählimpulsen I_C dargestellt. Der Zeitabstand der Zählimpulse I_C entspricht der Periodendauer T_C bei der Zähl frequenz f_C. Der Deutlichkeit wegen ist im Diagramm B von Fig. 4 die Periodendauer T_C der Zählimpulsfolge I_C im Vergleich zur Periodendauer T_M der Meßimpulse I_M des Diagramms A übertrieben groß dargestellt.

Der Ausgang der Torschaltung 26 ist mit dem Zähleingang eines Zählers 30 verbunden, dessen Stufenausgänge mit ent sprechenden Eingängen einer Auswerteschaltung 32 verbunden sind, die beispielsweise ein geeignet programmierter Mikrocomputer sein kann.

Die Torschaltung 26 ist so ausgebildet, daß sie für die Dauer jedes an ihren Steuereingang angelegten Meßimpulses I_M geöffnet ist und im geöffneten Zustand die vom Zählfrequenzgenerator 28 kommenden Zählimpulse I_C zum Zähler 30 durchläßt, wie im Diagramm C von Fig. 4 gezeigt ist. Wenn kein Meßimpuls I_M am Steuereingang der Torschaltung 26 anliegt, sperrt diese die Übertragung der Zählimpulse I_C zum Zähler 30. Die von der Torschaltung 26 während der Dauer jedes Meßimpulses I_M durchgelassenen Zählimpulse werden im Zähler 30 gezählt, so daß dieser einen Zählerstand anzeigt, der der Anzahl der während dieser Dauer vom Zählfrequenzgenerator 28 abgegebenen Zählimpulse entspricht. Somit ist dieser Zählerstand ein Maß für die Dauer des Meßimpulses I_M. Nach dem Ende jedes Meßimpulses I_M wird der Zählerstand des Zählers 30 zu der Auswerteschaltung 32 übertragen und der Zähler 30 wieder auf Null zurückgestellt.

Somit empfängt die Auswerteschaltung 32 vom Zähler 30 fortlaufend Zählerstände, die die Dauer der vom Phasendetektor 24 gelieferten Meßimpulse I_M darstellen. Wenn der Richtungs umschalter 16 in der Stellung von Fig. 1 steht, sind die vom Zähler 30 gelieferten Zählerstände ein Meßwert für den Rest phasenwinkel Φ_R1. Wenn der Richtungsumschalter 16 in die andere Stellung gebracht ist, sind die vom Zähler 30 gelieferten Zählerstände ein Meßwert für den Restphasenwinkel Φ_R2. Aus diesen beiden Meßwerten kann die Auswerteschaltung 32 nach der obigen Formel (9) die Strömungsgeschwindigkeit V_M unabhängig von der Schallgeschwindigkeit c im Medium berechnen.

Die Diagramme von Fig. 4 lassen auch das grundsätzliche Problem erkennen, das durch den Quantisierungsfehler des digitalen Zählverfahrens verursacht wird: Die Auflösung der Zeitmessung, d. h. die kleinste noch unterscheidbare Zeitdifferenz, entspricht der Periode T_C der Zählfrequenz f_C. Zur Erhöhung der Auflösung und damit der Meßgenauigkeit wäre es daher erforderlich, die Zählfrequenz möglichst hoch zu wählen. Dieser Lösung sind aber durch den erforderlichen Aufwand Grenzen gesetzt. Bei den in der Praxis zu messenden Strömungsgeschwindigkeiten liegen bei den verwendeten Ultraschallfrequenzen die den Restphasenwinkeln Φ_R entsprechenden Impulsdauern T_I der Meßimpulse T_M in der Größenordnung von Mikrosekunden, und die nach der Formel (9) zu erfassenden Phasendifferenzen ΔΦ zwischen den Restphasenwinkeln entsprechend Bruchteilen einer Nanosekunde. Es wären daher außerordentlich hohe Zählfrequenzen f_C erforderlich, um jede Impulsdauer T_I mit einer ausreichend großen Anzahl von Zählimpulsen I_C auszuzählen.

Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild eines Teils der Meßanordnung von Fig. 1 bei einer abgeänderten Ausführungsform, die mit verhältnismäßig niedriger Zählfrequenz f_C eine beträchtliche Erhöhung der Auflösung bei der digitalen Phasenmessung und demzufolge einer Erhöhung der Meßgenauigkeit bei der Messung der Strömungsgeschwindigkeit V_M ergibt. Soweit die Bestandteile der Meßanordnung von Fig. 5 denjenigen der Meßanordnung von Fig. 1 entsprechen, sind sie mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet, und sie werden nicht nochmals beschrieben.

So zeigt Fig. 5 nochmals die beiden Signalaufbereitungsschaltungen 20 und 22, den Phasendetektor 24, die Torschaltung 26, den Zählfrequenzgenerator 28, den Zähler 30 und die Auswerteschaltung 32. Die Meßanordnung von Fig. 5 unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 1 dadurch, daß die Meßfrequenz f_M von der Zählfrequenz f_C abgeleitet wird, und zwar in besonderer Weise derart, daß die Meßfrequenz und die Zählfrequenz konstant bleiben, daß aber zusätzlich die Startphase Φ_S (Fig. 4), die die Zählimpulse I_C beim Beginn jedes Zählvorgangs in bezug auf die Phase der Meßimpulse I_M haben, kontinuierlich gedreht wird, so daß nach n Messungen eine Phasendrehung um 2π, also um eine volle Periode der Zählfrequenz f_C erreicht ist.

Zu diesem Zweck ist an den Ausgang des Zählfrequenzgenerators 28 ein Frequenzteiler 34 mit dem Teilerfaktor N angeschlossen. Der Teilerfaktor N bestimmt das Verhältnis zwischen der Zählfrequenz f_C und der Ausgangsfrequenz f′_M des Frequenzteilers 34. Wenn beispielsweise der Zählfrequenzgenerator 28 die Zählfrequenz f_C = 7 MHz erzeugt und der Frequenzteiler 34 den Teilerfaktor N = 128 hat, erhält man eine Frequenz f′_M von etwa 55 kHz.

Dem Frequenzteiler 34 ist ein steuerbarer Phasenschieber 36 nachgeschaltet, der an seinem Ausgang eine Wechselspannung mit der Frequenz f_M abgibt, die gegenüber der seinem Eingang zugeführten Wechselspannung mit der Frequenz f′_M eine Phasenverschiebung aufweist, die von einer an seinen Steuereingang 36a angelegten Phasensteuerspannung abhängt. Der Steuereingang 36a ist mit dem Ausgang einer Phasensteuerschaltung 38 verbunden, die nach jeder Auslösung durch ein an einen Auslöseeingang 38a angelegtes Auslösesignal am Ausgang eine Rampenspannung U_R mit dem im Diagramm A von Fig. 6 dargestellten zeitlichen Verlauf abgibt. Die Rampenspannung U_R steigt während einer Zeitdauer T_R linear von einem Wert U_DC auf einen Wert U_S an und springt dann wieder auf den Wert U_DC zurück. Die Zeitdauer T_R entspricht n Perioden der Meßfrequenz f_M; es gilt also die Beziehung:

Die Rampenspannung U_R ist so bemessen, daß sie die Startphase Φ_S, die die Zählimpulsfolge I_C gegenüber dem Beginn jedes Meßimpulses I_M aufweist, im Verlauf der Zeitdauer T_R, also über n aufeinanderfolgende Meßimpulse I_M, um 2π, also eine volle Periode der Zählfrequenz f_C, dreht. Somit ergibt sich der im Diagramm B von Fig. 6 dargestellte zeitliche Verlauf der Startphase Φ_S. Dem Anfangswert U_DC der Rampenspannung U_R entspricht eine konstante Startphase Φ₀, und dem Endwert U_S der Rampenspannung U_R entspricht die Startphase Φ₀+2π. Da in jeder Periode der Meßfrequenz f_M ein Phasenmeßvorgang durch Zählung der Zählimpulse I_C im Zähler 30 durchgeführt wird, verschiebt sich die Startphase Φ_S kontinuierlich von Meßvorgang zu Meßvorgang. Sie hat bei der p-ten Messung im Verlauf der Zeitdauer T_R den Wert

Nun nimmt jedoch der Phasenschieber 36 die Phasenverschiebung nicht an der Zählfrequenz f_C, sondern an der daraus abgeleiteten Frequenz f′_M vor, für die gilt:

Zwischen der Startphase Φ_S bei der Zählfrequenz f_C und der Phase Φ_M bei der Meßfrequenz f_M besteht die Beziehung

Φ_S = N · Φ_M (15)

Die vom Phasenschieber 36 zu erzeugende Phasenverschiebung muß also um den Faktor N kleiner sein als die gewünschte Phasenverschiebung der Startphase Φ_S, wie im Diagramm C von Fig. 6 dargestellt ist. Zwischen den Werten U_DC und U_S der Rampenspannung U_R ändert sich die vom Phasenschieber 36 erzeugte Phasenverschiebung um 2π/N. Sie hat bei der p-ten Messung im Verlauf der Zeitdauer T_R den Wert

Die kontinuierliche Phasenverschiebung zwischen den Frequen zen f′_M und f_M während der Dauer T_R jeder Rampe der Rampenspannung U_R kommt einer Frequenzänderung gleich. Es gilt dann

Da jedoch N · n »1 ist, gilt näherungsweise

f_M ≈ f′_M (18)

Die Ausgangsspannung des Phasenschiebers 36 kann unmittelbar die Sendewechselspannung U_S darstellen. Der Sendefrequenzgenerator 18 von Fig. 1 ist also bei der Meßanordnung von Fig. 5 durch den Frequenzteiler 34 und den Phasenschieber 36 in Verbindung mit der Phasensteuerschaltung 38 ersetzt.

Die kontinuierliche Änderung der Startphase Φ_S um 2π im Verlauf von n aufeinanderfolgenden Messungen ergibt die Wirkung, daß während eines Teils der Messungen eine bestimmte Anzahl k und während der übrigen Messungen eine um 1 größere Anzahl k +1 von Zählimpulsen I_C während der Dauer T_I jedes Meßimpulses T_M gezählt wird. Durch geeignete Auswertung der in jedem Meßzyklus der Dauer T_R erhaltenen n Meßwerte läßt sich die Auflösung und damit die Meßgenauigkeit beträchtlich erhöhen, ohne daß die Zählfrequenz f_C entsprechend erhöht wird. Die kontinuierliche Phasenverschiebung um 2π in n auf einanderfolgenden Stufen entspricht gewissermaßen einer Unterteilung des der Zählperiode T_C entsprechenden Quantisierungsschrittes in n Teilschritte. Könnte man alle sonstigen zufälligen Fehler, wie thermisches Rauschen, Strömungsrauschen usw., vollständig ausschalten, so würde sich eine Erhöhung der Auflösung um den Faktor n ergeben.

Die bevorzugte Auswertung der auf diese Weise erhaltenen Meßergebnisse besteht darin, daß der Mittelwert der im Verlauf jedes Meßzyklus erhaltenen n Zählerstände gebildet wird. Der dem Mittelwert entsprechende Restphasenwinkel wird dann zur Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit V_M nach der Formel (9) verwendet.

Vorzugsweise erfolgt die Auslösung der Phasensteuerschaltung 38 im Takt der Umsteuerung des Richtungsumschalters 16. Man erhält dann abwechselnd in einem Meßzyklus der Dauer T_R die n Meßwerte für die Messung mit der Strömungsrichtung und im folgenden Meßzyklus die n Meßwerte für die Messung gegen die Strömungsrichtung. Somit stehen nach jeweils zwei aufeinanderfolgenden Meßzyklen die beiden Restphasenwinkel, die für die Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit nach der Gleichung (9) benötigt werden, mit der erhöhten Meßgenauigkeit zur Verfügung.

In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel des steuerbaren Phasenschiebers 36 in näheren Einzelheiten dargestellt. Fig. 7 zeigt auch den Zählfrequenzgenerator 28, den Frequenzteiler 34 und die Phasensteuerschaltung 38.

Der Zählfrequenzgenerator 28 ist durch einen Quarzgenerator 40 phasenstarr synchronisiert. Durch diese Synchronisation ist gewährleistet, daß die Startphase über die n Messungen in jedem Meßzyklus der Dauer T_R genau um eine ganze Periode 2π der Zählfrequenz f_C gedreht wird. Ferner ist der Zählfrequenzgenerator 28 vorzugsweise so ausgebildet, daß die Zählfrequenz f_C in einem größeren Bereich, beispielsweise zwischen 2 und 11 MHz, einstellbar ist. Zur Erzielung einer phasenstarren Regelung in Verbindung mit einer einstellbaren Frequenz kann der Zählfrequenzgenerator 28 in bekannter Weise mit einer Phasenverriegelungsschaltung ausgebildet sein, die unter der Bezeichnung PLL-Schaltung ("phase locked loop") bekannt ist. Eine solche PLL-Schaltung enthält einen digitalen Frequenzteiler, dessen Teilerfaktor durch ein digitales Steuersignal einstellbar ist und die am Ausgang abgegebene Frequenz bestimmt. In Fig. 7 ist angedeutet, daß das digitale Steuersignal einem Steuereingang 28a des Zählfrequenzgenerators 28 zugeführt wird.

Der Phasenschieber 36 ist ebenfalls durch eine PLL-Schaltung 50 gebildet. Die PLL-Schaltung 50 enthält in Kaskade einen Phasenkomparator 52, ein Tiefpaßfilter 54, eine Summierschaltung 56 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 58, der auch unter der Bezeichnung VCO ("voltage controlled oscillator") bekannt ist. Ein solcher spannungsgesteuerter Oszillator gibt bekanntlich am Ausgang eine Wechselspannung ab, deren Frequenz von einer an seinen Steuereingang angelegten Frequenzsteuerspannung abhängt.

Der Phasenkomparator 52 empfängt an einem Eingang das Ausgangssignal des Frequenzteilers 34 und am anderen Eingang die Ausgangswechselspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 58. Er liefert am Ausgang ein Regelabweichungssignal, das von der Phasendifferenz zwischen seinen beiden Eingangssignalen abhängt. Das Regelabweichungssignal wird nach Filterung im Tiefpaßfilter 54 dem einen Eingang der Summierschaltung 56 zugeführt, die am anderen Eingang die Rampenspannung U_R vom Ausgang der Phasensteuerschaltung 38 empfängt. Die in der Summierschaltung 56 gebildete Summenspannung wird dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 58 als Frequenzsteuerspannung zugeführt.

Die PLL-Schaltung 50 erzwingt die Frequenzgleichheit zwischen der dem einen Eingang des Phasenkomparators 52 zugeführten Ausgangsfrequenz f′_M des Frequenzteilers 34 und der dem anderen Eingang des Phasenkomparators 52 zugeführten Ausgangsfrequenz f_M des spannungsgesteuerten Oszillators 58. Damit diese Frequenzgleichheit bestehen bleibt, muß die dem span nungsgesteuerten Oszillator 58 zugeführte Frequenzsteuerspannung stets den der Frequenz f_M entsprechenden konstanten Wert haben. Nun ergibt sich aber diese Frequenzsteuerspannung aus der Summe der kontinuierlich ansteigenden Rampenspannung U_R und der Ausgangsspannung des Phasenkomparators 52. Damit die Frequenzsteuerspannung konstant bleibt, muß sich also die Ausgangsspannung des Phasenkomparators 52 gegensinnig zu der Rampenspannung U_R ändern. Die erforderliche Änderung der Ausgangsspannung des Phasenkomparators 52 ergibt sich als Folge einer Änderung der gegenseitigen Phasenlage seiner beiden Eingangsspannungen. Somit erzwingt die PLL-Schaltung eine fortlaufende Verschiebung der Phasenlage der Ausgangswechselspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 58 gegenüber der Phasenlage der Ausgangswechselspannung des Frequenzteilers 34 zum Ausgleich der stetig ansteigenden Rampenspannung U_R. Die dargestellte Ausführungsform des Phasenschiebers 36 ergibt also genau die zuvor anhand von Fig. 5 geschilderte Wirkung.

Die Phasensteuerschaltung 38 von Fig. 7 enthält einen Säge zahngenerator 60 und eine Parameter-Regelschaltung 62. Die Parameter-Regelschaltung 62 bestimmt insbesondere die beiden Spannungswerte U_DC und U_S, zwischen denen sich die Rampenspannung U_R ändert. Mit dem Parameter U_DC läßt sich der konstante Phasenwinkel Φ₀ einstellen. Mit dem Parameter U_S läßt sich der maximale Phasenhub über die Dauer T_R jeder ansteigenden Flanke der Rampenspannung U_R einstellen. Die Parameter-Regelschaltung 62 empfängt auch die Zählfrequenz f_C, damit die Auslösung jeder Rampe durch das dem Eingang 38a zugeführte Auslösesignal in einer definierten zeitlichen Beziehung zu den Zählimpulsen erfolgt.

Fig. 8 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 5, bei welcher die Phasensteuerschaltung durch einen Digital-Analog-Wandler 70 gebildet ist, der eine von der Auswerteschaltung 32 gelieferte digitale Codegruppe in eine Analogspannung umsetzt, die als Phasensteuerspannung an den Eingang 36a des Phasenschiebers 36 angelegt wird. Der die Auswerteschaltung 32 bildende Mikrocomputer kann daher die Änderung der Startphase Φ_S im Verlauf eines Meßzyklus nach einem vorgegebenen Programm steuern. Auf diese Weise kann der genaue Meßwert der Restphasenverschiebung auch auf andere Weise als durch Mittelwertbildung über n aufeinanderfolgende Messungen erhalten werden. Insbesondere läßt sich eine sukzessive Approximation durchführen, durch die man sich dem Übergang von k Zählimpulsen auf k+1 Zählimpulse pro Meßimpulsdauer T_I durch ein Wägeverfahren annähert. Dabei wird der Phasenschieber 36 vom Mikrocomputer 32 über den Digital- Analog-Wandler 70 in diskreten Schritten angesteuert. Man kann dann eine Erhöhung der Auflösung um den Faktor 2^p in p Schritten erreichen.

In Fig. 9 ist eine weitere Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung dargestellt, mit der eine kontinuierliche Änderung der Startphase Φ_S um 2π im Verlauf von n aufeinanderfolgenden Meßimpulsen I_M durch Verwendung von zwei gegeneinander verschobenen Frequenzen erzielt wird. Fig. 9 zeigt wieder die Torschaltung 26, an deren Steuereingang die Meßimpulse I_M der Dauer T_I und der Folgefrequenz f_M angelegt werden, sowie den an den Ausgang der Torschaltung 26 angeschlossenen Zähler 30 und die Auswerteschaltung 32. Die Zählimpulse I_C mit der Zählfrequenz f_C werden vom Ausgang 80a eines Differenz- Zählfrequenzgenerators 80 geliefert, der an einem weiteren Ausgang 80b eine Frequenz f′_C abgibt, die sich von der Zählfrequenz f_C um eine Differenzfrequenz Δf unterscheidet:

f′_C = f_C±Δf (19)

Die Meßfrequenz f_M wird durch Frequenzteilung in dem Frequenzteiler 34 mit dem Teilerfaktor N aus der Frequenz f′_C abgeleitet. Demzufolge ist die Zählfrequenz f_C kein ganzzahliges Vielfaches der Meßfrequenz f_M, so daß sich eine fortlaufende Phasenverschiebung der Startphase Φ_S der Zählung gegenüber den Meßimpulsen I_M in aufeinanderfolgenden Perioden der Meßfrequenz f_M ergibt. Durch geeignete Bemessung der Differenzfrequenz Δf läßt sich erreichen, daß sich die Startphase Φ_S in n aufeinanderfolgenden Perioden der Meßfrequenz f_M gerade um 2π, also um eine volle Periode der Zählfrequenz f_C ändert. Dies ist dann der Fall, wenn die Differenzfrequenz Δf den folgenden Wert hat:

Wenn beispielsweise die Meßfrequenz f_M = 55,6 kHz beträgt und die Phasendrehung um 2π in n = 1000 aufeinanderfolgenden Perioden der Meßfrequenz f_M erhalten werden soll, beträgt die Differenzfrequenz:

Für das Verhältnis zwischen der Zählfrequenz f_C und der Meßfrequenz f_M gilt:

Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Differenz-Zählfrequenzgenerators 80 von Fig. 9, mit dem zwei Frequenzen f_C und f′_C erhalten werden können, die sich exakt um die gewünschte Differenzfrequenz Δf unterscheiden. Dieser Differenz- Zählfrequenzgenerator enthält einen Phasenkomparator 81, der an einem Eingang eine Referenzfrequenz f_Ref empfängt, die vorzugsweise von einem Quarzoszillator abgeleitet ist und beispielsweise 1 kHz beträgt. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 81 wird nach Filterung in einem Tiefpaßfilter 82 einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator 83 direkt und einem zweiten spannungsgesteuerten Oszillator 84 über eine Summierschaltung 85 zur Frequenzsteuerung zugeführt. Der spannungsgesteuerte Oszillator 83 liefert am Ausgang die Frequenz f′_C, die nach Frequenzteilung in einem Frequenzteiler 86 mit dem Teilerfaktor N (der dem Frequenzteiler 34 von Fig. 9 entspricht) die Meßfrequenz f_M ergibt. Da die Ausgangsspannung des Frequenzteilers 86 eine Rechteckspannung ist, wird sie in einem Signalformer 87 in eine Sinusspannung der gleichen Frequenz f_M umgeformt, die dann die Sendewechselspannung U_S bildet.

Der Ausgang des Frequenzteilers 86 ist ferner über einen zweiten Frequenzteiler 88 mit dem zweiten Eingang des Phasen komparators 81 verbunden. Auf diese Weise ist eine PLL-Schaltung bekannter Art gebildet, die die Meßfrequenz f_M durch phasenstarre Regelung in einem durch den Teilerfaktor des zweiten Frequenzteilers 88 bestimmten Verhältnis zu der Referenzfrequenz f_Ref hält. Der Teilerfaktor des Frequenzteilers 88 ist vorzugsweise digital einstellbar, so daß die Meßfrequenz f_M in einem gewissen Bereich auf einen gewünschten Wert eingestellt werden kann. Dabei bleibt zwischen dem eingestellten Wert der Meßfrequenz f_M und der Frequenz f′_C stets das durch den Teilerfaktor N des Frequenzteilers 86 bestimmte konstante Verhältnis bestehen.

Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 83 ist ferner mit dem einen Eingang eines Phasenkomparators 90 verbunden, dem am anderen Eingang das Ausgangssignal des anderen spannungsgesteuerten Oszillators 84 mit der Frequenz f_C zugeführt wird. Der Ausgang des Phasenkomparators 90 ist über ein Tiefpaßfilter 91 mit einem Rechtecksignalformer 92 verbunden, der beispielsweise durch einen Schmitt-Trigger gebildet ist. Am Ausgang des Rechtecksignalformers wird ein Rechtecksignal mit der Frequenz

Δf = |f′_C-f_C| (24)

erhalten, das dem einen Eingang eines Phasenkomparators 93 zugeführt wird. Der andere Eingang des Phasenkomparators 93 empfängt das Ausgangssignal eines Frequenzteilers 94, der die Ausgangsfrequenz f_M des Frequenzteilers 86 durch den Faktor n teilt. Der Ausgang des Phasenkomparators 93 ist über ein Tiefpaßfilter 95 mit dem zweiten Eingang der Summierschaltung 85 verbunden, deren Ausgangsspannung die Frequenzsteuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator 84 bildet. Der spannungsgesteuerte Oszillator 84 liegt somit in einer Frequenzregelschleife, die seine Ausgangsfrequenz f_C in einem konstanten Frequenzabstand Δf zu der Ausgangsfrequenz f′_C des spannungsgesteuerten Oszillators 83 hält, wobei dieser Frequenzabstand Δf stets gleich der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 94 gehalten wird. Somit gilt:

Die Schaltung von Fig. 10 liefert somit am Ausgang des span nungsgesteuerten Oszillators 84 eine Zählfrequenz f_C, die die durch die Gleichung (23) gegebene Bedingung erfüllt.

Claims

1. Verfahren zur Durchflußmessung mittels Ultraschallwellen, die sich in einem durch ein Meßrohr (10) strömenden Medium zwischen zwei im Abstand voneinander angeordneten Ultra schallwandlern (12, 14) ausbreiten, von denen wahlweise der eine als Sendewandler arbeitet, der ein elektrisches Sende signal (U_S) in eine Ultraschallwelle gleicher Frequenz (f_M) umwandelt, während der andere als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende Ultraschallwelle in ein elektrisches Emp fangssignal (U_E) gleicher Frequenz umwandelt, wobei zur Be stimmung des Durchflusses die Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal auf digitalem Wege dadurch gemessen wird, daß in der Phasenverschiebung ent sprechenden Meßzeitintervallen (T_I) die Perioden eines Signals mit einer Zählfrequenz (f_C) gezählt werden, die wesent lich größer als die der Frequenz des Sendesignals entsprechende Meßfrequenz (f_M) ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Startphase (ϕ_S), die das Zählfrequenzsignal beim Beginn jedes Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall (T_I) aufweist, in einem mehrere aufeinanderfolgende Meßzeitintervalle umfassenden Meßzyklus von Meßzeitintervall zu Meßzeit intervall geändert wird und daß die im Verlauf des Meßzyklus erhaltenen Zählwerte zur Bildung eines Meßwerts mit erhöhter Meßauflösung ausgewertet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Startphase (ϕ_S) des Zählfrequenzsignals im Verlauf des Meßzyklus um 2 π geändert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn zeichnet, daß die Meßfrequenz (f_M) durch Frequenzteilung aus der Zählfrequenz (f_C) abgeleitet wird und daß der Meßfrequenz gegenüber der Zählfrequenz in jedem Meßzyklus eine sich von Periode zu Periode der Meßfrequenz ändernde Phasenverschiebung erteilt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die der Meßfrequenz (f_M) erteilte Phasenverschiebung im Ver lauf des Meßzyklus stetig größer wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die der Meßfrequenz (f_M) erteilte Phasenverschiebung in jeder Periode der Meßfrequenz in Abhängigkeit von vorhergehenden Meßergebnissen zum Zweck einer sukzessiven Approximation geändert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßfrequenz (f_M) durch Frequenzteilung aus einer Frequenz abgeleitet wird, die sich von der Zählfrequenz (f_C) um eine vorgegebene Differenzfrequenz (Δ_f) unterscheidet.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzfrequenz (Δ_f) gleich dem Quotient aus der Meß frequenz (f_M) geteilt durch die Anzahl (n) der Meßzeitinter valle pro Meßzyklus ist.

8. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem von einem Medium durchströmten Meßrohr (10), zwei an dem Meßrohr im Abstand voneinander angeordneten Ultraschallwandlern (12, 14), Ein richtungen zum wahlweisen Anlegen eines elektrischen Sende signals (U_S) mit der Meßfrequenz (f_M) an einen der beiden Ultraschallwandler und zum Empfang des von dem anderen Ultra schallwandler abgegebenen elektrischen Empfangssignals (U_E) mit der Meßfrequenz, einem Zählfrequenzgenerator (28), der ein Zählfrequenzsignal mit einer Zählfrequenz (f_C) er zeugt, die wesentlich größer als die Meßfrequenz ist, einem Zähler (30), der die Perioden des Zählfrequenzsignals in Meßzeitintervallen zählt, die der Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal entsprechen, und mit einer Auswerteschaltung (32), zu der der in jedem Meß zeitintervall erreichte Zählerstand übertragen wird, gekenn zeichnet durch Einrichtungen, die die Startphase (ϕ_S), die das Zählfrequenzsignal beim Beginn jedes Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall aufweist, in einem mehrere aufeinander folgende Meßzeitintervalle umfassenden Meßzyklus von Meßzeitintervall zu Meßzeitintervall ändern.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Zählfrequenzgenerators (28) ein Frequenz teiler (34) angeschlossen ist, dessen Teilerfaktor (N) dem Verhältnis zwischen der Zählfrequenz (f_C) und der Meßfre quenz (f_M) entspricht, daß dem Frequenzteiler (34) ein steuerbarer Phasenschieber (36) nachgeschaltet ist, der dem Aus gangssignal des Frequenzteilers (34) eine durch ein Phasen steuersignal bestimmte Phasenverschiebung erteilt, und daß das Ausgangssignal des steuerbaren Phasenschiebers (36) für das elektrische Sendesignal (U_S) verwendet wird.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasensteuersignal ein sich im Verlauf jedes Meß zyklus linear änderndes Rampensignal (U_R) ist.

11. Anordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen Digital-Analog-Umsetzer (70), der digitale Codegruppen in das Phasensteuersignal umsetzt.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Phasenschieber (36) durch eine PLL-Schaltung (50) gebildet ist.

13. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Zählfrequenzgenerator (80) an einem ersten Ausgang (80a) das Zählfrequenzsignal und an einem zweiten Ausgang (80b) ein Signal mit einer Frequenz (f_C) abgibt, die sich von der Zählfrequenz (f_C) um eine vorgegebene Differenzfre quenz (Δ_f) unterscheidet, und daß an den zweiten Ausgang des Zählfrequenzgenerators ein Frequenzteiler (34) angeschlossen ist, dessen Ausgangssignal für das elektrische Sendesignal (U_S) verwendet wird.