DE3843678A1 - Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen - Google Patents
Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Durchflußmessung
mittels Ultraschallwellen, die sich in einem durch ein Meßrohr
strömenden Medium zwischen zwei im Abstand voneinander
angeordneten Ultraschallwandlern ausbreiten, von denen der
eine als Sendewandler arbeitet, der ein elektrisches Sendesignal
in eine Ultraschallwelle gleicher Frequenz umwandelt,
während der andere als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende
Ultraschallwelle in ein elektrisches Empfangssignal
gleicher Frequenz umwandelt, wobei zur Bestimmung des Durchflusses
die Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal und
dem Empfangssignal auf digitalem Wege dadurch gemessen wird,
daß in der Phasenverschiebung entsprechende Meßzeitintervallen
jeweils die Perioden eines Signals mit einer Zählfrequenz
gezählt werden, die wesentlich größer als die der Frequenz
des Sendesignals entsprechende Meßfrequenz ist, sowie
eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.
Bei diesem Durchflußmeßverfahren ergibt sich der zu messende
Durchfluß aus der Phasenverschiebung zwischen dem Sendesignal
und dem Empfangssignal bei einer sich in einer Richtung
ausbreitenden Ultraschallwelle, wenn die Schallgeschwindigkeit
bekannt ist. Durch Ermittlung der Phasenverschiebungen
bei einer sich in der Strömungsrichtung ausbreitenden Ultraschallwelle
und bei einer sich gegen die Strömungsrichtung
ausbreitenden Ultraschallwelle ist es möglich, aus der Differenz
dieser Phasenverschiebungen ein von der Schallgeschwindigkeit
unabhängiges Meßergebnis für den Durchfluß zu
erhalten. Durch die Zählung der Perioden einer Zählfrequenz
während der den Phasenverschiebungen entsprechenden Meßzeitintervalle
wird die Phasenmessung auf eine digitale Zeitmessung
reduziert, die sich mit den weit verbreiteten integrierten
Digitalschaltungen bequem und sicher durchführen
läßt. Es besteht jedoch das Problem, daß die digitale Messung
systembedingt mit einem Quantisierungsfehler behaftet ist,
der die erzielbare Auflösung bei der Messung begrenzt, denn
das kleinste unterscheidbare Zeitintervall entspricht der
Periodendauer des Zählfrequenzsignals. Die der Phasenmessung
entsprechenden Meßzeitintervalle sind bei den üblichen Anwendungsbedingungen
sehr kurz, und sie müssen insbesondere
dann mit großer Meßgenauigkeit und dementsprechend hoher
Auflösung gemessen werden, wenn für eine von der Schallgeschwindigkeit
unabhängige Durchflußmessung die Differenz der
Phasenverschiebungen ausgewertet wird. Die Dauer der Meßzeitintervalle
liegt in der Größenordnung von Nanosekunden
und ihre Differenz in der Größenordnung von Bruchteilen
einer Nanosekunde. Um derart kurze Zeitintervalle durch digitale
Zählung von Zählfrequenzperioden mit einer für die
geforderte Meßgenauigkeit ausreichenden Auflösung zu messen,
sind außerordentlich hohe Zählfrequenzen erforderlich, deren
Erzeugung und Auswertung einen großen technischen Aufwand
erfordern.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Durchflußmeßverfahrens
der eingangs angegebenen Art, das mit verhältnis
mäßig niedriger Zählfrequenz und dementsprechend geringem
technischem Aufwand eine Durchflußmessung mit hoher Auflösung
und großer Meßgenauigkeit ermöglicht.
Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die
Startphase, die das Zählfrequenzsignal beim Beginn jedes
Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall aufweist, in
einem mehrere aufeinanderfolgende Meßzeitintervalle umfassenden
Meßzyklus von Meßzeitintervall zu Meßzeitintervall
geändert wird und daß die im Verlauf des Meßzyklus erhaltenen
Zählwerte zur Bildung eines Meßwertes mit erhöhter Meßauflösung
ausgewertet werden.
Die nach dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgenommene Änderung
der Startphase in aufeinanderfolgenden Meßzeitintervallen
hat zur Folge, daß sich die Anzahl der im Verlauf eines
Meßzeitintervalls gezählten Zählfrequenzperioden während des
Meßzyklus ändert; während für eine Anzahl der Meßzeitintervalle
k Zählfrequenzperioden gezählt werden, werden für die
restliche Anzahl der Meßzeitintervalle k +1 Zählfrequenzperioden
gezählt. Das Verhältnis dieser Anzahlen ermöglicht
eine genauere Aussage über die wirkliche Dauer der Meßzeitintervalle
und demzufolge eine Erhöhung der Auflösung über
den einer Zählfrequenzperiode entsprechenden Quantisierungsschritt
hinaus. Diese Erhöhung der Auflösung wächst mit der
Anzahl der in einem Meßzyklus zur Bildung eines Meßwerts
ausgewerteten Meßzeitintervalle, doch erhöht sich natürlich
auch die für die Gewinnung eines Meßwerts erforderliche Meßzeit
in gleichem Maße. Im allgemeinen sind jedoch die erforderlichen
Meßzeiten so kurz, daß ihre Dauer gegenüber dem
Vorteil der erhöhten Auflösung nicht ins Gewicht fällt.
Bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens
sowie einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus
der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand
der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Durchflußmeßanordnung,
bei der die Erfindung anwendbar ist,
Fig. 2 Zeitdiagramme von Signalen, die bei einer Betriebsart
in der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1 auftreten,
Fig. 3 Zeitdiagramme der gleichen Signale bei einer anderen
Betriebsart der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1,
Fig. 4 Zeitdiagramme zur Erläuterung der bei der Durchflußmeßanordnung
von Fig. 1 angewendeten digitalen
Phasenmessung,
Fig. 5 das Blockschaltbild einer Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung
nach der Erfindung,
Fig. 6 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der
Durchflußmeßanordnung von Fig. 5,
Fig. 7 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des in
der Durchflußmeßanordnung von Fig. 5 enthaltenen
steuerbaren Phasenschiebers in näheren Einzelheiten,
Fig. 8 eine abgeänderte Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung
von Fig. 5,
Fig. 9 das Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Durchflußmeßanordnung und
Fig. 10 das Schaltbild einer Ausführungsform des in der
Durchflußmeßanordnung von Fig. 9 enthaltenen Differenz-
Zählfrequenzgenerators.
Die in Fig. 1 dargestellte Durchflußmeßanordnung enthält ein
Meßrohr 10, durch das ein Medium in der Pfeilrichtung mit
der Strömungsgeschwindigkeit V M strömt. Zur Ermittlung des
Volumendurchflusses des Mediums genügt die Messung der Strömungsgeschwindigkeit
V M, da der Volumendurchfluß gleich dem
Produkt aus der Strömungsgeschwindigkeit V M und dem bekannten
Querschnitt des Meßrohres ist.
Zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit V M sind an dem Meßrohr
10 zwei Ultraschallwandler 12 und 14 in einem genau
bekannten Abstand L M voneinander angebracht. Jeder Ultraschallwandler
kann wahlweise als Sendewandler oder als Empfangswandler
betrieben werden. Ein Richtungsumschalter 16
verbindet in der Stellung, die in der Zeichnung dargestellt
ist, den Ultraschallwandler 12 mit dem Ausgang eines Sende
frequenzgenerators 18 und gleichzeitig den Ultraschallwandler
14 mit dem Eingang einer Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung
20. In seiner anderen Stellung verbindet der Richtungsumschalter
16 den Ultraschallwandler 14 mit dem Ausgang
des Sendefrequenzgenerators 18 und den Ultraschallwandler 12
mit dem Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung
20. Der Richtungsumschalter 16 ist in der Zeichnung symbolisch
durch mechanische Umschaltkontakte dargestellt, doch
ist er in Wirklichkeit in an sich bekannter Weise mit elektronischen
Schaltgliedern ausgebildet.
Der Sendefrequenzgenerator 18 gibt am Ausgang eine elektrische
Sendewechselspannung U S der Frequenz f M ab, die in der
dargestellten Stellung des Richtungsumschalters 16 an den
Ultraschallwandler 12 angelegt wird. Der Ultraschallwandler
12 arbeitet dann als Sendewandler. Er ist so ausgebildet,
daß er aufgrund der Erregung durch die elektrische Sendewechselspannung
U S eine Ultraschallwelle der gleichen Frequenz
f M erzeugt, die sich in der Richtung der Achse des
Meßrohres 10 in dem durch das Meßrohr strömenden Medium ausbreitet.
Diese Ultraschallwelle geht in der Strömungsrichtung
zum Ultraschallwandler 14, der in der dargestellten
Stellung des Richtungsumschalters 16 mit dem Eingang der
Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 verbunden ist. Der
Ultraschallwandler 14 arbeitet daher als Empfangswandler; er
wandelt die ankommende Ultraschallwelle in eine Empfangswechselspannung
U E ab, die dem Eingang der Empfangssignal-
Aufbereitungsschaltung 20 zugeführt wird.
Wenn der Richtungsumschalter 16 in die andere Stellung gebracht
wird, empfängt der Ultraschallwandler 14 die Sendewechselspannung
U S vom Sendefrequenzgenerator 18, so daß er
als Sendewandler arbeitet und eine Ultraschallwelle erzeugt,
die sich in der Richtung der Achse des Meßrohres 10 in dem
durch das Meßrohr 10 strömenden Medium ausbreitet. Diese
Ultraschallwelle geht entgegengesetzt zur Strömungsrichtung
zum Ultraschallwandler 12, der nunmehr mit dem Eingang der
Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 verbunden ist und
als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende Ultraschallwelle
in die Empfangswechselspannung U E umwandelt, die dem
Eingang der Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 zugeführt
wird.
Das Diagramm A von Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der
vom Sendefrequenzgenerator 18 abgegebenen Sendewechselspannung
U S und der vom Empfangswandler zur Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung
20 gelieferten Empfangswechselspannung U E
für den Fall, daß der Richtungsumschalter 16 die in Fig. 1
dargestellte Stellung einnimmt, so daß also der Ultraschallwandler
12 als Sendewandler und der Ultraschallwandler 14
als Empfangswandler arbeitet. Zwischen diesen beiden Wechselspannungen
besteht eine Phasenverschiebung Φ₁, die sich
aus der Laufzeit ergibt, die die Ultraschallwelle in dem
strömenden Medium benötigt, um die Strecke L M vom Sendewandler
zum Empfangswandler zu durchlaufen. Diese Laufzeit hängt
von der Länge der Strecke L M und von der Geschwindigkeit der
Ultraschallwelle relativ zu den feststehenden Ultraschallwandlern
12 und 14 ab. Da im Falle des Diagramms A von Fig. 2
die Ultraschallwelle die Strecke L M in der Strömungsrichtung
des Mediums durchläuft, entspricht die Relativgeschwindigkeit
der Ultraschallwelle der Summe aus der Schallgeschwindigkeit
c im Medium und der Strömungsgeschwindigkeit V M. Die
Laufzeit, die die Ultraschallwelle zum Durchlaufen der
Strecke L M benötigt, entspricht einer Gesamtphasendrehung Φ₁,
die sich aus der folgenden Formel ergibt:
Darin ist ω M = 2π f M die bekannte Kreisfrequenz der Ultraschallwelle.
Die Gesamtphasendrehung Φ₁ setzt sich aus der Anzahl m₁ der
ganzen Wellenzüge zwischen den beiden Wandlern und aus einem
Restphasenwinkel Φ R 1 zusammen:
Φ₁ = Φ R 1 + m₁ · 2π (2)
In entsprechender Weise zeigt das Diagramm A von Fig. 3 den
zeitlichen Verlauf der Sendewechselspannung U S und der
Empfangswechselspannung U E für den Fall, daß sich der Richtungsumschalter
16 in der anderen Stellung befindet, so daß
der Ultraschallwandler 14 als Sendewandler und der Ultraschallwandler
12 als Empfangswandler arbeitet. In diesem
Fall durchläuft die Ultraschallwelle die Strecke L M entgegengesetzt
zur Strömungsrichtung, so daß die Relativgeschwindigkeit
der Ultraschallwelle der Differenz zwischen der
Schallgeschwindigkeit c im Medium und der Strömungsgeschwindigkeit
V M entspricht. Demzufolge erfährt die Ultraschallwelle
beim Durchlaufen der Strecke L eine Gesamtphasendrehung
Φ₂, die sich aus der folgenden Formel ergibt:
Diese Gesamtphasendrehung Φ₂ setzt sich wieder aus der Anzahl
m₂ der ganzen Wellenzüge zwischen den beiden Ultraschallwandlern
und aus einem Restphasenwinkel Φ R 2 zusammen:
Φ₂ = Φ R 2 + m₂ · 2π (4)
Durch Messung der Phasenverschiebung Φ₁ läßt sich aus der
Formel (1) die gesuchte Strömungsgeschwindigkeit V M berechnen,
wenn die Schallgeschwindigkeit c im Medium bekannt ist:
Desgleichen läßt sich durch Messung der Phasenverschiebung Φ₂
die Strömungsgeschwindigkeit V M nach der Formel (3) berechnen,
wenn die Schallgeschwindigkeit c bekannt ist:
Die Schallgeschwindigkeit c im Medium ist aber nicht konstant;
sie ändert sich in Abhängigkeit von den Eigenschaften
des Mediums, insbesondere von dessen Temperatur und Dichte.
Durch die abwechselnde Messung der Phasenverschiebungen in
der Strömungsrichtung und gegen die Strömungsrichtung ist es
jedoch möglich, durch gemeinsame Auswertung der Meßergebnisse
die Strömungsgeschwindigkeit V M unabhängig von der
Schallgeschwindigkeit c im Medium zu ermitteln. Addiert man
die obigen Gleichungen (5) und (6), so erhält man:
Setzt man für Φ₁ und Φ₂ die entsprechenden Ausdrücke nach
den Gleichungen (2) und (4) ein, so ergibt sich für die zu
messende Strömungsgeschwindigkeit:
Die Anzahl m₁ bzw. m₂ der ganzen Wellenzüge auf der Strecke
L M zwischen den beiden Ultraschallwandlern ist leicht zu ermitteln
und kann daher als bekannt vorausgesetzt werden. Da
bei den vorkommenden Strömungsgeschwindigkeiten die Laufzeitunterschiede
sehr klein sind, gilt in der Regel m₁ = m₂ = m.
Zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit V M genügt daher
die Messung der Restphasenwinkel Φ R 1 und Φ R 2, also der einfachen
Phasenverschiebungen zwischen der Sendewechselspannung
U S und der Empfangswechselspannung U E. Die Genauigkeit,
mit der die Strömungsgeschwindigkeit V M ermittelt werden
kann, hängt somit bei diesem Meßverfahren von der Genauigkeit
ab, mit der die Restphasenverschiebungen Φ R 1 und Φ R 2
gemessen werden können.
Nun ist nach der Formel (9) die Strömungsgeschwindigkeit V M
der Differenz
ΔΦ = Φ R 2 - Φ R 1
der beiden Restphasenwinkel proportional. Bei den üblicherweise
zu messenden Strömungsgeschwindigkeiten V M sind die
Restphasenwinkel Φ R 1 und Φ R 2 von gleicher Größenordnung; ihr
Unterschied ist nur der Deutlichkeit wegen in den Diagrammen
A von Fig. 2 und Fig. 3 übertrieben groß dargestellt. Demzufolge
ist auch die Phasendifferenz ΔΦ klein gegen den Betrag
jedes Restphasenwinkels Φ R 1 und Φ R 2. Dadurch ergeben sich
hohe Anforderungen an die Meßgenauigkeit bei der Messung der
Restphasenwinkel Φ R 1 und Φ R 2, denn selbst kleine Fehler bei
der Messung der beiden Restphasenwinkel wirken sich als relativ
große Fehler auf die Differenz ΔΦ der beiden Restphasenwinkel
aus.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Meßanordnung erfolgt die
Messung der Restphasenwinkel Φ R 1 und Φ R 2 auf digitalem Weg.
Zu diesem Zweck wird die Empfangswechselspannung U E in der
Empfangssignal-Aufbereitungsschaltung 20 in eine dazu phasengleiche
Rechteckspannung Q E umgeformt, und an den Ausgang
des Sendefrequenzgenerators 18 ist eine Sendesignal-Aufbereitungsschaltung
22 angeschlossen, in der die Sendewechselspannung
U S in eine dazu phasengleiche Rechteckspannung Q S
umgewandelt wird. Die Diagramme B und C von Fig. 2 zeigen
die Rechteckspannungen Q S bzw. Q E für den Fall, daß sich die
Ultraschallwelle zwischen den beiden Ultraschallwandlern 12
und 14 in der Strömungsrichtung ausbreitet, und die Diagramme
B und C von Fig. 3 zeigen die Rechteckspannungen Q S bzw.
Q E für den Fall, daß sich die Ultraschallwellen zwischen den
beiden Ultraschallwandlern 12 und 14 gegen die Strömungsrichtung
ausbreiten. Die Flanken der Rechteckspannungen fallen
mit den Nulldurchgängen der Wechselspannungen zusammen,
aus denen sie abgeleitet sind. Zwischen den einander entsprechenden
Flanken, also beispielsweise zwischen den ansteigenden
Flanken der Rechteckspannungen Q S und Q E besteht
somit die gleiche Phasenverschiebung wie zwischen den einander
entsprechenden Nulldurchgängen der Wechselspannungen U S
und U E; diese Phasenverschiebung entspricht also im Fall von
Fig. 2 dem Restphasenwinkel Φ R 1 und im Fall von Fig. 3 dem
Restphasenwinkel Φ R 2.
Wie aus dem Zeitdiagramm von Fig. 2 ersichtlich ist, entspricht
der Restphasenwinkel Φ R 1 einem definierten Zeitabstand
Δ t₁ zwischen den einander entsprechenden Flanken der
Rechteckspannungen Q S und Q E, denn bei der bekannten Kreisfrequenz
ω M gilt die Beziehung
Φ R 1 = ω M · Δ t₁ (10)
Desgleichen entspricht nach dem Zeitdiagramm von Fig. 3 der
Restphasenwinkel Φ R 2 einem genau definierten Zeitabstand Δ t₂
zwischen den einander entsprechenden Flanken der Rechteckspannungen
Q S und Q E nach der Beziehung
Φ R 2 = ω M · Δ t₂ (11)
Zur Messung der Restphasenwinkel Φ R 1, Φ R 2 genügt daher die
Messung der dazu proportionalen Zeitabstände Δ t₁ bzw. Δ t₂.
Die Ausgänge der beiden Signalaufbereitungsschaltungen 20
und 22 sind mit den beiden Eingängen des Phasendetektors 24
verbunden, der am Ausgang eine Folge von Rechteckimpulsen I M
abgibt, die in den Diagrammen D von Fig. 2 und Fig. 3 dargestellt
sind und nachfolgend als Meßimpulse bezeichnet werden.
Die Impulsfolgefrequenz der Meßimpulse I M entspricht der vom
Sendegenerator 18 erzeugten Frequenz f M, die nachfolgend
Meßfrequenz genannt wird. Jeder Meßimpuls I M hat eine Dauer
T I, die dem Zeitabstand Δ t₁ bzw. Δ t₂ zwischen den ansteigenden
Flanken der beiden Rechteckspannungen Q S und Q E in den
Diagrammen B und C entspricht. Eine solche Rechteckimpulsfolge
läßt sich auf sehr einfache Weise mit Hilfe eines
Flipflops erzeugen, das durch jede ansteigende Flanke der
Rechteckspannung Q S gesetzt und durch jede ansteigende Flanke
der Rechteckspannung Q E rückgesetzt wird.
Zur Messung der den Restphasenwinkeln Φ R 1, Φ R 2 proportionalen
Zeitabstände Δ t₁ bzw. Δ t₂ ist also die Dauer T I der Meßimpulse
I M zu messen. Diese Zeitmessung geschieht bei der
Meßanordnung von Fig. 1 auf digitalem Wege, wie anhand der
Diagramme von Fig. 4 erläutert wird, wo eine vom Phasendetektor
24 abgegebene Folge von Meßimpulsen I M der Dauer T I
nochmals im Diagramm A dargestellt ist. Der Ausgang des Phasendetektors
24 ist mit dem Steuereingang einer Torschaltung
26 verbunden, deren Signaleingang an den Ausgang eines Zähl
frequenzgenerators 28 angeschlossen ist. Der Zählfrequenzgenerator
28 erzeugt eine Folge von Zählimpulsen I C, deren
Folgefrequenz f C wesentlich größer als die Meßfrequenz f M
ist. Als Beispiel ist im Diagramm B von Fig. 4 eine solche
Folge von Zählimpulsen I C dargestellt. Der Zeitabstand der
Zählimpulse I C entspricht der Periodendauer T C bei der Zähl
frequenz f C. Der Deutlichkeit wegen ist im Diagramm B von
Fig. 4 die Periodendauer T C der Zählimpulsfolge I C im Vergleich
zur Periodendauer T M der Meßimpulse I M des Diagramms A
übertrieben groß dargestellt.
Der Ausgang der Torschaltung 26 ist mit dem Zähleingang
eines Zählers 30 verbunden, dessen Stufenausgänge mit ent
sprechenden Eingängen einer Auswerteschaltung 32 verbunden
sind, die beispielsweise ein geeignet programmierter Mikrocomputer
sein kann.
Die Torschaltung 26 ist so ausgebildet, daß sie für die Dauer
jedes an ihren Steuereingang angelegten Meßimpulses I M geöffnet
ist und im geöffneten Zustand die vom Zählfrequenzgenerator
28 kommenden Zählimpulse I C zum Zähler 30 durchläßt,
wie im Diagramm C von Fig. 4 gezeigt ist. Wenn kein Meßimpuls
I M am Steuereingang der Torschaltung 26 anliegt, sperrt
diese die Übertragung der Zählimpulse I C zum Zähler 30. Die
von der Torschaltung 26 während der Dauer jedes Meßimpulses
I M durchgelassenen Zählimpulse werden im Zähler 30 gezählt,
so daß dieser einen Zählerstand anzeigt, der der Anzahl der
während dieser Dauer vom Zählfrequenzgenerator 28 abgegebenen
Zählimpulse entspricht. Somit ist dieser Zählerstand ein
Maß für die Dauer des Meßimpulses I M. Nach dem Ende jedes
Meßimpulses I M wird der Zählerstand des Zählers 30 zu der
Auswerteschaltung 32 übertragen und der Zähler 30 wieder auf
Null zurückgestellt.
Somit empfängt die Auswerteschaltung 32 vom Zähler 30 fortlaufend
Zählerstände, die die Dauer der vom Phasendetektor
24 gelieferten Meßimpulse I M darstellen. Wenn der Richtungs
umschalter 16 in der Stellung von Fig. 1 steht, sind die vom
Zähler 30 gelieferten Zählerstände ein Meßwert für den Rest
phasenwinkel Φ R 1. Wenn der Richtungsumschalter 16 in die andere
Stellung gebracht ist, sind die vom Zähler 30 gelieferten
Zählerstände ein Meßwert für den Restphasenwinkel Φ R 2.
Aus diesen beiden Meßwerten kann die Auswerteschaltung 32
nach der obigen Formel (9) die Strömungsgeschwindigkeit V M
unabhängig von der Schallgeschwindigkeit c im Medium berechnen.
Die Diagramme von Fig. 4 lassen auch das grundsätzliche Problem
erkennen, das durch den Quantisierungsfehler des digitalen
Zählverfahrens verursacht wird: Die Auflösung der
Zeitmessung, d. h. die kleinste noch unterscheidbare Zeitdifferenz,
entspricht der Periode T C der Zählfrequenz f C.
Zur Erhöhung der Auflösung und damit der Meßgenauigkeit wäre
es daher erforderlich, die Zählfrequenz möglichst hoch zu
wählen. Dieser Lösung sind aber durch den erforderlichen
Aufwand Grenzen gesetzt. Bei den in der Praxis zu messenden
Strömungsgeschwindigkeiten liegen bei den verwendeten Ultraschallfrequenzen
die den Restphasenwinkeln Φ R entsprechenden
Impulsdauern T I der Meßimpulse T M in der Größenordnung von
Mikrosekunden, und die nach der Formel (9) zu erfassenden
Phasendifferenzen ΔΦ zwischen den Restphasenwinkeln entsprechenden
Bruchteilen einer Nanosekunde. Es wären daher außerordentlich
hohe Zählfrequenzen f C erforderlich, um jede Impulsdauer
T I mit einer ausreichend großen Anzahl von Zählimpulsen
I C auszuzählen.
Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild eines Teils der Meßanordnung
von Fig. 1 bei einer abgeänderten Ausführungsform, die
mit verhältnismäßig niedriger Zählfrequenz f C eine beträchtliche
Erhöhung der Auflösung bei der digitalen Phasenmessung
und demzufolge einer Erhöhung der Meßgenauigkeit bei der
Messung der Strömungsgeschwindigkeit V M ergibt. Soweit die
Bestandteile der Meßanordnung von Fig. 5 denjenigen der Meßanordnung
von Fig. 1 entsprechen, sind sie mit den gleichen
Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet, und sie werden nicht
nochmals beschrieben.
So zeigt Fig. 5 nochmals die beiden Signalaufbereitungsschaltungen
20 und 22, den Phasendetektor 24, die Torschaltung
26, den Zählfrequenzgenerator 28, den Zähler 30 und die Auswerteschaltung
32. Die Meßanordnung von Fig. 5 unterscheidet
sich von derjenigen von Fig. 1 dadurch, daß die Meßfrequenz
f M von der Zählfrequenz f C abgeleitet wird, und zwar in besonderer
Weise derart, daß die Meßfrequenz und die Zählfrequenz
konstant bleiben, daß aber zusätzlich die Startphase
Φ S Fig. 4), die die Zählimpulse I C beim Beginn jedes Zählvorgangs
in bezug auf die Phase der Meßimpulse I M haben,
kontinuierlich gedreht wird, so daß nach n Messungen eine
Phasendrehung um 2π, also um eine volle Periode der Zählfrequenz
f C erreicht ist.
Zu diesem Zweck ist an den Ausgang des Zählfrequenzgenerators
28 ein Frequenzteiler 34 mit dem Teilerfaktor N angeschlossen.
Der Teilerfaktor N bestimmt das Verhältnis zwischen
der Zählfrequenz f C und der Ausgangsfrequenz f′ M des
Frequenzteilers 34. Wenn beispielsweise der Zählfrequenzgenerator
28 die Zählfrequenz f C = 7 MHz erzeugt und der Frequenzteiler
34 den Teilerfaktor N = 128 hat, erhält man eine
Frequenz f′ M von etwa 55 kHz.
Dem Frequenzteiler 34 ist ein steuerbarer Phasenschieber 36
nachgeschaltet, der an seinem Ausgang eine Wechselspannung
mit der Frequenz f M abgibt, die gegenüber der seinem Eingang
zugeführten Wechselspannung mit der Frequenz f′ M eine Phasenverschiebung
aufweist, die von einer an seinen Steuereingang
36 a angelegten Phasensteuerspannung abhängt. Der Steuereingang
36 a ist mit dem Ausgang einer Phasensteuerschaltung
38 verbunden, die nach jeder Auslösung durch ein an einen
Auslöseeingang 38 a angelegtes Auslösesignal am Ausgang eine
Rampenspannung U R mit dem im Diagramm A von Fig. 6 dargestellten
zeitlichen Verlauf abgibt. Die Rampenspannung U R
steigt während einer Zeitdauer T R linear von einem Wert U DC
auf einen Wert U S an und springt dann wieder auf den Wert
U DC zurück. Die Zeitdauer T R entspricht n Perioden der Meßfrequenz
f M; es gilt also die Beziehung:
Die Rampenspannung U R ist so bemessen, daß sie die Startphase
Φ S , die die Zählimpulsfolge I C gegenüber dem Beginn jedes
Meßimpulses I M aufweist, im Verlauf der Zeitdauer T R, also
über n aufeinanderfolgende Meßimpulse I M, um 2π, also eine
volle Periode der Zählfrequenz f C, dreht. Somit ergibt sich
der im Diagramm B von Fig. 6 dargestellte zeitliche Verlauf
der Startphase Φ S . Dem Anfangswert U DC der Rampenspannung U R
entspricht eine konstante Startphase Φ₀, und dem Endwert U S
der Rampenspannung U R entspricht die Startphase Φ₀+2π. Da in
jeder Periode der Meßfrequenz f M ein Phasenmeßvorgang durch
Zählung der Zählimpulse I C im Zähler 30 durchgeführt wird,
verschiebt sich die Startphase Φ S kontinuierlich von Meßvorgang
zu Meßvorgang. Sie hat bei der p-ten Messung im Verlauf
der Zeitdauer T R den Wert
Nun nimmt jedoch der Phasenschieber 36 die Phasenverschiebung
nicht an der Zählfrequenz f C, sondern an der daraus abgeleiteten
Frequenz f′ M vor, für die gilt:
Zwischen der Startphase Φ S bei der Zählfrequenz f C und der
Phase Φ M bei der Meßfrequenz f M besteht die Beziehung
Φ S = N · Φ M (15)
Die vom Phasenschieber 36 zu erzeugende Phasenverschiebung
muß also um den Faktor N kleiner sein als die gewünschte
Phasenverschiebung der Startphase Φ S , wie im Diagramm C von
Fig. 6 dargestellt ist. Zwischen den Werten U DC und U S der
Rampenspannung U R ändert sich die vom Phasenschieber 44 erzeugte
Phasenverschiebung um 2π/N. Sie hat bei der p-ten
Messung im Verlauf der Zeitdauer T R den Wert
Die kontinuierliche Phasenverschiebung zwischen den Frequen
zen f′ M und f M während der Dauer T R jeder Rampe der Rampenspannung
U R kommt einer Frequenzänderung gleich. Es gilt
dann
Da jedoch N · n »1 ist, gilt näherungsweise
f M ≈f′ M (18)
Die Ausgangsspannung des Phasenschiebers 36 kann unmittelbar
die Sendewechselspannung U S darstellen. Der Sendefrequenzgenerator
18 von Fig. 1 ist also bei der Meßanordnung von
Fig. 5 durch den Frequenzteiler 34 und den Phasenschieber 36
in Verbindung mit der Phasensteuerschaltung 38 ersetzt.
Die kontinuierliche Änderung der Startphase Φ S um 2π im
Verlauf von n aufeinanderfolgenden Messungen ergibt die Wirkung,
daß während eines Teils der Messungen eine bestimmte
Anzahl k und während der übrigen Messungen eine um 1 größere
Anzahl k +1 von Zählimpulsen I C während der Dauer T I jedes
Meßimpulses T M gezählt wird. Durch geeignete Auswertung der
in jedem Meßzyklus der Dauer T R erhaltenen n Meßwerte läßt
sich die Auflösung und damit die Meßgenauigkeit beträchtlich
erhöhen, ohne daß die Zählfrequenz f C entsprechend erhöht
wird. Die kontinuierliche Phasenverschiebung um 2π in n auf
einanderfolgenden Stufen entspricht gewissermaßen einer Unterteilung
des der Zählperiode T C entsprechenden Quantisierungsschrittes
in n Teilschritte. Könnte man alle sonstigen
zufälligen Fehler, wie thermisches Rauschen, Strömungsrauschen
usw., vollständig ausschalten, so würde sich eine Erhöhung
der Auflösung um den Faktor n ergeben.
Die bevorzugte Auswertung der auf diese Weise erhaltenen
Meßergebnisse besteht darin, daß der Mittelwert der im Verlauf
jedes Meßzyklus erhaltenen n Zählerstände gebildet wird.
Der dem Mittelwert entsprechende Restphasenwinkel wird dann
zur Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit V M nach der Formel
(9) verwendet.
Vorzugsweise erfolgt die Auslösung der Phasensteuerschaltung
38 im Takt der Umsteuerung des Richtungsumschalters 16. Man
erhält dann abwechselnd in einem Meßzyklus der Dauer T R die
n Meßwerte für die Messung mit der Strömungsrichtung und im
folgenden Meßzyklus die n Meßwerte für die Messung gegen die
Strömungsrichtung. Somit stehen nach jeweils zwei aufeinanderfolgenden
Meßzyklen die beiden Restphasenwinkel, die für
die Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit nach der Gleichung
(9) benötigt werden, mit der erhöhten Meßgenauigkeit
zur Verfügung.
In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel des steuerbaren Phasenschiebers
36 in näheren Einzelheiten dargestellt. Fig. 7
zeigt auch den Zählfrequenzgenerator 28, den Frequenzteiler
34 und die Phasensteuerschaltung 38.
Der Zählfrequenzgenerator 28 ist durch einen Quarzgenerator
40 phasenstarr synchronisiert. Durch diese Synchronisation
ist gewährleistet, daß die Startphase über die n Messungen
in jedem Meßzyklus der Dauer T R genau um eine ganze Periode
2π der Zählfrequenz f C gedreht wird. Ferner ist der Zählfrequenzgenerator
28 vorzugsweise so ausgebildet, daß die Zählfrequenz
f C in einem größeren Bereich, beispielsweise zwischen
2 und 11 MHz, einstellbar ist. Zur Erzielung einer
phasenstarren Regelung in Verbindung mit einer einstellbaren
Frequenz kann der Zählfrequenzgenerator 28 in bekannter Weise
mit einer Phasenverriegelungsschaltung ausgebildet sein,
die unter der Bezeichnung PLL-Schaltung ("phase locked loop")
bekannt ist. Eine solche PLL-Schaltung enthält einen digitalen
Frequenzteiler, dessen Teilerfaktor durch ein digitales
Steuersignal einstellbar ist und die am Ausgang abgegebene
Frequenz bestimmt. In Fig. 7 ist angedeutet, daß das digitale
Steuersignal einem Steuereingang 28 a des Zählfrequenzgenerators
28 zugeführt wird.
Der Phasenschieber 36 ist ebenfalls durch eine PLL-Schaltung
50 gebildet. Die PLL-Schaltung 50 enthält in Kaskade einen
Phasenkomparator 52, ein Tiefpaßfilter 54, eine Summierschaltung
56 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 58,
der auch unter der Bezeichnung VCO ("voltage controlled
oscillator") bekannt ist. Ein solcher spannungsgesteuerter
Oszillator gibt bekanntlich am Ausgang eine Wechselspannung
ab, deren Frequenz von einer an seinen Steuereingang angelegten
Frequenzsteuerspannung abhängt.
Der Phasenkomparator 52 empfängt an einem Eingang das Ausgangssignal
des Frequenzteilers 34 und am anderen Eingang
die Ausgangswechselspannung des spannungsgesteuerten Oszillators
58. Er liefert am Ausgang ein Regelabweichungssignal,
das von der Phasendifferenz zwischen seinen beiden Eingangssignalen
abhängt. Das Regelabweichungssignal wird nach Filterung
im Tiefpaßfilter 54 dem einen Eingang der Summierschaltung
56 zugeführt, die am anderen Eingang die Rampenspannung
U R vom Ausgang der Phasensteuerschaltung 38 empfängt.
Die in der Summierschaltung 56 gebildete Summenspannung
wird dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators
58 als Frequenzsteuerspannung zugeführt.
Die PLL-Schaltung 50 erzwingt die Frequenzgleichheit zwischen
der dem einen Eingang des Phasenkomparators 52 zugeführten
Ausgangsfrequenz f′ M des Frequenzteilers 34 und der dem anderen
Eingang des Phasenkomparators 52 zugeführten Ausgangsfrequenz
f M des spannungsgesteuerten Oszillators 58. Damit
diese Frequenzgleichheit bestehen bleibt, muß die dem span
nungsgesteuerten Oszillator 58 zugeführte Frequenzsteuerspannung
stets den der Frequenz f M entsprechenden konstanten
Wert haben. Nun ergibt sich aber diese Frequenzsteuerspannung
aus der Summe der kontinuierlich ansteigenden Rampenspannung
U R und der Ausgangsspannung des Phasenkomparators
52. Damit die Frequenzsteuerspannung konstant bleibt, muß
sich also die Ausgangsspannung des Phasenkomparators 52 gegensinnig
zu der Rampenspannung U R ändern. Die erforderliche
Änderung der Ausgangsspannung des Phasenkomparators 52 ergibt
sich als Folge einer Änderung der gegenseitigen Phasenlage
seiner beiden Eingangsspannungen. Somit erzwingt die
PLL-Schaltung eine fortlaufende Verschiebung der Phasenlage
der Ausgangswechselspannung des spannungsgesteuerten Oszillators
58 gegenüber der Phasenlage der Ausgangswechselspannung
des Frequenzteilers 34 zum Ausgleich der stetig ansteigenden
Rampenspannung U R. Die dargestellte Ausführungsform
des Phasenschiebers 36 ergibt also genau die zuvor anhand
von Fig. 5 geschilderte Wirkung.
Die Phasensteuerschaltung 38 von Fig. 7 enthält einen Säge
zahngenerator 60 und eine Parameter-Regelschaltung 62. Die
Parameter-Regelschaltung 62 bestimmt insbesondere die beiden
Spannungswerte U DC und U S, zwischen denen sich die Rampenspannung
U R ändert. Mit dem Parameter U DC läßt sich der konstante
Phasenwinkel Φ₀ einstellen. Mit dem Parameter U S läßt
sich der maximale Phasenhub über die Dauer T R jeder ansteigenden
Flanke der Rampenspannung U R einstellen. Die Parameter-Regelschaltung
62 empfängt auch die Zählfrequenz f C, damit
die Auslösung jeder Rampe durch das dem Eingang 38 a zugeführte
Auslösesignal in einer definierten zeitlichen Beziehung
zu den Zählimpulsen erfolgt.
Fig. 8 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung
von Fig. 5, bei welcher die Phasensteuerschaltung durch einen
Digital-Analog-Wandler 70 gebildet ist, der eine von der
Auswerteschaltung 32 gelieferte digitale Codegruppe in eine
Analogspannung umsetzt, die als Phasensteuerspannung an den
Eingang 36 a des Phasenschiebers 36 angelegt wird. Der die
Auswerteschaltung 32 bildende Mikrocomputer kann daher die
Änderung der Startphase Φ S im Verlauf eines Meßzyklus nach
einem vorgegebenen Programm steuern. Auf diese Weise kann
der genaue Meßwert der Restphasenverschiebung auch auf andere
Weise als durch Mittelwertbildung über n aufeinanderfolgende
Messungen erhalten werden. Insbesondere läßt sich eine
sukzessive Approximation durchführen, durch die man sich dem
Übergang von k Zählimpulsen auf k +1 Zählimpulse pro Meßimpulsdauer
T I durch ein Wägeverfahren annähert. Dabei wird
der Phasenschieber 36 vom Mikrocomputer 32 über den Digital-
Analog-Wandler 70 in diskreten Schritten angesteuert. Man
kann dann eine Erhöhung der Auflösung um den Faktor 2 p in p
Schritten erreichen.
In Fig. 9 ist eine weitere Ausführungsform der Durchflußmeßanordnung
dargestellt, mit der eine kontinuierliche Änderung
der Startphase Φ S um 2π im Verlauf von n aufeinanderfolgenden
Meßimpulsen I M durch Verwendung von zwei gegeneinander
verschobenen Frequenzen erzielt wird. Fig. 9 zeigt wieder die
Torschaltung 26, an deren Steuereingang die Meßimpulse I M
der Dauer T I und der Folgefrequenz f M angelegt werden, sowie
den an den Ausgang der Torschaltung 26 angeschlossenen Zähler
30 und die Auswerteschaltung 32. Die Zählimpulse I C mit
der Zählfrequenz f C werden vom Ausgang 80 a eines Differenz-
Zählfrequenzgenerators 80 geliefert, der an einem weiteren
Ausgang 80 b eine Frequenz f′ C abgibt, die sich von der Zählfrequenz
f C um eine Differenzfrequenz Δ f unterscheidet:
f′ C = f C ± Δ f (19)
Die Meßfrequenz f M wird durch Frequenzteilung in dem Frequenzteiler
34 mit dem Teilerfaktor N aus der Frequenz f′ C
abgeleitet. Demzufolge ist die Zählfrequenz f C kein ganzzahliges
Vielfaches der Meßfrequenz f M, so daß sich eine fortlaufende
Phasenverschiebung der Startphase Φ S der Zählung
gegenüber den Meßimpulsen I M in aufeinanderfolgenden Perioden
der Meßfrequenz f M ergibt. Durch geeignete Bemessung der
Differenzfrequenz Δ f läßt sich erreichen, daß sich die Startphase
Φ S in n aufeinanderfolgenden Perioden der Meßfrequenz
f M gerade um 2π, also um eine volle Periode der Zählfrequenz
f C ändert. Dies ist dann der Fall, wenn die Differenzfrequenz
Δ f den folgenden Wert hat:
Wenn beispielsweise die Meßfrequenz f M = 55,6 kHz beträgt und
die Phasendrehung um 2π in n = 1000 aufeinanderfolgenden Perioden
der Meßfrequenz f M erhalten werden soll, beträgt die
Differenzfrequenz:
Für das Verhältnis zwischen der Zählfrequenz f C und der Meßfrequenz
f M gilt:
Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Differenz-Zählfrequenzgenerators
80 von Fig. 9, mit dem zwei Frequenzen f C
und f′ C erhalten werden können, die sich exakt um die gewünschte
Differenzfrequenz Δ f unterscheiden. Dieser Differenz-
Zählfrequenzgenerator enthält einen Phasenkomparator 81,
der an einem Eingang eine Referenzfrequenz f Ref empfängt,
die vorzugsweise von einem Quarzoszillator abgeleitet ist
und beispielsweise 1 kHz beträgt. Das Ausgangssignal des
Phasenkomparators 81 wird nach Filterung in einem Tiefpaßfilter
82 einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator 83
direkt und einem zweiten spannungsgesteuerten Oszillator 84
über eine Summierschaltung 85 zur Frequenzsteuerung zugeführt.
Der spannungsgesteuerte Oszillator 83 liefert am Ausgang
die Frequenz f′ C, die nach Frequenzteilung in einem
Frequenzteiler 86 mit dem Teilerfaktor N (der dem Frequenzteiler
34 von Fig. 9 entspricht) die Meßfrequenz f M ergibt.
Da die Ausgangsspannung des Frequenzteilers 86 eine Rechteckspannung
ist, wird sie in einem Signalformer 87 in eine
Sinusspannung der gleichen Frequenz f M umgeformt, die dann
die Sendewechselspannung U S bildet.
Der Ausgang des Frequenzteilers 86 ist ferner über einen
zweiten Frequenzteiler 88 mit dem zweiten Eingang des Phasen
komparators 81 verbunden. Auf diese Weise ist eine PLL-Schaltung
bekannter Art gebildet, die die Meßfrequenz f M durch
phasenstarre Regelung in einem durch den Teilerfaktor des
zweiten Frequenzteilers 88 bestimmten Verhältnis zu der Referenzfrequenz
f Ref hält. Der Teilerfaktor des Frequenzteilers
88 ist vorzugsweise digital einstellbar, so daß die
Meßfrequenz f M in einem gewissen Bereich auf einen gewünschten
Wert eingestellt werden kann. Dabei bleibt zwischen dem
eingestellten Wert der Meßfrequenz f M und der Frequenz f′ C
stets das durch den Teilerfaktor N des Frequenzteilers 86
bestimmte konstante Verhältnis bestehen.
Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 83 ist ferner
mit dem einen Eingang eines Phasenkomparators 90 verbunden,
dem am anderen Eingang das Ausgangssignal des anderen
spannungsgesteuerten Oszillators 84 mit der Frequenz f C zugeführt
wird. Der Ausgang des Phasenkomparators 90 ist über
ein Tiefpaßfilter 91 mit einem Rechtecksignalformer 92 verbunden,
der beispielsweise durch einen Schmitt-Trigger gebildet
ist. Am Ausgang des Rechtecksignalformers wird ein
Rechtecksignal mit der Frequenz
Δ f = |f′ C - f C | (24)
erhalten, das dem einen Eingang eines Phasenkomparators 93
zugeführt wird. Der andere Eingang des Phasenkomparators 93
empfängt das Ausgangssignal eines Frequenzteilers 94, der
die Ausgangsfrequenz f M des Frequenzteilers 86 durch den Faktor
n teilt. Der Ausgang des Phasenkomparators 93 ist über
ein Tiefpaßfilter 95 mit dem zweiten Eingang der Summierschaltung
85 verbunden, deren Ausgangsspannung die Frequenzsteuerspannung
für den spannungsgesteuerten Oszillator 84
bildet. Der spannungsgesteuerte Oszillator 84 liegt somit in
einer Frequenzregelschleife, die seine Ausgangsfrequenz f C
in einem konstanten Frequenzabstand Δ f zu der Ausgangsfrequenz
f′ C des spannungsgesteuerten Oszillators 83 hält, wobei
dieser Frequenzabstand Δ f stets gleich der Ausgangsfrequenz
des Frequenzteilers 94 gehalten wird. Somit gilt:
Die Schaltung von Fig. 10 liefert somit am Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators 84 eine Zählfrequenz f C, die
die durch die Gleichung (23) gegebene Bedingung erfüllt.
Claims (13)
1. Verfahren zur Durchflußmessung mittels Ultraschallwellen,
die sich in einem durch ein Meßrohr strömenden Medium zwischen
zwei im Abstand voneinander angeordneten Ultraschallwandlern
ausbreiten, von denen der eine als Sendewandler
arbeitet, der ein elektrisches Sendesignal in eine Ultraschallwelle
gleicher Frequenz umwandelt, während der andere
als Empfangswandler arbeitet, der die ankommende Ultraschallwelle
in ein elektrisches Empfangssignal gleicher Frequenz
umwandelt, wobei zur Bestimmung des Durchflusses die Phasenverschiebung
zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal
auf digitalem Wege dadurch gemessen wird, daß in der Phasenverschiebung
entsprechenden Meßzeitintervallen jeweils die
Perioden eines Signals mit einer Zählfrequenz gezählt werden,
die wesentlich größer als die der Frequenz des Sendesignals
entsprechende Meßfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Startphase, die das Zählfrequenzsignal beim Beginn jedes
Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall aufweist, in
einem mehrere aufeinanderfolgende Meßzeitintervalle umfassenden
Meßzyklus von Meßzeitintervall zu Meßzeitintervall
geändert wird und daß die im Verlauf des Meßzyklus erhaltenen
Zählwerte zur Bildung eines Meßwerts mit erhöhter Meßauflösung
ausgewertet werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Startphase des Zählfrequenzsignals im Verlauf des Meßzyklus
um 2π geändert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Meßfrequenz durch Frequenzteilung aus der Zählfrequenz
abgeleitet wird und daß in jedem Meßzyklus der Meßfrequenz
gegenüber der Zählfrequenz eine sich von Periode zu
Periode der Meßfrequenz ändernde Phasenverschiebung erteilt
wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die der Meßfrequenz erteilte Phasenverschiebung im Verlauf
des Meßzyklus stetig größer wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
die der Meßfrequenz erteilte Phasenverschiebung in jeder
Periode der Meßfrequenz in Abhängigkeit von vorhergehenden
Meßergebnissen zum Zweck einer sukzessiven Approximation geändert
wird.
6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Meßfrequenz durch Frequenzteilung aus einer
Frequenz abgeleitet wird, die sich von der Zählfrequenz um
eine vorgegebene Differenzfrequenz unterscheidet.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
die Differenzfrequenz gleich dem Quotient aus der Meßfrequenz
geteilt durch die Anzahl der Meßzeitintervalle pro
Meßzyklus ist.
8. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem
der vorhergehenden Ansprüche mit einem von einem Medium
durchströmten Meßrohr, zwei an dem Meßrohr im Abstand voneinander
angeordneten Ultraschallwandlern, Einrichtungen zum
Anlegen eines elektrischen Sendesignals mit der Meßfrequenz
an einen der beiden Ultraschallwandler und zum Empfang des
von dem anderen Ultraschallwandler abgegebenen elektrischen
Empfangssignals mit der Meßfrequenz, einem Zählfrequenzgenerator,
der ein Zählfrequenzsignal mit einer Zählfrequenz erzeugt,
die wesentlich größer als die Meßfrequenz ist, einem
Zähler, der die Perioden des Zählfrequenzsignals in Meßzeitintervallen
zählt, die der Phasenverschiebung zwischen dem
Sendesignal und dem Empfangssignal entsprechen, und mit einer
Auswerteschaltung, zu der der in jedem Meßzeitintervall erreichte
Zählerstand übertragen wird, gekennzeichnet durch
Einrichtungen, die die Startphase, die das Zählfrequenzsignal
beim Beginn jedes Zählvorgangs gegenüber dem Meßzeitintervall
aufweist, in einem mehrere aufeinanderfolgende Meßzeitintervalle
umfassenden Meßzyklus von Meßzeitintervall zu
Meßzeitintervall ändern.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
an den Ausgang des Zählfrequenzgenerators ein Frequenzteiler
angeschlossen ist, dessen Teilerfaktor dem Verhältnis zwischen
der Zählfrequenz und der Meßfrequenz entspricht, daß
dem Frequenzteiler ein steuerbarer Phasenschieber nachgeschaltet
ist, der dem Ausgangssignal des Frequenzteilers
eine durch ein Phasensteuersignal bestimmte Phasenverschiebung
erteilt, und daß das Ausgangssignal des steuerbaren
Phasenschiebers für das elektrische Sendesignal verwendet
wird.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß das Phasensteuersignal ein sich im Verlauf jedes Meßzyklus
linear änderndes Rampensignal ist.
11. Anordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen
Analog-Digital-Umsetzer, der digitale Codegruppen in das
Phasensteuersignal umsetzt.
12. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch
gekennzeichnet, daß der steuerbare Phasenschieber durch eine
PLL-Schaltung gebildet ist.
13. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der Zählfrequenzgenerator an einem ersten Ausgang das
Zählfrequenzsignal und an einem zweiten Ausgang ein Signal
mit einer Frequenz abgibt, die sich von der Zählfrequenz um
eine vorgegebene Differenzfrequenz unterscheidet, und daß an
den zweiten Ausgang des Zählfrequenzgenerators ein Frequenzteiler
angeschlossen ist, dessen Ausgangssignal für das
elektrische Sendesignal verwendet wird.
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---|---|---|---|
DE19883843678 DE3843678A1 (de) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen |
US07/460,947 US5052230A (en) | 1988-07-08 | 1989-07-06 | Method and arrangement for flow rate measurement by means of ultrasonic waves |
EP89907731A EP0378651B1 (de) | 1988-07-08 | 1989-07-06 | Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen |
DE89907731T DE58905910D1 (de) | 1988-07-08 | 1989-07-06 | Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen. |
JP1507470A JPH0778438B2 (ja) | 1988-07-08 | 1989-07-06 | 超音波流量測定方法及び装置 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19883843678 DE3843678A1 (de) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen |
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DE3843678A1 true DE3843678A1 (de) | 1990-06-28 |
DE3843678C2 DE3843678C2 (de) | 1991-11-07 |
Family
ID=6370121
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DE19883843678 Granted DE3843678A1 (de) | 1988-07-08 | 1988-12-23 | Verfahren und anordnung zur durchflussmessung mittels ultraschallwellen |
Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE3843678A1 (de) |
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DE19617961C2 (de) * | 1996-05-06 | 2001-05-23 | Igl Ingenieur Gemeinschaft Luf | Verfahren zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit von gasförmigen oder flüssigen Medien mittels Ultraschall sowie zur Durchführung des Verfahrens geeignetes Meßgerät |
US7520180B2 (en) | 2005-10-28 | 2009-04-21 | Mib Gmbh Messtechnik Und Industrieberatung | Method and apparatus for the ultrasonic measurement of the flow rate of flowable media |
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DE3843678C2 (de) | 1991-11-07 |
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