CH635423A5

CH635423A5 - Messvorrichtung zur kapazitiven bestimmung der relativen lagen zweier zueinander beweglicher teile.

Info

Publication number: CH635423A5
Application number: CH1243878A
Authority: CH
Inventors: Ingvar Andermo
Original assignee: Stiftelsen Inst Mikrovags
Priority date: 1977-12-09
Filing date: 1978-12-06
Publication date: 1983-03-31
Also published as: FR2411391B1; SE7714010L; JPS5494354A; DE2853142B2; GB2009944A; US4420754A; DE2853142C3; JPS6411883B2; SE411392B; DE2853142A1; FR2411391A1; GB2009944B; US4743902A

Description

Die Erfindung befasst sich mit einer Messeinrichtungzur kapazitiven B estimmung der relativen Lagen zweier zueinander beweglicher Teile, insbesondere einer Skala und eines Gleitstük-kes in einem Handmessgerät.

Aus der Deutschen Patentschrift 2246 660 ist eine kapazitive Winkelmessvorrichtung bekannt, die eine Skala mit mehreren Segmenten aufweist, die in einer bestimmten Zeitfolge mit elektrischen Impulsen versorgt wird. Das Signal einer Detektorelektrode auf dem beweglichen Teil des Messinstrumentes wird zur elektrischen Bestimmung der Lage dieses beweglichen Teiles verwendet.

Diese Lagebestimmung lässt sich jedoch nur in diskreten Schritten durchführen in Abhängigkeit von der Einteilung der Skala. Bei Anwendung dieses bekannten Prinzips lässt sich eine Auflösung von mehr als 0,01 mm nicht erzielen, da hierzu nicht realisierbar kleine Segmente auf der Skala vorzusehen wären.

Ferner ist aus der Deutschen Patentschrift 2217183 ein Messsystem zur kapazitiven Bestimmung von Länge und Winkel bekannt, das eine Skala mit zwei Gruppen von Elektroden besitzt, wobei die Elektroden in jeder Gruppe elektrisch miteinander verbunden sind und die beiden Elektrodengruppen mit einer Wechselspannung mit 180° Phasenverschiebung zueinander versorgt werden. Der gegenüber der Skala beweglicheTeil, d. h. das Gleitstück in diesem Messsystem, ist mit einer Anzahl von Detektorelektroden versehen, die miteinander in Gruppen verbunden sind, wobei die Phasenlage dieser Spannungen zur Bestimmung des Messwertes mit Hilfe von Interpolation verwendet werden.

Diese bekannte Ausführungsform ist relativ aufwendig und teuer und beansprucht viel Platz für die Einrichtungen, welche die Interpolation linear machen. Ausserdem benötigt man bei der bekannten Vorrichtung einen Oszillator, der an die beiden Elektrodengruppen der Skala angeschlossen wird, während die Elektroden des Gleitstückes mit einer Rechnerelektronik verbunden sind.

Aufgabe der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung ist es,

eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die vorstehenden Nachteile beseitigt sind und bei der ein verringerter apparativer Aufwand möglich ist, so dass man eine einfache und billige Vorrichtung mit gutem Auflösungsvermögen und geringem Energiebedarf gewinnt.

Bei der erfindungsgemässen Messvorrichtung sind die Elektroden der Skala galvanisch weder miteinander noch mit der Umgebung verbunden. Die gesamten elektronischen Bauteile, welche das System umfasst, können daher auf dem beweglichen Teil bzw. dem Gleitstück untergebracht sein. Es ist nicht notwendig, die Skala mit Drähten oder Gleitkontakten, welche die Handha-bungund Instandhaltung beeinträchtigen, zu versehen. Man gewinnt daher ein handliches Messgerät. Da die Elektroden der Skala nicht miteinander verbunden sind, ist es ausserdem möglich, die elektronischen Bauteile sowie die Elektroden des Schlittens und den Teil der Skala, welcher sich in der Nähe des Gleitstückes befindet, von Einwirkungen aus der Umgebung abzuschirmen, selbst wenn die Skala an ihrem übrigen Teil vollständig freiliegt.

Mit der Erfindung lässt sich in vorteilhafter Weise eine einfache und billige Vorrichtung erzielen, die bei der Messung eine

hohe Auflösung (0,01 mm) aufweist, und bei der nur ein geringer Energiebedarf besteht. Die Vorrichtung lässt sich als Handmessgerät, beispielsweise als Schublehre, ausbilden.

In den heiligenden Figuren sind Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt. Anhand dieser Figuren soll die Erfindung noch näher erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 eine perspektivische Ansicht eines Ausführungsbeispiels;

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel für ein Elektrodenmuster auf einem Lesekopf;

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel für ein Muster auf der Skala, welches bei einer sinusförmigen Versorgungsspannung verwendet wird;

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für die Skala mit einem zugehörigen Versorgungsmuster auf dem Gleitstück, welches für eine Rechteckwellenversorgung verwendet wird;

Fig. 5 ein anderes Ausführungsbeispiel für die Skala mit einem zugehörigen Versorgungsmuster auf dem Gleitstück, welches für eine Rechteckwellenversorgung verwendet wird;

Fig. 6 ein Querschnitt entlang der Versorgungselektrode der Skala und des Gleitstückes;

Fig. 7 ein Zeitdiagramm für drei phasenverschobene sinusförmige Versorgungsspannungen und die Spannung, welche aus dem Empfänger des Systems gewonnen wird;

Fig. 8 ein Zeitdiagramm von drei phasenverschobenen Ver-sorsgungsspannungen mit Rechteckwellenform und ein Ausführungsbeispiel für ein Signal, das aus dem Empfänger des Systems gewonnen wird;

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des elektronischen Teils;

Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel für das Skalen- und Gleitstückmuster zur absoluten Messung innerhalb eines Bereiches, der breiter ist als eine Periode des Skalenmusters;

Fig. 11 eine schematische Darstellung einer elektronischen Messschaltung unter Verwendung eines Skalenmusters nach der Fig. 10;

Fig. 12 ein Diagramm eines Versorgungssignals, das bei einer Vorrichtung nach der Erfindung zur Anwendung kommen kann;

Fig. 13 einen Synchrondetektor, welcher ein Signal gemäss Fig, 12 erfasst;

Fig. 14 ein Blockschaltbild für eine elektronische Einrichtung, die bei einem Ausführungbeispiel der Erfindung zur Anwendung kommen kann;

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer weiteren elektronischen Schaltung, welche bei einer Vorrichtung gemäss der Erfindung zur Anwendung kommen kann, und

Fig. 16 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine elektronische Schaltung, welches bei einer Vorrichtung nach der Erfindung zur Anwendung kommen kann.

Das in der Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel zur kapazitiven Längen- und Winkelmessung besitzt eine Skala 20, welche mit Elektroden 21 versehen ist. Diese Elektroden sind mit gleichen Abständen voneinander entlang der Skala angeordnet und von einander und von der Umgebung elektrisch isoliert.

Über der Skala ist ein Gleitstück 22 beweglich angeordnet, das entlang der Skala verschoben werden kann. Das Gleitstück enthält ein Elektrodenmuster und einen elektronischen Teil 24, der mit dem Elektrodenmuster verbunden ist. Das Elektrodenmuster des Gleitstückes in der Fig. 2 besitzt einen Bereich 25 mit im wesentlichen rechteckigen Elektroden 26,27,28. Diese Elektroden besitzen gleiche Breiten b und Abstände c voneinander. Die Elektroden erstrecken sich parallel zueinander in einer Richtung, die senkrecht ist zur Längsausdehnung der Skala 20. Die Elektroden sind miteinander zu drei Gruppen verbunden in der Weise, dass jede dritte Elektrode im Bereich 25 jeweils zu einer der Gruppen gehört. Die drei Gruppen werden von drei Ausgangsspannungen eines Dreiphasengenerators 29 versorgt. Die drei Ausgangsspannungen besitzen die gleiche Form und

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Amplitude, sind jedoch zeitlich um ein Drittel der Periode gegeneinander phasenverschoben. Das Elektrodenmuster des Gleitstückes besitzt ausserdem zwei rechtwinklige Elektroden 30,31, die eine Längserstreckung in Richtung der Längsausdehnung der Skala 20 haben. Die Längserstreckung dieser beiden Elektroden entspricht einigen Perioden des Versorgungsmusters 25. Jede der beiden Elektroden 30,31 ist an einen Verstärker 32 und 33 mit hoher Eingangsimpedanz angeschlossen.

Die Fig. 2 zeigt eine Draufsicht auf die Elektrodenanordnung des Gleitstückes. Um eine direkte Kopplung zwischen den Versorgungselektroden im Bereich 25 und den Empfangselektroden 30 und 31 zu vermeiden, ist eine Abschirmung36 vorgesehen. Diese Abschirmschablone besteht aus einer leitfähigen Schicht, welche die in der Figur gezeigte Gestalt aufweist und welche mit einem signalweise neutralen Punkt in der elektronischen Signalaufbereitungsschaltung verbunden ist.

Der als Oszillator ausgebildete Dreiphasengenerator 29 kann sinusförmige Spannungen abgeben. Die Interpolation zwischen den Skalenelektroden wird durch Messung des Phasenwinkels cp, der von den Empfangselektroden 30 bzw. 31 kommenden Spannung in bezug auf den Oszillator 29, durchgeführt. In der Fig. 7 sind die drei Versorgungsspannungen RST des Oszillators dargestellt. Durch die strichlierte Linie ist die Spannung dargestellt, welche man an den Empfangselektroden 30 und 31 erhält. Der Phasenwinkel cp wird bei geeigneter Gestaltung des Elektrodenmusters des Gleitstückes und der Skala eine lineare Funktion der Verschiebung zwischen der Skala und dem Gleitstück in Messrichtung.

Die Fig. 3 zeigt eine besondere Ausgestaltung des Elektrodenmusters der Skala 20, welche mit rechtwinkligen Versorgungselektroden, wie sie in der Fig. 2 dargestellt sind, und einer sinusförmigen Versorgungsspannung zu einer linearen Interpolation führen.

Das Elektrodenmuster in der Fig. 3 besteht aus Detektorelektroden 37 und Übertragungselektroden 38, welche an die Detektorelektroden angeschlossen sind. Die Detektorelektroden 37 besitzen eine Gestalt derart, dass ihre Ausdehnung in Messrichtung dem positiven Teil einer Sinusfunktion folgt, die eine Periodenlänge besitzt gleich der des Elektrodenmusters der Versorgungselektroden auf dem Gleitstück. Jede dieser halbsinusförmigen Detektorelektroden 37 ist an eine Übertragungsele-ketrode38 angeschlossen. Die Detektorelektroden 37 für die Skala sind innerhalb des Bereiches angeordnet, der von den Elektroden 26,27,28 auf dem Gleitstück bedeckt wird, wenn das Gleitstück entlang der Skala verschoben wird. Zwischen jeder Übertragungselektrode 38 ist ein schmaler isolierender Zwischenraum 39 vorgesehen. Die Ausdehnung und Gestalt dieses isolierenden Zwischenraumes beeinflusst den Phasenwinkel nicht primär, da alle Abschirmungs- und Übertragungselektroden unter dem Gleitstück im wesentlichen das gleiche Potential aufweisen. Es ist jedoch wesentlich für die Amplitude des von den Empfangselektroden kommenden Signals, dass diese Elektroden und die Übertragungselektroden eine grosse Abdeckfläche aufweisen.

Bei der vorstehend beschriebenen Gestaltung der Detektorelektroden 37 gewinnt man eine lineare Interpolationsfunktion unabhängig von der Beziehung zwischen der Elektrodenbreite b und den Elektrodenabständen der Versorgungselektroden (Fig. 1). Das Muster der Versorgungselektroden kann daher optimiert werden bezüglich der Erfordernisse einer guten Übertragungskapazität und der Grenze bezüglich der Isolationsabstände bei den verwendeten Herstellungstechniken.

Es ist möglich, die Signalamplitude um einen Faktor 2 zu erhöhen und gleichzeitig den Einfluss von möglichen äusseren elektrischen Einwirkungen auf das System zu verringern, indem man ein anderes Elektrodenmuster für die Detektorelektroden verwendet, das identisch dem in der Fig. 3 ist, jedoch um eine halbe Periode in Messrichtung phasenverschoben ist und dessen

3

5

10

15

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30

35

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60

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Muster bezüglich einer durch die Detektorelektroden gelegten Linie umgekehrt ist. Das Elektrodenmuster des Gleitstückes ist dabei mit weiteren Empfangselektroden an der entgegengesetzten Seite der Versorgungselektrodenanordnung bezüglich der Elektroden 30,31 versehen. Die von den Empfangselektroden zu 5 beiden Seiten der Versorgungselektrodenanordnung kommenden Signale besitzen entgegengesetzte Phase und werden miteinander kombiniert und können in einem Differentialverstärker verstärkt werden, wobei äussere elektrische störende Einflüsse, welche die gleiche Phasenlage an allen Empfangselektroden 10 haben, beseitigt werden.

Eine elektronische Aufbereitungseinrichtung 24 enthält zusätzlich zum Oszillator 29 und den Signalverstärkern 32,33 eine logische Einrichtung 34, welche die Phasenverschiebung cp in einen Messwert umwandelt, der auf einem Wiedergabegerät *5 35 wiedergegeben werden kann. Die logische Einrichtung 34 wird mit wenigstens zwei Bezugsphasensignalen vom Oszillator 29 beliefert. Dabei ist es möglich, mit Hilfe einer digitalen Zählung die Anzahl der Perioden des Elektrodenmusters auf der Skala, entlang denen das Gleitstück verschoben worden ist, zu 20 zählen und ausserdem die Interpolation innerhalb der Periode durchzuführen mit Hilfe der Phasenmessung.

Die Aufspaltung der Empfangselektroden in zwei Teile 30 und 31 mit zugehörigen Verstärkern 32 und 33 bewirkt, dass das System selbststeuernd ist in bezug auf Fehler, welche aufgrund von Verschmutzung oder mechanischen Beschädigungen der Skala und der Versorgungselektrodenanordnung auftreten können. Die logische Einrichtung 34 ist so aufgebaut und programmiert, dass sie abwechselnd in den beiden Messkanälen misst.

•an

Wenn die Ergebnisse dieser Messungen nicht identisch sind,

ergibt sich eine Fehleranzeige, woraufhin die entsprechende Elektrodenanordnung von Bedienungspersonal überwacht und gereinigt werden kann.

Um den Herstellungsaufwand des gesamten Systems unter Verwendung elektronischer Einrichtungen niedrig zu halten ist 35 es von Vorteil, digitale Techniken soweit als möglich zu verwenden. Bei der vorstehend beschriebenen Anordnung lässt sich die Sinusspannung in geeigneter Weise in einem digitalen Sinusgenerator gewinnen, indem man die Sinusperioden in eine grosse Anzahl von Impulsen konstanter Amplituden aufspaltet, wobei 40 jedoch die Impulsbreite verändert wird, so dass das Signal nach dem Hindurchführen durch ein Filter die gewünschte Sinusgestalt erhält. Dieses Filter kann zwischen dem Oszillator 29 und der Versorgungselektrodenanordnung 25 angeordnet sein. Das Filter ist dabei so ausgestattet, dass es alle Spannunmgen, welche 45 eine unterschiedliche Phase aufweisen, mit gleicher Genauigkeit behandelt. Filter können jedoch auch zwischen die Verstärker 32, 33 und die logische Einrichtung 34 geschaltet sein.

Eine weitere Vereinfachung und eine Verringerung des Aufwandes für die elektronische Einrichtung in der kapazitiven 50 Längen- und Winkelmesseinrichtung ergibt sich bei einer solchen Ausgestaltung, die die Versorgung der Versorgungselektroden mit Rechteckwellen, die die Grundfrequenz der Einrichtung aufweisen, ermöglichen. In der Fig. 8 sind diese Versorgungsspannungen RST für ein Dreiphasensystem dargestellt. Aus der 55 Fig. 8 sind auch die Signale («Signal») zu ersehen, welche dabei von den Empfangselektroden 30 und 31 erhalten werden. Bei diesem Messsystem ist es nicht möglich, die Nulldurchgänge der Empfangssignale zu verwenden, um die Position festzustellen, wie das bei dem Sytstem unter Zuhilfenahme der sinusförmigen 60 Spannungen der Fall ist. Die Nulldurchgänge sind schrittweise angeordnet zwischen einer Anzahl von festgesetzten Positionen, wenn das Gleitstück entlang der Skala bewegt wird. Wenn die elektronische Einrichtung jedoch den Durchschnittswert des Signals innerhalb eines Zeittors («Gate» in Fig. 8) bildet, erhält 65 man eine Spannung, die eine Funktion F (x, y) der Lage des Tores (y) bezüglich der Versorgungsspannungen und der Lage (x) des Gleitstückes bezüglich der Skala ist. Bei geeigneter

Dimensionierung der Länge des Zeittors und der Breite und Form der Elektroden auf der Skala ist es möglich, die Funktion F (x, y) bei bestimmten Beziehungen zwischen x und y zu null werden zu lassen.

F (x, y) = 0 für x - NL = ky wobei N = eine ganze Zahl, L = die Periodenlänge der Versorgungsspannungen, k = eine Konstante.

Die Fig. 6 zeigt einen Querschnitt durch das Gleitstück und die Skala für eine geeignete Dimensionierung der Elektrodenanordnung. Dabei ist die Breite b der Versorgungselektroden gleich dem Abstand c zwischen benachbarten rechtwinkligen Versorgungselektroden. Die rechtwinkligen Elektroden auf der Skala besitzen eine Breite a, die gleich der zweifachen Breite der Versorgungselektroden plus dem Abstand c ist.

Die Elektroden der Skala sind längs der Skala mit der gleichen periodischen Aufspaltung bzw. mit dem gleichen periodischen Abstand L wie die Periodenlänge der n-phasigen Versorgungselektrodenanordnung verteilt. Die Toröffnungszeit G sollte der Zeitdifferenz zwischen benachbarten Phasen im n-phasigen System gleich sein, die Voraussetzung für eine lineare Beziehung zwischen x und y für diesen Fall ergibt sich aus der Summe der folgenden Bedingungen:

c = b a = 3b d = L-a

G= —-P n

P = Periode der Versorgungsspannung.

Bei Verwendung einer derartigen Dimensioniuerung der Elektrodenanordnung und der Toröffnungszeit ist es möglich, mit Hilfe einer einfachen elektronischen Einrichtung automatisch einen Messwert zu erhalten, der der Lage des Gleitstückes gegenüber der Skala entspricht, wobei dieser Messwert in elektrischen Signalen angegeben wird, die an ein Wiedergabegerät weitergeleitet werden können oder welche zur Steuerung einer mechanischen Positioniereinrichtung dienen können.

In der Fig. 9 ist ein Ausführungsbeispiel einer derartigen elektronischen Einrichtung dargestellt. In dieser Einrichtung werden drei Spannungen RST in Rechteckform erzeugt, durch Aufspalten einer Frequenz f ) von beispielsweise 30 kHz, die von einem Oszillator 41 in der Einrichtung 42 geliefert wird. Diese Aufspaltung erfolgt in drei Phasenverschiebungen, von denen jede ein Drittel der Periode der Ausgangsspannungen ist.

Die Einrichtung 45 enthält ausserdem eine phasenstarre Schaltung, welche beispielsweise als CMOS-Schaltung CA 4046 ausgebildet sein kann. Diese Schaltung enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Frequenz gesteuert wird durch eine phasenempfindliche Schaltung, so dass die beiden Eingangsfrequenzen f, 1 und f12 exakt identisch sind. Die Frequenz f 1 ] wird durch Division der Frequenz f, mit der Ausgangsfrequenz f2 der Einrichtung 45 erhalten. Das bedeutet, dass die Frequenz f] derart gesteuert ist, dass f, - f, =

f>

301

dies ist gleichbedeutend mit

300 f, = 301 f2

In der Einrichtung 46 wird ein Impuls erzeugt, dessen Länge gleich ist einer Periode der Frequenz f2 und dessen Frequenz f-J

gleich ist-—-. Die Phasenlage bezüglich der Versorgungsfrequenz f(i der Skala wird um 'Am der Periode der Frequenz f() für jede

635 423

15

Periode des Torimpulses (entspricht /«»mm, wenn L = 3 mm) verschoben. Innerhalb eines Zeitabstandes von 300 Torimpulsen streicht die Phasenlage des Torimpulses gegenüber der Signalspannung der Skala durch alle möglichen Werte in Schritten, die '/mitnm entsprechen. Der Torimpuls steuert einen Schalter 57 5 derart, dass der Schalter 57 während der Periode des Torimpulses geschlossen ist. Ein Integrator 63 bildet einen Durchschnittswert des Signals während dieser Zeit. Unmittelbar vor Beginn der Toröffnungszeit ist der Integrator 63 auf Null gesetzt worden.

Dies erfolgte mit Hilfe eines Schalters 64, der durch einen Impuls 10 der Einrichtung 46 gesteuert wird. Die Ausgangsspannung des Integrators 63 wird an einen Komparator 50 geliefert, der feststellt, ob die Integratorspannung positiv oder negativ ist. Während der Zeitdauer, die unmittelbar auf die Toröffnungszeit folgt, ist der Ausgang des Komparators 50 an einen Zähler 52 über eine Torschaltung 58 angeschlossen. Wenn der Durchschnittswert des Signals während der Toröffnungszeit von einem negativen Wert durch null zu einem positiven Wert wird, wird der Zähler 52 angehalten. Dies erfolgt zu einem Zeitpunkt innerhalb des Verschiebe Vorganges, der eine Funktion der mechanischen 20 Stellung des Gleitstückes gegenüber der Skala ist.

In einer Einrichtung 51 wird die Frequenz f2 durch 300 dividiert, wobei eine Rechteckwelle mit der gleichen Frequenz wie die bei der Verschiebebewegung erzeugte Frequenz erhalten wird. Die Rechteckwelle hat jedoch eine Phasenlage, die unabhängig ist von der mechanischen Position der Messeinrichtung. Demnach kann die Rechteckwelle, welche von der Einrichtung 51 geliefert wird, als Bezug genommen werden bei der Bestimmung der Verschiebung der Phasenlage für den Nulldurchgang des Komparators 50, wenn das Gleitstück mechanisch gegenüber der Skala verschoben wird. Ein Nullsetzen der Phasenlage dieser Bezugsspannung derart, dass sie mit der Phasenlage der Ausgangsspannung des Komparators übereinstimmt, wenn das Gleitstück seine mechanische Nullposition einnimmt, kann leicht dadurch erzielt werden, dass man den Zähler in der Einrichtung 51 auf Null setzt, wenn die Ausgangsspannung des Comparators sich von logisch Null auf logisch Eins verändert.

Die Einrichtung 52 ist als Zähler ausgebildet, der zurückgesetzt und gestartet wird durch eine Änderung der Ausgangsspannung der Einrichtung 51. Nach dem Starten zählt dieser Zähler aus der Frequenz f2 resultierende Impulse, bis eine entsprechende Änderung vom Komparator 50 über die Torschaltung 58 erreicht wird. Die Anzahl der dabei gezählten Impulse entspricht der Anzahl einer 0,01 mm-Verschiebung des Gleitstückes gegenüber der Skala aus der Nullstellung innerhalb der Periode (der Versorgungselektrodenanordnung).

Zur Bestimmung der Anzahl der Perioden, mit welcher das Gleitstück entlang der Skala verschoben worden ist, wird das Messsignal, nachdem es durch den Verstärker 32hindurchgelangt ist, erfasst und an die Einrichtung 54 weitergegeben. Diese Einrichtung kann in bekannter Weise arbeiten unter Zuhilfenahme der Bezugsphasen (R, S, T) des Phasenschiebers 42 des Oszillators. Die Einrichtung 54 kann dabei die Phasenverschiebung des Messsignals aufgrund der Bewegung des Gleitstückes entlang der Skala in Schritten von 'A der Versorgungssignalperiode , was einer Verschiebung der Skala von 1 mm entspricht, erfassen. Die Einrichtung 54 kann ausserdem die Richtung der Verschiebung bestimmen. Sie erzeugt dann Impulse, die die Zählung des Zählers 53 erhöht oder verringert in Abhängigkeit von der Verschiebung der Skala. Der Zähler 53 wird auf Null gesetzt, wenn das Skalensystem sich in Nullstellung befindet. Daraufhin gibt er an seinem Ausgang eine Zahl wieder, welcher der Längsabweichung von der Nullstellung in mm entspricht.

Die Ausgangssignale der Zähler 52 und 53 werden in einer Einrichtung 55 so aufbereitet, dass sie ein Ziffernwiedergabege-rät 56 betreiben können. Es ist auch möglich, die Ausgangssignale der Zähler 52 und 53 für eine externe Behandlung, beispielsweise eine mögliche Steuerung eines Maschinenteils,

25

30

35

40

45

50

dessen Position durch das Skalensystem bestimmt wird, durchzuführen.

Die Fig. 4 und 5 zeigen weitere Ausführungsbeispiele für die Elektrodenanordnungen der Skala und des Gleitstückes. Diese können in einem Messsystem verwendet werden mit vier oder mehr Phasen. Bei der Elektrodenanordnung für die Skala in der Fig. 2 ist jede zweite Detektorelektrode in Messrichtung um L/2n von der normalen Aufspaltung L verschoben. L ist dabei gleich der Periodenlänge der Versorgungselektrodenanordnung, n ist die Anzahl der Phasen. Die Empfangselektrode 30 besitzt eine Länge, die gleich einem geradzahligen Vielfachen der Periodenlänge List. Die Breite einer jeden Detektorelektrode beträgt L/ n.

Die Elektrodenanordnung in der Fig. 5 zeigt gleichmässig verteilte Detektorelektroden mit einer Periodenlänge L. Jede Elektrode besteht aus zwei gleich grossen Teilen, von denen jeder eine Breite von L/n aufweist. Die Teile sind jedoch zueinander in Messrichtung um L/2n verschoben.

Für die beiden Skalenanordnungen in den Ausführungsbeispielen der Fig. 4 und 5 sind Versorgungselektroden vorgesehen mit einer Breite b und einem Zwischenraum zwischen den Versorgungselektroden von c = L/2n. Die Torlänge G der elektronischen Verarbeitungsschaltung gemäss Fig. 9 beträgt

G = 2P/n

Die kapazitive Längen- und Winkelmesseinrichtung der Erfindung kann auch so ausgestaltet sein, dass eine unzweideutige Bestimmung der mechanischen Lagen ohne ständige Beobachtung der Bewegung des Gleitstückes möglich ist. Dies erfolgt durch die Zählung der Anzahl der überstrichenen Perioden.

In den Fig. 10 und 11 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, mit dem dies möglich ist. Die Skala besitzt gemäss Fig. 10 zwei Reihen von Elektroden mit einer Unterteilung Li und L^. Das Gleitstück ist mit einer entsprechenden n-phasigen Versorgungselektrodenanordnung versehen. Diese besitzt eine Periodenlänge L| und L2. Die Elektrodenanordnungen der Skala und des Gleitstückes besitzt für jede Elektrodenreihe, wie bei den vorbeschriebenen Ausführungsbeispielen, Übertragungselektroden, so dass vom Gleitstück zwei Signale Vi und V2 für die entsprechende Aufbereitung im elektronischen Teil erhalten werden. Die Lage der Elektrodenanordnungen innerhalb j eder Periode ist bestimmt, wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen durch die Phasenmessung der Spannung V, bezüglich einer der Phasen der Versorgungsspannungen, beispielsweise der Versorgungsspannung R. Durch die Bestimmung des Phasenwinkels zwischen den beiden Signalen V, und V2 ist es ausserdem möglich, eine unzweideutige Bestimmung der Lage innerhalb eines langen Verschiebeweges M mit einer Ausdehnung von M zu erhalten. Es gilt dabei folgendes:

60

65

M = L,

1

L, - L2

55

100

Beispiel: L. = 3 mm, L> = 3 mm

H 101

Hieraus ergibt sich M = 300 mm.

Die Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild für die elektronische Einrichtung, welche zur absoluten unzweideutigen Messung der Lage des Gleitstückes gegenüber der Skala verwendet werden kann. Die von den beiden Empfangselektroden auf dem Gleitstück kommenden Signale werden in Verstärker 32 und 62 mit hoher Eingangsimpedanz eingebracht. Die verstärkten Signale V| und V2 werden an Einrichtungen 60 und 61 weitergegeben, wobei in der Einrichtung 60 eine grobe Lagebestimmung des Gleitstückes durch Messung des Phasenwinkels zwischen Vi und

635 423

V> durchgeführt wird. In der Einrichtung 61 wird die exakte Lage des Gleitstückes in der gleichen Weise bestimmt, wobei der Phasenwinkel zwischen dem Signal V, und einer der Phasen der Versorgungsspannungen, beispielsweise von R, welche vom Oszillator geliefert werden, bestimmt wird. Die Einrichtungen 55 und 56 entsprechen den in der Fig. 9 zum gleichen Zweck vorgesehenen Einrichtungen. Es handelt sich hierbei um eine Decoder/Treiberstufe und um eine Wiedergabeeinrichtung.

Das in der Fig. 10 dargestellte Ausführungsbeispiel kann mit einer dreiphasigen Sinusspannung betrieben werden. Es ist jedoch auch möglich, das Ausführungsbeispiel so auszubilden, dass es mit einer Spannung mit Rechteckwellenform betrieben werden kann, wobei sich ebenfalls eine unzweideutige Messung der Position des Gleitstückes gegenüber der Skala ermitteln lässt.

Bei dem Ausführungsbeispiel, bei welchem die Skaleneinrichtung mit einer Spannung mit Rechteckwellenform versorgt wird, ist es wesentlich für die Linearität der Interpolation, dass die Signalform nicht geändert wird, bevor die Integration über die Toröffnungszeit «G» durchgeführt ist. Eine Schwierigkeit besteht darin, dass das Signal von der Skaleneinrichtung mit einer äusserst niedrigen Übertragungskapazität gekoppelt ist. In der Praxis beträgt die Versorgungsimpedanz für das von den Verstärkern 32,33,62 kommenden Signale nicht mehr als ein pF. Es ist daher bei einigen Gleichspannungsverbindungen notwendig, die Verstärkereingänge an Masse zu legen. Da für die elektronische Einrichtung eine kompakte Anordnung erwünscht ist, wenn diese im Zusammenhang mit einem handlichen Messgerät verwendet werden soll, bereitet es in der Praxis Schwierigkeiten , Widerstände mit einem höheren Wert zu verwenden als einige 10 M £3. Man erhält dabei am Verstärkereingang die Wirkung eines Hochpassfilters mit einer Zeitkonstante von beispielsweise 200 ns. Bei einer Messfrequenz fo von 10 kHz erhält man eine Abweichung von einer linearen Interpolationsfunktion , die im Vergleich zur gewünschten Auflösung von Vm mm nicht vernachlässigbar ist. ,

Es ist möglich, die vorstehend beschriebene Schwierigkeit im wesentlichen zu beseitigen bei einer Anordnung, bei welcher die Skaleneinrichtung mit einem hochfrequenten Signal für die n Eingänge, das mit den n Phasen mit relativ niedriger Frequenz moduliert ist, versorgt wird. Nach der Modulation in einem Synchrondetektor, der durch das HF-Signal gesteuert ist, erhält man im Empfänger ein Signal, das aus einer Kombination der niederfrequenten Eingangsphasen besteht und das im Prinzip die gleiche Form aufweist, wie das in der Fig. 8 dargestellte Signal. Die hochfrequente Modulation bringt eine erhöhte Toleranz in bezug auf den widerstandsbehafteten Nebenschluss der Übertragungskapazität in der kapazitiven Skaleneinrichtung wegen der verringerten kapazitiven Übertragungsimpedanz. Ferner wird erreicht, dass ein widerstandsbehafteter Nebenschluss der Übertragungsimpedanz aufgrund von beispielsweise Verunreinigungen auf der Skala, die relative Gestalt der NF-Umhüllenden nicht beeinflusse wird, sondern lediglich ein linearer Abfall der Amplituden auftritt. Demzufolge wird der empfangene Messwert solange unbeeinträchtigt bleiben, bis der Lastwiderstand so gross wird, dass das ermittelte NF-Signal beträchtlich verringerte Amplituden aufweist.

In der Fig. 12 ist ein Ausführungsbespiel für das vorstehend beschriebene Signal gezeigt. Das niederfrequente Signal mit Rechteckwellenform wird multipliziert mit einem Hochfrequenzsignal, wobei ein HF-Signal mit einer konstanten Amplitude und einer Phase erzielt wird, die sich mit der NF-Modulation ändert.

Der Synchrondetektor kann eine Ausführungsform haben, wie sie in der Fig. 13 dargestellt ist. Das Eingangssignal wird wechselweise an den positiven und negativen Eingang eines Verstärkers gelegt, wozu ein Schalter verwendet wird, der durch das HF-Signal f() gesteuert wird. Dabei werden die schraffiert gezeichneten Teile des modulierten Signals in der Fig. 12 an den positiven

Eingang des Verstärkers gelegt, während die übrigen Teile des Signals an den negativen Eingang gelegt werden.

Im rechten Teil der Fig. 12 ist gezeigt, wie sich das Signal nach dem Durchlaufen durch das Hochpassfilter in Abhängigkeit von dem Lastwiderstand, welcher sich aus Verunreinigungen auf der Skala ergibt, verändert hat. Man kann feststellen, dass das Signal nach dem Durchlauf durch einen Demodulator, beispielsweise mit der Ausgestaltung der Fig. 13, im wesentlichen in Einklang ist mit dem niederfrequenten Signal fR, selbst wenn durch Verunreinigungen auf der Skala ein hoher Widerstand im Nebenschluss vorhanden ist.

In der Fig. 14 ist eine elektrische Einrichtung gezeigt, mit der die im vorstehenden beschriebene Multiplikation eines HF-Signals mit einem NF-Signal mit Rechteckwellenform durchgeführt werden kann. Eine Frequenzf0 mit beispielsweise 128 kHz, welche vom Oszillator 41 geliefert wird, wird in einem siebenstufigen binären Frequenzteiler auf 1 kHz heruntergeteilt. In einer Einrichtung 82 erfolgt eine weitere Division durch zwei und man erhält vier Rechteckwellen mit 500 Hz, die voneinander gleiche Phasenabstände aufweisen. Die vier Signale mit 500 Hz werden in einem Modulator 80 mit f0 kombiniert und ein Wandler 85 wird mit vier Signalen mit 128 kHz beliefert, welche die Phasen um 180° ändern in Abhängigkeit von der Polarität der entsprechenden 500 Hz-Signale.

Der Teil der Signale, welche durch den Wandler gekoppelt werden, werden in einem Verstärker 70 verstärkt. Anschliessend werden die Signale demoduliert und integriert in Einrichtungen, welche einen Widerstand 71, einen Schalter 72 und einen Integrator 73 aufweisen. Der Schalter 72 wird durch die demodulierte fo-Frequenz gesteuert. Das NF-Signal verbleibt für die Integration. Widerstände 74 und 75 im Integrator besitzen einen hohen Widerstandswert. Die sich in Verbindung mit Kondensatoren 76 bzw. 77 ergebende Zeitkonstante ist bedeutend höher als die Periode des NF-Signals. Das Ausgangssignal Um des Integrators ist eine Summe aus zwei Dreieckwellen mit einer Viertel-Periode Phasenunterschied und mit Amplituden, welche eine Funktion der Wandlerpositionen sind. Die Nulldurchgänge der zusammengesetzten Welle werden durch einen Komparator 79 festgestellt. Der Komparatorausgang K besitzt Rechteckwellenform mit einer bestimmten Phasenlage gegenüber der niederfrequenten Wandlereingangsmodulation, die eine Funktion der Wandlerposition ist. Die positiv verlaufenden Flanken der Rechteckwelle triggern eine Verriegelungseinrichtung 83, welche die Binärwerte der Frequenzteilerkette 81—82 zum entsprechenden Zeitpunkt verriegelt. Am Ausgang der Verriegelungseinrichtung 83 erscheint daher ein Binärwert, der die Lage des Wandlers innerhalb der Periode der Skala angibt.

Der Ausgang der Verriegelungseinrichtung wird in einer Rechnereinrichtung 84 ausgewertet und es lassen sich die folgenden Funktionen durchführen:

a) eine Korrektur für verbleibende Nichtlinearitäten in der Skaleninterpolationsfunktion: Phasenlage von K = f (Wandlerposition);

b) grobe Berechnung der Position, d.h. der Anzahl der Perioden auf der Skala, über welche der Wandler sich bewegt hat. Diese Information ist erhältlich an aufeinanderfolgenden Ausgängen der Verriegelungseinrichtung, wenn die Wandlerbewegung zwischen aufeinanderfolgenden K Perioden geringer ist als die Hälfte einer Periode des Elektrodenmusters auf dem Wandler;

c) Nullsetzen: Durch Betätigung eines Schalters 86 an der Rechnereinrichtung ermittelt diese den wirklichen Positionswert und errechnet aus diesem Wert die Wandlerbewegung;

d) Anpassung des Skalenfaktors für den Wandler für eine mm-oder inch-Ablesung;

e) Umwandlung des Messwertes in eine geeignete Form, durch welche eine Wiedergabeeinrichtung llOinBetrieb gesetztwer-den kann.

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Diese Funktionen lassen sich mit einem u-Computer, der für die gewünschten Operationen programmiert ist, durchführen. Die Erfindung lässt sich daher, beispielsweise bei einer digital anzeigenden Schublehre, verwenden, da eine kompakte Anordnung mit geringem Aufwand möglich ist.

In der Fig. 15 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel für die elektronische Einrichtung gezeigt. Diese führt in vorteilhafter Weise eine Komponentenzählung durch und eignet sich zur Integration in einigen wenigen monolithischen Schaltkreisen. Das Ausführungsbeispiel in der Fig. 15 ist dem in der Fig. 14 dargestellten ähnlich, soweit es sich um die Blöcke 41,70—83 handelt. Die Ausgänge B der Verriegelungseinrichtung 83 sind an eine Einrichtung 86 angeschlossen, welche Nichtlinearitäten in der Skalenfunktion berücksichtigt und ausgleicht. Man erhält einen Binärwert B*, der an die eine Seite eines Subtrahierers 87 gelegt wird. An die andere Seite des Subtrahierers werden die Ausgänge C eines binären Hin- und Rückwärtszählers 88 angeschlossen. Die Einrichtung 86 kann als Festwertspeicher (ROM) ausgebildet sein. Wenn die Werte der C-Ausgänge nicht gleich den Werten der B*-Ausgänge sind, ist eine Torschaltung 90 geöffnet und f„-Impulse werden an den Zähler 88 geliefert. Das am meisten kennzeichnende bit (MSB) des Ausgangs einer Einrichtung 87 wird als Signal (hin — rück) zur Steuerung der Zählrichtung des Zählers 88 in Abhängigkeit von der Bewegungsrichtung des Wandlers verwendet.

Wenn der Zählwert C gleich mit dem Wert B* ist, liefert eine Torschaltung 91 einen Ausgang mit hohem Pegel an die als NOR-Gatter ausgebildete Torschaltung 90, so dass diese für die fo-Impulse geschlossen wird und der Zähler 88 gestoppt wird.

Taktgeberimpulse f0, welche an den Zähler 88 geliefert werden, werden ebenfalls an eine Einrichtung 89 geliefert, welche eine geeignete Anzahl von Impulsen des Impulsverlaufs f0 beseitigt. Hieraus ergibt sich eine neue Impulskette fm, die geeignet ist, um die Skala mit einem mm- oder inch-Faktor zu beaufschlagen.

Eine Einrichtung 94 enthält einen BCD-Hin-/Rückzähler. Dieser wird durch den Takt der Impulskette fm gesteuert. Die Zählrichtung für diesen Zähler und den Zähler 88 wird somit durch das gleiche Signal gesteuert. Somit folgt der Zähler in der Einrichtung 94 der Bewegung des Wandlers 85, wobei der geeignete Skalenfaktor für INcH oder mm in Abhängigkeit von der Stellung eines Schalters 93 zur Anwendung kommt.

Die Einrichtung 95 ist eine Decoder/Treiberstufe zur Anpassung des BCD-Ausgangs der Einrichtung 94 und welcher geeignet ist zur Codierung und zum Betrieb einer Anzeigeeinrichtung 110. Eine Einrichtung 92 dient zur Ermittlung und Überwachung der Geschwindigkeit der Wandlerbewegung. Wenn diese Geschwindigkeit zu hoch ist, gibt die Einrichtung 92 ein Alarmsignal ab. Dieses wird in der Einrichtung 94 verriegelt und die Fehlermeldung wird auf der Wiedergabe Vorrichtung 110 angegeben.

Die Nullsetzung des Messsystems wird durch Betätigung eines Schalters 86 bewirkt, wodurch der Zähler und die Fehlerverriegelung in der Einrichtung 94 auf Null zurückgesetzt werden.

In der Fig. 16 ist ein Ausführungsbeispiel einer elektronischen Schaltung für eine digitale Schublehre gezeigt. Diese arbeitet nach den Prinzipien einer linearen Skalenfunktion wie im vorstehenden schon beschrieben und enthält eine kontinuierliche Integration des NF-Signals.

Der Oszillator 41 liefert ein Signal mit beispielsweise 200 kHz an den Frequenzteiler 81. Dieser teilt die Frequenz durch 200 und liefert an die Einrichtung 82 ein vierphasiges Ausgangssignal mit Rechteckwellenform mit 500 Hz. Im Modulator 80 werden die 5 vier NF-Phasen mit dem Signal, das 200 kHz aufweist, multipliziert. Der Wandler 85 wird mit den vier daraus resultierenden HF-Signalen beliefert. Der Ausgang des Wandlers 85 wird in der Einrichtung 70 verstärkt und im Demodulator 72 mit dem Signal mit 200 kHz multipliziert. Das sich daraus ergebende Signal wird io im Integrator 73 integriert. Die Nulldurchgänge des Integratorausgangssignals werden vom Komparator 79 ermittelt. Der Kom-paratorausgang K besitzt Rechteckwellenform mit einer bestimmten Phasenlage gegenüber den vier Phasen der NF-Signale der Einrichtung 82. Der Komparatorausgang stellt somit 15 eine Funktion der Wandlerposition dar.

Eine Einrichtung 106 ist als BCD-Zähler ausgebildet, der durch ein Taktsignal mit 200 kHz gesteuert wird. Der Zählzyklus weist 400 Impulse auf und läuft synchron mit der Teilerkette 81—82. Wenn der Schalter 86 geschlossen ist, wird der Zähler 106 20 durch ein Rückstellsignal aus der Einrichtung 111 auf null gesetzt. Das Rückstellsignal wird durch die Anstiegsflanke des K-Impulses getriggert. Eine Einrichtung 107 verriegelt den Ausgang des Zählers 106 für jede Anstiegsflanke der K-Impulse.

Der Ausgang der Verriegelungseinrichtung 107 gibt somit die 25 Position des Wandlers 85 innerhalb einer Skalenperiode bezüglich der Nullsetzung an. In einer Einrichtung 108 ermittelt ein logisches Netzwerk die Änderung des Ausgangswertes zweier kennzeichnender Bits der Verriegelungseinrichtung 107, welche einen 1 mm-Schritt der Wandlerbewegung jeweils angeben. 30 Wenn man voraussetzt, dass die Verschiebung pro K-Impuls niemals mehr als 1 mm beträgt, gibt die Einrichtung 108 richtige Taktimpulse und Richtungssignale für die Grobzählung des Zählers 109. Dies ergibt die mm-Zählung für die Wandlerbewegung an.

Die Ausgänge aus dem Zähler 109 für die Grobzählung und der Verriegelung 107 für die Feinmessung werden in der Decoder/Treiberstufe 95 in Signale umgewandelt, welche für die Anzeige in einer Wiedergabeeinrichtung 110 geeignet sind.

Die.im vorstehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung können bei einem Messgerät bzw. zur Messung linearer mechanischer Verschiebungen zur Anwendung kommen. Es ist j edoch auch möglich, die Skaleneinrichtung zur Messung von Winkellagen umzugestalten. In diesem Fall kann die Skala beispielsweise ein Band sein, da auf dem Aussenmantel eines Zylinders aufgebracht ist. Das Gleitstück befindet sich dann auf der Innenseite, beispielsweise eines weiteren konzen triscJb. anee-ordneten Zylinders. Eine Umgestaltung der geradlinig ausgebildeten Skala in eine kreisförmige Skala kann auch dadurch gewonnen werden, dass durch eine Transformationseinrichtung 50 für die Skala und das Gleitstück die linear sich erstreckenden Koordinaten X äquivalent zu Winkelkoordinaten sind. Die Skaleneinrichtung und das Gleitstück können dann in Form von zwei Scheiben vorliegen, die um eine gemeinsame Achse gegeneinander verdrehbar sind.

55 Durch Verwendung der elektronischen Einrichtung, beispielsweise der Fig. 9 und 11, ist es möglich, ein einfaches und billiges Messsystem ohne mechanische Belastung des zu messenden Objekts zu gewinnen. Das Messsystem vermag äusserst genaue Informationen über die Winkelposition in digitaler Form anzu-60 geben.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

1. Messvorrichtung zur Bestimmung der relativen Lage zweier zueinander beweglicherTeile, dadurch gekennzeichnet, dass an dem einen beweglichen Teil (22) merere Gruppen von n Versor- 5 gungselektroden (26,27,28) entlang der Messrichtung angeordnet sind, wobei n eine ganze Zahl und grösser als 2 ist, dass die n Versorgungselektroden einer jeden Gruppe an einen Oszillator (29 bzw. 41) angeschlossen sind, der n Signale liefert, so dass alle Versorgungselektroden nach einem zyklischen Muster mit Span- 10 nungen versorgt werden, dass der bewegliche Teil (22) ausserdem wenigstens eine Empfangselektrode (30 bzw. 31) aufweist, die an eine elektronische Signalaufbereitungseinrichtung (24) angeschlossen ist, dass eine Skaleneinrichtung (20) am andern beweglichen Teil ein Elektrodenmuster aufweist, das mehrere 15 gegeneinander elektrisch isolierte, jeweils zwei elektrisch miteinander verbundene Teile aufweisende Skalenelektroden besitzt, von denen der eine Teil eine Detektorelektrode (37 bzw. 40) und der andere Teil als Übertragungselektrode (39 bzw. 21) ausgebildet und in der Weise auf der Skaleneinrichtung angeordnet sind, 20 dass die Versorgungselektroden über die Detektorelektroden und die Empfangselektroden über die Übertragungselektroden bei der Bewegung der beweglichen Teile geführt werden und dass dabei die Empfangselektrode ein Signal abgibt, das von Signalen wenigstens zweier nebeneinander liegender Versorgungselektroden abgeleitet ist, wobei die Position des einen beweglichen Teiles gegenüber dem anderen Teil durch Bestimmung des Amplitudenverhältnisses der Signale in der elektronischen Auf-bereirungseinrichtung bestimmt ist.
2. Messvorrichtung nach Aspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (29 bzw. 41), welcher die n Signale erzeugt, n periodische Signale mit gleicher Amplitude und Frequenz erzeugt, die gegeneinander eine Phasenverschiebung aufweisen mit einer Dauer G = —einer Mittelwertsbildung unterzogen ist, n wobei P die Periode der Versorgungsspannung mit Rechteckwellenform ist und n die Anzahl der Phasen der vom n-Phasengene-rator erzeugten Versorgungsspannung und wobei die Phasenlage der Toröffnungszeit G gegenüber den Versorgungsspannungen variabel ist und die Position, an der das ermittelte Mittelwertssignal null wird, eine lineare Funktion der Position des Gleitstük-kes gegenüber der Skala innerhalb jeder Periode des Elektrodenmusters ist.

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von N

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, wobei- N eine ganze Zahl ist.

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3. Messvorrichtungnach Anspruch 1 oder2, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (29 bzw. 41), welcher die n Signale erzeugt, die Versorgungselektroden (26,27,28) mit einer Sinus-Spannung versorgt, dass die Versorgungselektroden eine rechtwinklige Gestalt aufweisen und dass die Detektorelektroden (37) sich jeweils senkrecht zur Messrichtung erstrecken und die Gestalt einer halbsinusförmigen Funktion (0—180°) aufweisen, wobei die Periodenlänge der Sinusfunktion gleich ist der Periode des Musters der Versorgungselektroden.
4. Messvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die sinusförmigen Spannungen durch einen digitalen Sinusgenerator erzeugt werden, der kombiniert ist mit einem Filter zur Erzeugung einer Sinuskomponente.
5. Messvorrichtungnach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass an die Versorgungselektroden eine Versorgungsspannung mit Rechteckwellenform gelegt ist, dass das von der Empfangselektrode gelieferte Signal abgeleitet ist von einer Mittelwertbestimmung während einer Zeitdauer der Länge G, wobei die erhaltene Spannung eine Funktion der Phasenlage der Zeitperiode gegenüber der an die Versorgungselektroden gelieferten Spannung und der Position des Gleitstückes gegenüber der Skala ist.
6. Messvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich net, dass die Versorgungselektroden im wesentlichen eine recht winklige Gestalt aufweisen und in Messrichtung aneinander gereiht sind, wobei die Ausdehnung einer jeden Elektrode in

Messrichtung gleich dem Abstand zwischen benachbarten Elek troden ist, dass die Detektorelektroden ebenfalls eine recht eckige Gestalt aufweisen und in Messrichtung Abmessungen besitzen, welche jeweils das dreifache der entsprechenden

Abmessung einer jeden Versorgungselektrode ist, dass das von der Empfangselektrode gelieferte Signal während einer Zeit

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