DE3438234C2 - - Google Patents
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- DE3438234C2 DE3438234C2 DE3438234A DE3438234A DE3438234C2 DE 3438234 C2 DE3438234 C2 DE 3438234C2 DE 3438234 A DE3438234 A DE 3438234A DE 3438234 A DE3438234 A DE 3438234A DE 3438234 C2 DE3438234 C2 DE 3438234C2
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- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
- G01D5/241—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes
- G01D5/2412—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying overlap
- G01D5/2415—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying overlap adapted for encoders
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- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein kapazitives Verschiebungs-
Meßinstrument, bei dem
eine Veränderung der elektrischen Kapazität zwischen Elektroden
aufgrund einer relativen Verschiebung zwischen zwei
gegeneinander beweglichen Teilen auf der Basis einer Phasenänderung
eines Detektorsignals ermittelt wird und eine
relative Verschiebung zwischen den beiden Teilen aus der
Änderung der Kapazität gemessen wird.
Als Meßinstrumente zur Bestimmung einer Länge oder dergleichen
eines Gegenstandes, einer Bewegungsgröße von gegeneinander
beweglichen Gegenständen, wie beispielsweise einer
Bewegungsgröße eines Meßelementes gegenüber einem Hauptkörper
oder einer Bewegungsgröße eines Gleitelementes an
einer Säule sind kapazitive Verschiebungs-Meßinstrumente
bekannt, bei denen ein Rahmen, der eine Hauptskala hält,
am einen Teil und ein Detektor, der eine Indexskala einschließt,
am anderen Teil befestigt wird, und ein relativer
Verschiebungswert wird beispielsweise nach einem elektrostatischen
Verfahren abgelesen.
Ein solches kapazitives Verschiebungs-Meßinstrument,
bei dem eine Veränderung der elektrischen
Kapazität zwischen den Elektroden aufgrund einer
relativen Verschiebung zwischen zwei gegeneinander beweglichen
Teilen auf der Basis einer Phasenänderung eines Detektorsignals
gemessen wird und eine relative Verschiebung
zwischen den beiden Teilen aus der Kapazitätsänderung ermittelt
wird, ist beispielsweise in der US-PS 30 68 467 beschrieben.
Es verwendet zwei Sätze sinuswellenartig
gestalteter Elektroden, deren vordere Endbereiche
zu komplementären Sinuswellenmustern gestaltet sind.
Gemäß dieser Druckschrift ist es notwendig,
daß wenigstens zwei Sätze von sinuswellenförmig gestalteten
Elektroden an zwei relativ zueinander beweglichen
Teilen in Breitenrichtung befestigt sind, und vier Sätze
sinuswellenförmiger Elektroden sollten bei der einen Ausführungsform
vorgesehen sein. Dies ist speziell unbrauchbar
für ein Verschiebungs-Meßinstrument kleiner Abmessungen.
In der DE-OS 28 53 142 ist ein Instrument vorgeschlagen
worden, bei dem nur ein Satz von Platten an zwei gegeneinander
beweglichen Bauteilen in Breitenrichtung angeordnet
sind. In diesem Fall wird jedoch ein mehrphasiger Oszillator
mit drei oder mehr Phasen benötigt, und wenn der
Vorgang digital durchgeführt wird, dann wird die Schaltkreisanordnung
weiterhin sehr kompliziert, was nachteilig
ist.
Aus der US-PS 32 19 920 ist ein kapazitives Verschiebungs-
Meßinstrument bekannt, das zwei einander gegenüberstehende
Elektroden aufweist, deren einander gegenüberstehende Ränder
zueinander komplementär sinusförmig gestaltet sind unter
Ausbildung eines Spaltes. Diese Elektroden sind von zwei
Generatoren zueinander gegenphasig erregt. Über ihnen liegen
verschiebbare Elektroden, die jeweils an elektrische
Verstärker angeschlosssen sind, die auf ein gemeinsames
Phasenschiebernetzwerk arbeiten. Die Ausgangsspannung
desselben ist ein Maß für die Verschiebung der
verschiebbaren Elektroden gegenüber den sinuswellenförmig
gestalteten Elektroden. Aufgrund der analogen
Signalverarbeitung sind der Meßgenauigkeit Grenzen gesetzt.
Die vorliegende Erfindung ist zu dem Zweck geschaffen worden,
ein kapazitives Verschiebungs-
Meßinstrument zu schaffen, bei dem nur ein Satz von in
einer durchgehenden Welle gestalteten Elektroden auf zwei
gegeneinander beweglichen Teilen in Breitenrichtung vorgesehen
ist, kein Mehrphasengenerator benötigt wird und der
digitale Vorgang mit einem einfachen Schaltkreis ausgeführt
werden kann, so daß das Meßinstrument in seiner Größe
klein gehalten werden kann.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene
Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung
sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird nur ein Satz von in
einer durchgehenden Welle gestalteten Elektroden auf zwei
gegeneinander beweglichen Bauteilen benötigt und es ist
kein Mehrphasenoszillator notwendig, die digitale Auswertung
kann mittels eines einfachen Schaltkreises erfolgen,
so daß das Meßinstrument in seiner Größe kompakt gehalten
werden kann.
Eine spezielle Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
ist so getroffen, daß die Frequenz des von dem Rechteckwellengenerator
erzeugten Rechteckwellensignals hochfrequent
in der Größenordnung zwischen 1 und 50 MHz ist, wodurch die
kapazitive Reaktanz minimal werden kann.
Eine weitere spezielle Ausführungsform der Erfindung besteht
darin, daß die als durchgehende Welle gestalteten
Elektroden voneinander getrennt und isoliert in der Bewegungsrichtung
sind, wodurch das Meßinstrument gegenüber
den Einflüssen äußerer Störungen nicht so empfindlich ist.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung besteht darin,
daß die vorderen Endbereiche der als durchgehende Welle
gestalteten Elektroden ein komplemantäres Sinuswellenmuster
aufweisen, so daß amplitudenmodulierte Signale, die
sehr einfach demoduliert werden, erhältlich sind.
Weitere spezielle Ausführungsformen der Erfindung gehen aus
den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung hervor.
Der genaue Aufbau einer Ausführungsform der Erfindung und ihre Vorteile sollen
nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert
werden. Es zeigt
Fig. 1 eine Draufsicht auf die Anordnung der Elektroden
auf der Skala bei einer ersten Ausführungsform
des kapazitiven Meßinstruments zur Ermittlung
linearer Verschiebungen, bei welchem die Erfindung
angewendet ist,
Fig. 2 eine Draufsicht auf die Anordnung der Elektroden
auf dem Schlitten der ersten Ausführungsform,
Fig. 3 ein Blockdiagramm des elektronischen Schaltkreises
der ersten Ausführungsform,
Fig. 4 den Verlauf von Wellenformen der Signale in den
entsprechenden Abschnitten des elektrischen
Schaltkreises der ersten Ausführungsform und
Fig. 5 eine Draufsicht auf die wesentlichen Bereiche
der Anordnung der Elektroden auf dem Schlitten
bei einer zweiten Ausführungsform eines kapazitiven
Meßinstrumentes zur Ermittlung linearer
Verschiebungen, bei welchem die Erfindung angewendet
ist.
Eine detaillierte Beschreibung eines kapazitiven Meßinstruments
zur Ermittlung linearer Verschiebungen wird nachfolgend
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen gegeben.
Fig. 1 zeigt eine Konfiguration der Elektroden auf einer
Skala oder einem Stator bei der ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung, und Fig. 2 zeigt die Konfiguration
der Elektroden auf dem Schlitten, der sich gegenüber der
Skala in Längsrichtung der Skala bewegt, wobei die Elektroden
einen vorbestimmten Abstand von der Skala haben.
Die Elektroden, die teilweise in Fig. 1 gezeigt sind, bestehen aus
zwei Reihen von sinuswellenförmig gestalteten Elektroden
1-7 und 8-14, die in der Bewegungsrichtung des
Schlittens angeordnet sind und deren vordere Endbereiche
in komplementäre Sinuswellenmuster einer Wellenlänge P
gestaltet sind und voneinander durch einen Isolierbereich
17 getrennt und gegeneinander isoliert in Bewegungsrichtung
des Schlittens angeordnet sind. In Fig. 1 besteht
die obere Reihe aus sinuswellenförmigen Elektroden 1-7 und
die untere Reihe aus sinuswellenförmig gestalteten Elektroden
8-14. Fig. 1 zeigt nur einen kurzen Ausschnitt des Stators,
das Sinuswellenmuster der Elektroden 1-7 bzw. 8-14
wiederholt sich über die Gesamtlänge des Stators mehrmals.
Andererseits zeigt Fig. 2, daß auf dem Schlitten zwei relativ
große Sendeelektroden 20 und 21 angeordnet sind, die
den Basisbereichen der zwei Reihen der sinuswellenförmig
gestalteten Elektroden 1-7 und 8-14 gegenüberstehen, und
relativ schmale Empfangselektroden 22-53, die in Mehrfachzahl
(32 bei der vorliegenden Ausführungsform) in der Bewegungsrichtung
des Schlittens und gegenüber den vorderen
Endbereichen der vorgenannten zwei Reihen sinuswellenförmiger
Elektroden 1-7 und 8-14 angeordnet sind. Der
Schlitten wird auf der Skala in der normalen Art während der
Messung verschoben, und die Elektroden des
Schlittens stehen in sehr kleinem Abstand von beispielsweise
0,1 mm den Elektroden der Skala gegenüber. Um das Verhältnis
zwischen den Elektroden des Schlittens und den Elektroden
der Skala zu verdeutlichen, ist der Isolationsbereich 17
in Fig. 2 mit gebrochenen Linien dargestellt. Zur Messung
ist der Schlitten gegenüber der Skala in einer
Richtung beweglich, die durch den Pfeil A angedeutet ist.
Wie Fig. 2 zeigt, enthalten die Empfangselektroden 22-53 aktive
Empfangselektroden 30-45 im mittleren Bereich, die
mit einem elektronischen Schaltkreis verbunden sind, der
für die Bestimmung der Lage des Schlittens relativ zur
Skala benutzt wird, und inaktive Empfangselektroden 22-29
und 46-53 an den einander entgegengesetzten Endbereichen
der Empfangselektroden in der Bewegungsrichtung des
Schlittens, die nicht mit dem externen Schaltkreis verbunden
sind, jedoch nützlich sind, um die Grenzbedingungen
festzulegen. Diese inaktiven Empfangselektroden 22-29 und
46-53 können auch weggelassen werden, in diesem Falle nimmt
jedoch die Meßgenauigkeit leicht ab.
Bei dieser Ausführungsform sind mit den aktiven Empfangselektroden
30-45 insgesamt 16 Elektroden in Benutzung.
Die Zahl N dieser aktiven Empfangselektroden ist jedoch
nicht begrenzt, soweit N nur wenigstens 2 ist. In der Praxis
ist die Obergrenze der Zahl N jedoch möglicherweise
um 100. Zu Fig. 2 sei hervorgehoben, daß die Länge der von
den aktiven Empfangselektroden 30-45 bedeckten Skala gleich
der Wellenlänge P des Sinuswellenmusters der Elektroden
ist (siehe Fig. 1). Die Länge braucht nicht notwendig
gleich der Wellenlänge P zu sein, doch wenn die Länge der
aktiven Empfangselektroden gleich der Wellenlänge P oder
einem ganzzahligen Vielfachen von P ist, dann kann das Meßinstrument
die beste Leistung erbringen.
Fig. 3 zeigt einen elektronischen Schaltkreis zum Bestimmen
der Position des Schlittens und die Verbindung zwischen
dem Schlitten und den Elektroden. Die Sendeelektroden 20
und 21 sind mit zwei Ausgangsanschlüssen eines Rechteckwellengenerators
60 verbunden. Zur Vereinfachung ist die
Sendeelektrode 20 als Erdung für den Schaltkreis ausgeführt.
Zur weiteren Vereinfachung der Zeichnung zeigt
Fig. 3 eine des wirklichen Schaltkreises in zweierlei Hinsicht.
In bezug auf die aktiven Empfangselektroden 30-45
werden nur die ersten acht aktiven Empfangselektroden
30-37 ausführlich dargestellt. In gleicher Weise wie die
ersten acht sind die anderen acht aktiven Empfangselektroden
38-45 durch acht Signalleitungen 63, wie Fig. 3
zeigt, angeschlossen. Anstatt weiterhin die entsprechenden
sinuswellenförmigen Elektroden der Skala zu
zeigen, werden in Fig. 3 alle sinuswellenförmigen Elektroden
1-7 in der oberen Reihe als eine einzige Elektrode
mit dem Bezugszeichen 64 dargestellt. In gleicher Weise
werden die sinuswellenförmigen Elektroden 8-14 in der
unteren Reihe der Skala als eine einzige Elektrode mit dem
Bezugszeichen 65 bezeichnet. Wie aus der Analyse des
Schaltkreises hervorgeht, haben alle Skalenelektroden in
den entsprechenden Reihen, die unterhalb des Schlittens
liegen, im wesentlichen übereinstimmende Potentiale. Die
Darstellung der Elektroden in jeder Reihe als miteinander
verbunden, wie in Fig. 3 ausgeführt, ist daher elektrisch
äquivalent dem wirklichen Meßinstrument, bei dem die
Elektroden einer Reihe von denen der anderen Reihe getrennt
und isoliert sind.
Unter Beachtung der oben beschriebenen Vereinfachung sind,
wie in Fig. 3 gezeigt, sechzehn aktive Empfangselektroden
30-45 mit den Eingangsanschlüssen eines Multiplexers 66
verbunden, der entsprechend sechzehn Kanäle aufweist. Die
Wirkung des Multiplexers 66 ist theoretisch mit gestrichelten
Linien in Fig. 3 angedeutet. Ein Adresseneingang
des Multiplexers 66, bestehend aus Signalleitungen 67, ist
mit einem Zählregister eines 4-Bit-Binärzählers 68 verbunden.
Die Betrachtung der relativen Elektrodenbereiche, die in
Fig. 2 dargestellt sind, ergibt, daß ein Kondensator, der
von der Sendelektrode 21 und der oberen Reihe der sinuswellenförmigen
Elektroden 1-7 gebildet ist, eine relativ
große Kapazität im Vergleich zu jener zwischen einer
einzelnen Empfangselektrode und jeder Reihe der Skalenelektroden
hat. Dieser Kondensator, der von der Sendeelektrode
21 und der oberen Reihe der sinuswellenförmigen Elektroden
1-7 gebildet wird, ist in Fig. 3 mit dem Bezugszeichen 69
bezeichnet. In gleicher Weise ist in Fig. 3 der Kondensator,
der von der Sendeelektrode 20 und der unteren Reihe
der sinuswellenförmigen Elektroden 8-14 gebildet wird, mit
dem Bezugszeichen 70 bezeichnet. Dieser Kondensator hat
ebenfalls eine relativ große Kapazität. Der Kondensator,
der von den aktiven Empfangselektroden und den Skalenelektroden
gebildet wird, ist in Fig. 3 als veränderliche
Kondensatoren dargestellt. Tatsächlich ändert sich die Kapazität
eines jeden dieser Kondensatoren, wenn der Schlitten
gegenüber der Skala verschoben wird.
Unter Beachtung, daß die Kapazität der Kondensatoren 69 und
70 relativ groß ist, kann man aus dem Kreis nach Fig. 3 sehen,
daß jede aktive Empfangselektrode die Ausgangselektrode
eines kapazitiven Spannungsteilers ist, und daß die
Spannung an jeder dieser Elektroden ein gewisser Bruchteil
der Spannung ist, die von dem Rechteckwellengenerator 60
erzeugt wird. Wenn der Schlitten wie in Fig. 2 dargestellt
positioniert wird, dann ist dieser Bruchteil für die Elektroden
36, 37 und 38 ziemlich klein, und er ist ziemlich
groß (d. h. nahezu gleich 1,0) für die Elektroden 30, 31,
44 und 45. Für die Elektroden 33 und 41 ist der Bruchteil
ungefähr 0,5.
Die Frequenz des Rechteckwellengenerators 60 ist vorzugsweise
ziemlich hoch (z. B. 1 bis 50 MHz), um die kapazitive
Reaktanz zu minimisieren. Fig. 3 zeigt, daß ein Frequenzteiler
71 dazu verwendet wird, eine Taktfrequenz zu erzeugen,
die für den Zähler 68 geeignet ist. Diese Taktfrequenz
bestimmt die Zyklen pro Meßvorgang und, um die Messung
mit hoher Genauigkeit durchzuführen, ist eine ziemlich
niedrige Frequenz wünschenswert. Damit jedoch der
Schaltkreis auf die erwartete maximale Schlittengeschwindigkeit
richtig ansprechen kann, muß die Frequenz ausreichend
hoch sein. Als Folge davon würde eine geeignete Taktfrequenz
wahrscheinlich zwischen 10 und 100 kHz liegen. Es wird
daher ein Frequenzteilverhältnis C im Frequenzteiler 71 in
geeigneter Größe gewählt, um dem Zähler 68 die benötigte
Taktfrequenz zur Verfügung zu stellen.
Der Ausgang des Multiplexers 66 an der Signalleitung 72 ist
ein amplitudenmoduliertes Rechteckwellensignal. Eine Trägerfrequenz
in diesem amplitudenmodulierten Signal ist
gleich der Frequenz des Rechteckwellengenerators 60. Weiterhin
wird die Modulationsfrequenz gleich der Taktfrequenz
(auf der Signalleitung 73) geteilt durch 16 sein.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 und zusätzlich auf Fig. 3 sieht
man, daß die Phase der Modulation gegenüber der Phase des
signifikantesten Bitausgangs (MSB) des Zählers 68 von der
Position des Schlittens auf der Skala abhängt. Der Schaltkreis
nach Fig. 3 ist so gestaltet, daß er diese Phasendifferenz
Φ mißt und daher die Position des Schlittens gegenüber
der Skala ermittelt.
Ein amplitudenmoduliertes Signal auf der Signalleitung 72
wird von einem Verstärker 74 verstärkt und das resultierende
Ausgangssignal des Verstärkers 74 wird von einem
Wellendetektor aufgenommen, der aus einer Diode 72, einem
Widerstand 76 und einem Kondensator 77 besteht. Das detektierte
Modulationssignal wird auf der Signalleitung 78 gefunden,
dieses Signal hat jedoch einen Gleichspannungsversatz.
Ein Hochpaßfilter, bestehend aus einem Kondensator 79
und einem Widerstand 80, beseitigt den Gleichspannungsversatz
und hinterläßt ein nullsymmetrisches Modulationssignal
auf der Signalleitung 81. Verschiedene Schaltkreise
zur Demodulation sind bekannt und könnten eingesetzt werden.
Beispielsweise kann anstelle der Diode 75, der Widerstände
76 und 80 und der Kondensatoren 77 und 79, die in
Fig. 3 verwendet werden, ein Synchrondemodulator eingesetzt
werden. Der Vorteil eines Synchrondemodulators besteht
darin, daß er sehr einfach in integrierter Schaltkreistechnik
unter Verwendung der kleinsten Zahl von Kondensatoren
hergestellt werden kann. Die Kondensatoren 77
und 79 in Fig. 3 müssen relativ große Kapazität aufweisen,
und es wäre daher schwierig, sie in integrierter Schaltkreistechnik
auszuführen.
Zurückkommend auf Fig. 3 sei erläutert, daß das demodulierte
Signal auf der Signalleitung 81 dem einen Eingang IN1
der Eingangsanschlüsse eines Phasendetektors 82 zugeführt
wird. Ein Eingangssignal am anderen Eingang IN2 der Eingangsanschlüsse
des Phasendetektors 82 ist ein Signal vom
signifikantesten Bit-Ausgang des Zählers 68. Der Ausgang
des Phasendetektors 82 auf der Signalleitung 83 hat daher
eine Spannung, die proportional zur Phase Φ des demodulierten
Signals gegenüber der Phase des signifikantesten Bits
des Zählers 68 ist und daher die Position des Schlittens
auf der Skala anzeigt.
Anstelle des Phasendetektors 82 mit analogem Ausgang, wie
in Fig. 3 dargestellt, kann auch ein Phasendetektor mit digitalem
Ausgang verwendet werden. Es ist notwendig, daß der
Phasendetektor 82 in der Lage ist, eine Phasenmessung über
einen Bereich von mehreren 360° durchzuführen. Dieses Merkmal
erlaubt es dem Meßinstrument, eine genaue und eindeutige
Messung von Distanzen, die mehreren Wellenlängen
P des Sinuswellenmusters entsprechen, auszuführen. Die Phasendetektoren,
die in der Lage sind, mehr als 360° zu messen,
haben typischerweise die Möglichkeit für eine Rücksetzung.
In Fig. 3 ist der Rücksetzeingang des Phasendetektors 82
als Signalleitung 84 dargestellt.
Fig. 4 zeigt Beispiele von Wellenformen der Signale in den
entsprechenden Bereichen der ersten Ausführungsform.
Es ist wünschenswert, daß die Kapazitäten zwischen den aktiven
Empfangselektroden 30-45 und den Skalenelektroden so
groß, wie es praktisch möglich ist, sind, um das Signal-/
Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals maximal zu machen.
Es ist weiterhin wünschenswert, die Wellenlänge P
des Sinuswellenmusters so klein wie möglich zu machen, bis
die Grenzen der Photolithographietechnik erreicht sind, um
ein hohes Auflösungsvermögen zu erreichen. Unglücklicherweise
nehmen mit der Wellenlänge P auch die Kapazitäten der
aktiven Elektroden ab, die jedoch so groß wie möglich sein
sollten. Diese gegensätzlichen Forderungen lassen sich erfüllen,
wenn man das Schema nach der zweiten Ausführungsform
verwendet, das in Fig. 5 dargestellt ist.
Eine verbesserte Anordnung für die Empfangselektroden ist
in Fig. 5 dargestellt. Jede aktive Empfangselektrode ist
mit einer Anzahl (in dieser zweiten Ausführungsform mit
drei) ähnlichen Empfangselektroden verbunden, die jeweils
eine Distanz P voneinander aufweisen. Beispielsweise sind
die zusätzlichen Elektroden, die mit der aktiven Empfangselektrode
30 verbunden sind, mit 30′, 30′′ und 30′′′ in
Fig. 5 bezeichnet. Zusätzliche Elektroden, die mit der aktiven
Empfangselektrode 31 verbunden sind, sind mit 31′,
31′′ und 31′′′ in Fig. 5 bezeichnet usw. Um eine Unübersichtlichkeit
in der Zeichnung zu vermeiden, sind in Fig. 5
drei Punkte (. . .) verwendet, um die Fortsetzung des sich
wiederholenden Musters der aktiven Empfangselektroden oder
Leiter darzustellen.
Es sei betont, daß die Technik nach Fig. 5 auf jede Zahl
von aktiven Empfangselektroden jedes Satzes ausgedehnt werden
kann. Beispielsweise würden sechs aktive Empfangselektroden
pro Satz zur Folge haben, daß die aktive Empfangselektrode
30 mit den aktiven Empfangselektroden 30′, 30′′,
30′′′, 30′′′′ und 30′′′′′ verbunden wäre.
Ein weiterer Vorteil dieser zweiten Ausführungsform besteht
darin, daß die Kapazität von mehreren Wellenzügen
sich addiert, wodurch Fehler in den Abmessungen der aktiven
Empfangselektroden und dergleichen unterdrückt werden,
wodurch die Meßgenauigkeit vergrößert wird.
Ein weiterer Vorteil dieser zweiten Ausführungsform betrifft
die inaktiven Empfangselektroden 22-29 und
46-53 (siehe Fig. 2). Es sei hervorgehoben, daß diese inaktiven
Empfangselektroden einen relativ großen Anteil (um
25%) des Gesamtflächenbereiches aller Schlittenelektroden
einnehmen. Andererseits kann die Anordnung nach Fig. 5 diesen
Anteil auf einen vernachlässigbaren Wert (ungefähr 8%
in Fig. 5) verringert werden. Die Verkleinerung der Fläche
der inaktiven Elektroden ist erwünscht, weil die Gesamtgröße
der Schlittenanordnung dadurch verringert werden
kann. Eine Verkleinerung der Schlittenfläche ist speziell
bedeutsam, wenn das Meßinstrument als ein in der Hand zu
haltendes Gerät verwendet werden soll. Wegen des Maßstabes
der Zeichnung nach Fig. 5 war es notwendig, die inaktiven
Elektroden 47-53 in Fig. 5 nicht darzustellen.
Bei all den oben beschriebenen Ausführungsformen sind
durchgehend wellenförmig gestaltete Elektroden verwendet,
bei denen die Wellen Sinusgestalt haben. Die Wellenform
dieses durchgehenden Musters ist jedoch nicht auf die Sinuswelle
beschränkt, andere Wellenformen, wie beispielsweise
Dreieckswellen, können ebenfalls eingesetzt werden.
Bei allen oben beschriebenen Ausführungsformen ist die Erfindung
unter Bezugnahme auf die Messung linearer Verschiebungen
dargestellt. Das Einsatzgebiet der vorliegenden Erfindung
ist jedoch nicht notwendigerweise hierauf beschränkt,
und es ist klar, daß die vorliegende Erfindung
auch zur Messung von Drehwinkeln und für Winkelkodierer
verwendet werden kann.
Claims (14)
1. Kapazitives Verschiebungs-Meßinstrument, bei dem eine
Änderung der elektrischen Kapazität zwischen Elektroden
aufgrund einer relativen Verschiebung zwischen zwei gegeneinander
beweglichen Teilen auf der Basis einer Phasenänderung
eines Detektorsignals ermittelt und eine relative
Verschiebung zwischen den beiden Teilen aus der Kapazitätsänderung
gemessen wird,
wobei das Meßinstrument enthält:
- a) einen Rechteckwellengenerator (60) zum Erzeugen von Rechteckwellensignalen;
- b) zwei Sendeelektroden (20, 21) auf einem der beiden gegeneinander beweglichen Teile, die in Bewegungsrichtung angeordnet sind und die mit dem Rechteckwellengenerator (60) verbunden sind und Rechteckwellen mit zueinander invertierter Phase empfangen;
- c) zwei eine durchgehende Wellenform aufweisende und auf dem unteren der zueinander beweglichen Teile in Bewegungsrichtung angeordnete Reihen von Elektroden (1-7, 8-14), wobei die Basisabschnitte der Elektroden den zwei Sendeelektroden (20, 21) gegenüberstehen und die vorderen Endbereiche der Elektroden ein zueinander komplementäres, durchgehendes Wellenmuster aufweisen;
- d) aktive Empfangselektroden (30-45), die in mehrfacher Zahl auf dem ersten Teil in Bewegungsrichtung angeordnet sind und den vorderen Endbereichen der das Wellenmuster aufweisender Elektroden (1-7, 8-14) gegenüberstehen;
- e) einen Multiplexer (66) zum sukzessiven Aufnehmen der Ausgänge der aktiven Empfangselektroden (30-45);
- f) einen Demodulator (75, 76, 77) zum Verarbeiten der vom Multiplexer (66) abgegebenen amplitudenmodulierten Rechteckwellensignale, um dadurch demodulierte Signale entsprechend der Amplitudenmodulation zu erhalten, und
- g) einen Phasendetektor (82) zum Ermitteln einer Phasenänderung in den vom Demodulator (75, 76, 77) abgegebenen demodulierten Signalen.
2. Meßinstrument nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das vom Rechteckwellengenerator (60)
abgegebene Rechteckwellensignal eine Frequenz zwischen 1
und 50 MHz aufweist.
3. Meßinstrument nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Elektroden (1-7, 8-14)
durchgehenden Wellenmusters in Bewegungsrichtung voneinander
getrennt und isoliert sind.
4. Meßinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die vorderen Endbereiche
der Elektroden (1-7, 8-14) durchgehenden Wellenmusters
zueinander komplementäre Sinuswellenform aufweisen.
5. Meßinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß
inaktive
Empfangselektroden (22-29, 46-53) vorgesehen sind, die auf dem ersten Teil an den
einander gegenüberstehenden Endbereichen in Bewegungsrichtung
gesehen angeordnet sind und nicht mit dem Multiplexer
(66) verbunden sind.
6. Meßinstrument nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Mehrzahl von Sätzen aktiver
Empfangselektroden (30-45) vorgesehen sind.
7. Meßinstrument nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Satz aktiver Empfangselektroden
(30-45) 2 bis 100 Elektroden aufweist.
8. Meßinstrument nach Anspruch 6 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Länge eines Satzes
aktiver Empfangselektroden (30-45) gleich der Wellenlänge
(P) des durchgehenden Wellenmusters oder einem ganzen
Vielfachen davon ist.
9. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltfrequenz
des Multiplexers (66) zwischen 10 und 100 kHz
liegt.
10. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Umschaltfrequenzsignal
für den Multiplexer (66) durch Frequenzteilung
des Rechteckwellensignals erzeugt wird, das von dem
Rechteckwellengenerator (60) abgegeben wird.
11. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator
einen Wellendetektor (75, 76, 77) zum Detektieren der amplitudenmodulierten
Rechteckwellensignale, die vom Multiplexer
(66) abgegeben werden, enthält, und weiterhin ein Hochpaßfilter
(79, 80) aufweist, um die Gleichspannungsversatz-
Komponente zu entfernen.
12. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator
einen Synchrondemodulator zum Extrahieren einer Amplitudenmodulationskomponente
aus dem amplitudenmodulierten
Rechteckwellensignal aufweist, das vom Multiplexer (66) abgegeben
wird.
13. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor
(82) eine Phasendifferenz zwischen den demodulierten
Signalen, die von dem Demodulator (75, 76, 77) abgegeben
werden, und Abtaststeuersignalen des Multiplexers (66)
ermittelt.
14. Meßinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor
(82) Phasenänderungen über 360° ermitteln
kann.
Applications Claiming Priority (1)
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