DE2127283A1 - Verfahren und Einrichtung zur Messung der Frequenz von elektrischen Signalen - Google Patents

Description

Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., Baden (Schweiz)

Verfahren und Einrichtung zur Messung der Frequenz von elektrischen Signalen

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Messung der Frequenz von einen bestimmten, einstellbaren Pegel überschreitenden elektrischen Signa]en mit insbesondere statistisch schwankenden Signalamplituden. Die Erfindung bezieht sich ferner auf eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens.

Verfahren und Einrichtungen der genannten Art finden hauptsächlich dort Anwendung, wo die Frequenz von elektrischen Signalen ermittelt v/erden soll, das eigentliche Nutzsignal jedoch mit erheblichen Amplitudenschwankungen behaftet ist. Die Schwankungen können systembedingt oder beispielsweise durch Störungen hervorgerufen sein.

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Insbesondere werden solche Messverfahren und Einrichtungen in Radar-Doppler-Systemen benötigt. Dies sei anhand einer Laser-Doppler-Strömungssonde nachstehend erläutert.

Auf den zu untersuchenden Bereich eines StrömungsfeJdes, in dem sieh streuende Teilchen befinden, wird das Lichtbündel eines Dauerstrich-Lasers fokussiert. Durch die sich bewegenden Teilchen des Strömungsfeldes erleidet das gestreute Laser-Lichtbündel eine Doppier-Frequenzverschiebung, die ein Mass für die Geschwindigkeit der streuenden Teilchen und damit für die Strömungsgeschwindigkeit darstellt. Zur Messung dieser Frequenzversehiebundj werden das nicht gestreute Lichtbündel und ein geeignet gewähltes Streulichtbündel über optische Mittel, z.B. Spiegel, Linsen etc., gemeinsam auf einen Lichtdetektor, beispielsweise Photovervielfacher, fokussiert, wodurch sich ein Differenz-Mischsignal (Heterodyn-Signal) kleiner und damit elektronisch verarbeitbarer Frequenz ergibt. Die Frequenz des Heterodyn-Signals liegt, Je nach Strömungsgeschwindigkeit, im kHz bis MHz-Bereieh. Nähere Einzelheiten und Äusführungsbeispiele von Laser-Doppler-Strömungssonden sind beispielsweise in IEEE J. of Quantum Electronics I966, 26O - 266, beschrieben.

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Zur Verarbeitung der Heterodyn-Signale werden im allgemeinen Frequerizanalysatoren verwendet (a.o.O.). Diese versagen jedoch dann, wenn die Heterodyn-Signale starken Schwankungen unterworfen sind, was in der Praxis die Regel ist. Auch kann die Messung durch den Heterodyn-Signalen überlagerte Störungen verfälscht v/erden.

Eine weitere Tatsache macht den Einsatz herkömmlicher Frequenzanalysatoren unmöglich:

Es wurde gefunden, dass durch Amplituden-Diskrimination der Heterodyn-Signale eine beträchtliche Verkleinerung des an sich durch das Fokussierungsvolumen des einfallenden Laser-Lichtbündels gegebene Messvolumen erreicht werden kann. Durch diese Amplituden-Diskriminierung kann jlaso der Fall eintreten, dass die aufbereiteten Heterodyn-Signale nicht mehr kontinierlich, sondern paketweise am Eingang der Messeinrichtung anfallen und auf diese Weise nicht mehr mit konventionellen Frequenzmesseinrichtungen verarbeitet werden können.

Um die genannten Schwierigkeiten zu beheben, wurde vorgeschlagen (schweiz. Patentgesuch Nr. Ik 244/70 = dt. Patentanmeldung P 20 51 ^2·5), die Frequenz der Heterodyn-Signale auf dem Umweg über deren Periodendauer zu messen. Dabei werden aus dem Eingangssignal ein Zeit-

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markensignal, das die Anzahl der Perioden des Eingangssignals, die einen bestimmten, einstellbaren Pegel, den Diskriminationspegel, überschritten haben, angibt', sowie ein Steuersignal, das die Gesamtdauer dieser Perioden beinhaltet, abgeleitet. Beide Signale werden analog weiterverarbeitet, in dem aus dem Zeitmarkensignal eine seiner Periodendauer proportionale Gleichspannung gewonnen wird, welche anschliessend in eine zur Frequenz des Heterodyn-Signals proportionale Spannung umgerechnet wird. Das Steuersignal hat dabei die Aufgabe, die Messwertverarbeitung dann zu unterbrechen, wenn das Eingangssignal bzw. die aus ihm abgeleiteten Grossen bestimmten Bedingungen nicht mehr genügen.

Die vorgeschlagene Messviertverarbeitung ist jedoch sehr aufwendig und nur von begrenzter Genauigkeit.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Messung von Frequenzen, bzw. von frequenzproportionalen Grossen anzugeben,, das die Nachteile bekannter bzw. vorgeschlagener Verfahren nicht aufweist, bzw. sie erst ermöglicht. Eine zweite Aufgabe der Erfindung ist es, eine zur Durchführung des.Verfahrens geeignete Einrichtung vorzuschlagen, die sich durch einfachen Aufbau bei hoher Genauigkeit auszeichnet.

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Der Lösung dieser Aufgaben liegen dabei folgende Ueberlegungen zugrunde:

Herkömmliche Frequenzmesseinrichtungen wie beispielsweise Frequenzzähler, eignen sich aus naheliegenden Gründen nicht zur Messung der Frequenzen von elektrischen Signalen, wenn diese Signale in Form von relativ kurzen, durch Impulspausen von der Dauer mehrerer Perioden getrennten Impulsfolgen anfallen, da derartige Frequenzzähler mit fest einstellbaren Zeitbasen arbeiten. Führt man ihnen jedoch erfindungsgemäss ein Zeitbasissignal zu, das die Pausen zwischen den einzelnen Impulsfolgen berücksichtigt, so sind sie in der Lage, Signale der eingangs genannten Art bezüglich deren Frequenz zu vermessen.

Demgemäss ist das Verfahren zur Messung der Frequenz von einen bestimmten, einstellbaren Pegel überschreitenden elektrischen Signalen mit insbesondere statisch schwankenden Signalamplituden dadurch gekennzeichnet, dass erfindungsgemäss bei einem Nulldurchgang des Eingangssignals, wenn diese in der dem Nulldurchgang vorangegangenen Halbperiode des Eingangssignals den genannten Pegel überschritten hat, aus diesem ein Zeitmarkensignal abgeleitet wird, das die Anzahl der Perioden angibt, die den genannten Pegel überschritten haben, dass aus dem

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Eingangssignal ein Steuersignal abgeleitet wird, das die gesamte Dauer der Perioden angibt, die den genannten Pegel überschritten haben, und dass das Zeitmarkeneignal einem Zähler zugeführt wird, dessen Zeitbasis in Abhängigkeit von den genannten Steuersignal gesteuert wird.

Auf- diese Weise können elektrische Signale verarbeitet werden, die aus Impulsfolgen extrem kurzer Dauer mit beliebig langen Impulspausen dazwischen bestehen. Dem Nutzsignal anhaftende Störungen werden - sofern sie unterhalb des Diskriminationspegels liegen - sicher eleminiert. Durch geeignete Filterschaltungen am Eingang" können zudem Störfrequenzen ausserhalb des gewählten Bereichs mit Signalamplituden grosser als der genannte Pegel ausgeblendet werden.

Durch geeignete Wahl der Grossen, die die Zeitbasis bestimmen» ist es zudem möglich, die Systemkonstante der Messanordnung, beispielsweise im Falle von Laser-Dopplerströmungssonden den Umrechnungsfaktor zwischen Doppier-Frequenz und Strömungsgeschwindigkeit, direkt zu berücksichtigen.

Die zur Durchführung des oben genannten Verfahrens vorgesehene Einrichtung ist erfindungsgemäss gekennzeichnet

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eine Abtasteinr*ichtung zur Gewinnung des Zeitmarken- sowie des Steuersignals aus dem Eingangssignal, durch einen Zähler, dem das Zeitmarkensignal zugeführt ist und durch Mittel zur. Steuerung der Zeitbasis des genannten Zählers in Abhängigkeit von dem Steuersignal.

Die vorgeschlagene Einrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zeichnet sich durch einfachen Aufbau aus. Sie lässt sich mit durchwegs handelsüblichen Bausteinen der Digital-Technik leicht realisieren.

Besondere Merkmale und Ausführungsformen sowie die ihnen eigenen Vorteile ergeben sich aus einem in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit dessen eingehender Beschreibung.

In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Frequenzmess-Einrichtung gemäss der Erfindung,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel einer Abtasteinrichtung zur Gewinnung von Zeitmarken- und Steuersignal
aus dem Eingangssignal,

Fig. 3 ein Impuls-Zeit-Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Abtasteinrichtung gemäss Fig.2.

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In Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer Frequenzmesseinrichtung beispielsweise dargestellt. Das Eingangssignal Ug gelangt an den Eingang einer Abtasteinrichtung'18, in der aus dem Eingangssignal ein Zeitmarkensignal U, •- und ein Steuersignal U, ^ abgeleitet wird. Eine eingehende Beschreibung dieser Einrichtung sowie ihrer Wirkungsweise wird weiter unten gegeben. Das Zeitmarkensignal gelangt an den ersten Eingang E,_ einer Torschaltung 19, die z.B. ein UND-Glied sein Kann. Der Ausgang A,_Q dieser Torschaltung ist mit dem Eingang eines Zählers 20 verbunden. Das Steuersignal U,„ gelangt an den ersten Eingang Ε«, einer weiteren Torschaltung 21, beispielsweise ein UND-Glied. Der zweite Eingang E dieses UND-Gliedes ist mit dem Ausgang eines Taktimpuls-Generators 22 verbunden. An den Ausgang der Torschaltung 21 ist der erste Eingang Ep., einer Torschaltung 25 angeschlossen, die ausgangsseitig mit dem Eingang eines Vorwahlzählers 24 verbunden ist. Der sogenannte Ueberlauf-Ausgang A^ dieses Vorwahlzählers ist über ein Invertierglied 25 sowohl mit dem zweiten Eingang E,_q der Torschaltung 19 als auch mit dem zweiten Eingang Ep, der Torschaltung 23 verbunden. Mittels eines Schalters 26 lassen sich der Zähler 20 und der Vorwahlzähler 24 zurücksetzen. Zu diesem Zweck werden die entsprechenden Eingänge E' bzw. E*^ der beiden Zähler 20 bzw. 24 mit einer der logischen "l" des Systems

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entsprechenden, von einer Quelle Q.»-.» erzeugten Spannung Uh-,η beaufschlagt. Zum Starten der Zahler 20 und 24 wird eine der logischen "l" des Systems entsprechende Spannung U₁,,,,, die von einer Quelle Qu₁H geliefert wird, mittels eines Schalters 27 auf den dritten Eingang E' der Torschaltung 19 und auf den dritten Eingang E' der Torschaltung 23 gegeben.

Die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Einrichtung wird nachstehend beschrieben. Zur Vereinfachung der Ausdrucksweise wird angenommen, dass sämtliche Torschaltungen 19, 21 und 23 UND-Glieder sind. Weiterhin sind die in der Einrichtung der Fig. 1 auftretenden Spannungen (Impulse) auf folgende Weise bezeichnet: die Ausgangsspannung des Bausteins "i" ist mit U. bezeichnet.

Der Sartschalter 27 sei offen, die Zähler 2o und 24 seien auf Null gesetzt. Mittels einer nicht dargestellten Einrichtung ist der Vorwahlzähler 24 auf eine feste Zahl N eingestellt, was durch den mit N bezeichneten Pfeil angedeutet ist. Nach Schliessen des Schalters 27 sind - sofern Zeitmarken- und Steuersignal vorhanden sind - die UND-Bedingungen an den UND-Gliedern 19 und 23 erfüllt. Der Zähler 20 zählt die von der Abtasteinrichtung 18 '. kommenden Impulse des Zeitmarkensignals U,r. Dem Vorwahl-

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zähler 24 werden in Abhängigkeit vom Steuersignal U die Zeitmarkenimpulse U_?? zugeführt und dort aufsummiert. Erreicht die Anzahl der Taktimpulse den eihgestellten Wert N, so entsteht am Ueberlauf-Ausgang Ap. des Vorwahlzählers ein Signal Up^, das über das Invertierglied 25 den Durchgang von Zeitmarkenimpulse durch das UND-Glied 19 und von Taktimpulsen durch das UND-Glied 23 unterbricht, wodurch der Zählvorgang in den Zählern 20 und 24 abgebrochen wird. Selbstverständlich kann auch das Invertierglied 25 fortgelassen werden, wenn der Vorwahlzähler 24 ein der logischen "0" des Systems entsprechendes Ausgangssignal abgibt, wenn die Anzahl der eingegebenen Impulse der voreingestellten Zahl N entspricht.

Unter der Voraussetzung, dass die Periodendauer der Taktimpulse klein ist gegenüber der Periodendauer (Pulsdauer) des Steuersignals, ergibt sich die Anzahl der dem Vorwahlzähler 24 zugeführten Taktimpulse zu

(l) N = f · 'T

^{K }} Takt 17 '

worin die am Vorwahlzähler eingestellte Zahl, f^o^t ^die Folgefrequenz der Taktimpulse und T die Summe der Pulslängen des Steuersignals in dem Beobachtungszeitintervall bedeutet.

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Der Zählerstand C des Zählers 20 im Moment des Sperrens des UND-Glieds 19 ist gegeben durch

(2) C = f_E . T₁₇ ,

worin f„ die Folgefrequenz der Zeitmarken-Impulse innerhalb der Pulsdauer des Steuersignals und damit die wahre Frequenz des Eingangssignals bedeutet.

Aus den Beziehungen (1) und (2) ergibt sich dann

^{(5) f}E = ^{C f}Takt/ ^N

Der Zählerstand C des Zählers 20 ist demnach direkt proportional zur wahren Frequenz des Eingangssignals, mit einem durch die Taktfrequenz und die am Vorwahlzähler 24 eingestellte Zahl N gegebenen Proportionalitätsfaktor. Dieser kann in gewissen Grenzen frei gewählt werden und wird durch die nachstehend aufgeführten Bedingungen für die Werte von f„ . , und N kaum eingeschränkt, da nach (3) lediglich das Verhältnis von beiden von Bedeutung ist.

Die Periodendauer der Taktimpulse muss klein sein gegenüber der Pulsdauer des Steuersignals. Da Letztere mindestens gleich der Periodendauer des Eingangssignals ist, muss demnach auch die Periodendauer der Taktimpulse klein sein gegenüber der Periodendauer des Eingangssignals.

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um

Soll der Messfehler unter 1 % liegen, so muss f_ ,

den Faktor 10 grosser sein, als die Frequenz des Eingangssignals Ug. Eine zweite Bedingung ist, dass N genügend gross gegenüber der Taktfrequenz ^m₃V+- ist. Als weitere Bedingung ist zu nennen, dass die Beobachtungszeit lang genug ist. Wird nämlich der Messvorgang, dessen Zeitdauer durch N und fm^^- sowie durch die PuIspausen in der Aufeinanderfolge des Steuersignals bestimmt ist, vorzeitig unterbrochen, d.h. erreicht die dem Vorwahlzähler Anzahl von Taktimpulsen den eingestellten Zählerstand N, so ergeben sich Messresultate, die eine höhere Frequenz der Eingangssignale vortäuschen. Die wahre Messzeit - sie entspricht der oben definierten Summe Τ-^γ - sollte aus diesem Grunde mindestens 100 Perioden des Eingangssignals umfassen, wenn die Genauigkeit besser als 1 % betragen soll.

Es liegt auf der Hand, dass sich der letzgenannte Fehler und der Fehler, der sich aus dem Verhältnis von Taktfrequenz zu Eingangssignal-Frequenz ergibt, im Sinne der Fehlerrechnung beeinflussen.

Durch geeignete Wahl von f_T . , und/oder N kann auf diese Weise bei Doppler-Strömungssonden die Systemkonstante der Messanordnung, d.h. der Proportionalitätsfaktor zwi-

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sehen zu ermittelnder Strömungsgeschwindigkeit und der Frequenz der Doppler-Signale (Heterodyn-Signale) bequem eingegeben werden. Auf diese V/eise kann die Einrichtung so justiert werden, dass am Zähler 20 die Strömungsgeschwindigkeit direkt in geeigneten Masseinheiten abgelesen werden kann.

Bei der Wahl von Taktfrequenz i" , . und N empfiehlt es sich, N dekadisch und die Zwischenwerte durch geeignetes ^fTakt ^einzustellen· ^Der Vorteil dieser Vorgehensweise liegt darin, dass dekadisch vorwählbare Vorwahlzähler relativ preiswert sind, Taktimpulsgeneratoren sich normalerweise von Natur aus auf jede gewünschte Frequenz einstellen lassen.

Die Systemkonstante üblicher Laser-Doppler-Strömungssonden liegt beispielsweise zwischen 0,2 ms /MHz und 10 ms"* /MHz, so dass sich für nahezu alle in der Praxis vorkommenden Strömungsgeschwindigkeiten auf die erfindungsgemässe Weise verarbeiten lassen.

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In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel einer Abtastvorrichtung beispielsweise dargestellt. Bekannte Bausteine der Digital-Technik, wie z.B. Komparatoren,'Schmitt-Trigger, Monostabiler Vibrator etc., sind dabei nicht ausführlich wiedergegeben, da sie zum Stande der Technik zu zählen sind.

Das Eingangssignal U„ gelangt an die Eingänge der beiden Komparatoren 1 bzw. 2. Der Vergleichseingang des Komparators 1 liegt an Masse, der des Komparators 2 liegt an einer gegen Masse geschalteten Spannungsquelle 6, welche vorzugsweise einstellbar ausgeführt ist. Der Ausgang des Komparators 1 ist mit dem Eingang eines ersten Schmitt-Triggers 7* der des Komparator 2 mit dem Eingang eines zweiten Schmitt-Triggers 8 verbunden. Der erste Schmitt-Trigger weist zwei Ausgänge A„ und A₇ auf. Mit dem Ausgang A₇ des Schmitt-Triggers 7 ist ein erster monostabiler Multivibrator 9 verbunden, mit dem Ausgang A₇ ist ein zweiter monostabiler Multivibrator 10 verbunden. An den Ausgang Ag des Schmitt-Triggers 8 ist ein dritter monostabiler Multivibrator 11 angeschaltet. Der Ausgang A,-, des letzteren ist mit dem S-Eingang, der Ausgang Aq des ersten monostabilen Multivibrators 9 ist mit dem R-Eingang eines RS-Flipflop 14 verbunden.

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Der Ausgang A, u ist mit dem ersten Eingang E, ^. eines ersten UND-Glieds 15, der Ausgang Ä·,^ ^mit dem ersten Eingang E-,/- eines zweiten UND-Glieds 16 verbunden. Die zweiten Eingänge E_1C- und E^ der UND-Glieder 15 und 16 sind parallel geschaltet und mit dem Ausgang A₁₀ des zweiten monostabilen Multivibrators 10 verbunden. An den Ausgang A₁C des ersten UND-Glieds 15 ist der R-Eingang eines zweiten RS-Plipflop 1? angeschlossen, während der Ausgang A-,/-des zweiten UND-Glieds l6 mit dem S-Eingang des RS-Flipflop 17 verbunden ist.

Die Wirkungsweise der oben beschriebenen Schaltungsanordnung gemäös Fig. 2 wird nachstehend unter Zuhilfenahme des Impuls-Zeit-Diagramms der Fig. J5 erläutert. Um eine übersichtliche Bezeichnungsweise zu erreichen, wurden die Ausgangsspannungen der einzelnen Bausteine nach folgendem Schema benannt.
Ausgangsspannung am i-ten Baustein: U. - Negation von U.:0.

Die Erläuterung der Signalverarbeitung beginnt am Anfang

der Periode T des Eingangssignals U^. Die beiden RS-n υ«

Flipflops 14 und I7 sind in ihrer Ruhelage. Die Spannungen U~, Hj₁ Uq und U₁₀ sind vorhanden, gleichgültig, ob das

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Eingangssignal grosser oder kleiner als der gewählte Diskriminationspegel U ist - bei fehlendem Eingangssignal trifft diese Bemerkung selbstverständlich nicht zu. Sobald das Eingangssignal U„ den Pegel U überschreitet,

ü ο

wird der erste U,-,- Impuls erzeugt. Dieser setzt den RS-Flipflop 14. Dies ist durch den Pfeil in Fig. 3> angedeutet. Beim nächsten negativen Nulldurchgang des Eingangssignals U₁₇ wird der Impuls U,- erzeugt, der auf den zweiten Eingang

Ei J-U

E-. g. des zweiten UND-Glieds 16 gelangt. Damit ist an diesem UND-Glied die UND-Bedingung erfüllt und der U₁₀ - Impuls wird als der "erste" U-,,- - Impuls durchgelassen. Dieser U-./- - Impuls setzt gleichzeitig den RS-Flipflop 17 hoch.

In der nächstfolgenden Periode T , (nächster positiver Nulldurchgang des Eingangssignals) setzt der U„ - Impuls den RS-Flipflop 14 in seine Ausgangslage. Auf diese Weise werden wieder gleiche Ausgangsbedingungen für die nächste Periode T_n+1 hergestellt. In den anschliessenden Perioden, in denen das Eingangssignal· U„- den Pegel U überschreitet, wiederholt sich der eben beschriebene Vorgang.

Der "letzte" U₁₁ - Impuls (er entsteht bekanntlich nur, wenn das Eingangssignal den Pegel U überschreitet) setzt den RS-Flipflop 14 hoch, und es entsteht am Ausgang A,,- des

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zweiten UND - Gliedes der "letzte" U^ - Impuls. Der RS-Plipflop wird durch den U~ - Impuls wieder auf seinen Ausgangszustand gesetzt. Da nun kein weiterer U,,'- Impuls folgt, ist für den nächsten U₁₀ - Impuls die UND-Bedingung am UND-Glied 15 erfüllt. Dadurch wird der U₁₀ - Impuls durchgelassen und erscheint am Ausgang A₁,-des UND-Glieds 15 als U₁,- - Impuls und setzt den RS-Flipflop 17 auf den Ausgangszustand zurück.

Die Ausgangsimpulse U-, ^- und U₁₇ tragen die gewünschte Information: Die Anzahl der U-, g - Impulse gibt an, wieviele Perioden des Eingangssignals U_E den Diskriminations-Ipegel U überschritten haben, die Länge des U₁₇ - Impulses entspricht der gesamten Dauer dieser Anzahl von Perioden. Durch die Lage der U-,^ - Impulse und die Abfallflanke des U₁₇ - Impulses wird zudem die Dauer der einzelnen Perioden festgehalten.

Wie eingangs erwähnt, finden die oben beschriebenen Messeinrichtungen eine bevorzugte Anwendung in Radar-DopplerSystemen. Das Doppler-Signal ist, - wenn man von einer konstanten Strömungsgeschwindigkeit ausgeht - eine Wechselspannung, deren Amplitude statistisch schwankt.

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Im Pokussierungsvolumen fällt die Intensität des Lichtes vom Zentrum her nach auss.en hin stark ab. Dadurch haben die von den das Fokussierungsvolumen durchlaufenden Teilchen gestreuten Doppler-Signäle grössere oder kleinere Amplituden, je nach dem, ob das streuende Teilchen mehr das Zentrum oder die Randzone des Messvolumens durchläuft. Eine weitere Ursache der statistischen Schwankungen der Signal-Amplituden ist in der Tatsache zu sehen, dass die streuenden Teilchen selbst das Messvolumen in willkürlicher Aufeinanderfolge durchsetzen.

Der erstgenannte Effekt wird nun benutzt, um das an sich durch Fokussierungsvolumen des Laser-Lichts festgelegte Messvolumen auf elektronischen Wege zu verkleinern, indem nur Doppler-Signale ausgewertet, d.h. bezüglich ihrer Frequenz vermessen werden, deren Amplituden einen bestimmten Pegel überschreiten. Zur Lösung dieser Aufgabe eignet sich in hervorragender Weise die im vorstehenden beschriebene Einrichtung.

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Claims (4)

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   lJ Verfahren zur Messung der Frequenz von einen bestimmten einstellbaren Pegel überschreitenden elektrischen Signalen mit insbesondere statistisch schwankenden Signalamplituden, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem Nulldurchgang des Eingangssignals ([}„), wenn dieses in der dem Nulldurchgang vorangegangenen Halbperiode des Eingangssignals den genannten Pegel (U_n) überschritten hat, aus diesem ein Zeitmarkensignal (U₁ /) abgeleitet wird, das die Anzahl der Perioden angibt, die den genannten Pegel überschritten haben, dass aus dem Eingangssignal ein Steuersignal (U₁₇) abgeleitet wird, das die gesamte Dauer der Perioden angibt, die den genannten Pegel überschritten haben, und dass das Zeitmarkensignal·(U₁ /) einem Zähler (20) zugeführt wird, dessen Zeitbasis in Abhängigkeit von dem genannten Steuersignal (U₁₇) gesteuert wird.
2. 2. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Abtasteinrichtung (l8) zur Gewinnung des Steuersignals (U₁₇) und des Zeitmarkensignals (U₁,-) aus dem Eingangssignal (Ug), durch einen Zähler (20), dem das Zeitmarkensignal (U₁₆) zugeführt ist, und durch Schaltmittel (19,21,22,23, ' 24,25) zur Steuerung der Zeitbasis des genannten Zählers (20) in Abhängigkeit von dem Steuersignal (U₁₇).

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3. 3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtasteinrichtung (l8) aus einem ersten Komparator (1), dessem Eingang das Eingangssignal (Uj₇) zugeführt ist und dessen Vergleichseingang auf Massepotential liegt, aus einem mit dem Ausgang des Komparators (1) verbundenen ersten Schmitt-Trigger (7), dessen erster Ausgang (A₇) mit einem ersten monostabilen Multivibrator (9) verbunden ist, aus einem mit dem zweiten Ausgang (A₇) des ersten Schmitt-Triggers (7) verbundenen zweiten monostabilen Multivibrator (10), aus einem RS-Flipflop (I¹I), dessen R-Eingang mit dem Ausgang (Aq) des ersten monostabilen Multivibrators (9) und dessen S-Eingang über einen dritten monostabilen Multivibrator (11) mit dem Ausgang (Ag) eines zweiten Schmitt-Triggers (8) verbunden ist, wobei der genannte zweite Schmitt-Trigger eingangsseitig mit einem zweiten Komparator (2) verbunden ist, dessen Vergleichseing'ang mit einer Spannungsquelle (6) und dessen Eingang mit dem Eingang des ersten Komparators (1) verbunden ist, aus einem ersten UND-Glied (15), dessen erster Eingang (E,,-) mit dem ersten Ausgang (Ä.^) des RS-Flipflop (1*1) und dessen zweiter Eingang (E, ^) sowohl mit dem Ausgang (A_1n) des zweiten monostabilen Multivibrators (10) als auch mit dem zweiten Eingang (E₁ g) eines zweiten UND-G-liedes (l6) verbunden ist, wobei der erste Eingang des genannten UND-Gliedes (16) mit dem zweiten Ausgang (A, j.) des RS-Flipflop (I¹O zusammengeschaltet ist, aus einem zweiten RS-Flipflop (17), dessen R-Eingang mit dem Ausgang des ersten UND-Gliedes (15) und dessen S-Eingang mit

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   dem Ausgang des zweiten UND-Gliedes (16) verbunden ist, besteht, wobei der Ausgang des genannten zweiten UND-Gliedes (16) gleichzeitig den Zeitmarkensignal-Ausgang, der Ausgang des zweiten RS-Plipflop (17) den Steuersignal-Ausgang der Abtasteinrichtung bilden.
4. 4. Einrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein mit dem Zeitmarkensignalaujsgang der Abtasteinrichtung (18) verbundenes drittes UND-Glied (19), dessem ersten Eingang (E-.g) das Zeitmarkensignal (U,/-) zugeführt ist, durch ein viertes UND-Glied (21), dessen erster Eingang (Ε_?Ί) mit dem Steuersignal-Ausgang der Abtasteinrichtung (18) verbunden ist, durch einen" mit dem Ausgang des dritten UND-Gliedes (19) verbundenen Zähler (20), durch einen Taktimpuls-Generator (22), der ausgangsseitig mit dem zweiten Eingang (Ep-,) des vierten UND-Gliedes (21) verbunden ist, durch ein fünftes UND-Glied (23), dessen erster Eingang (Epo) mit dem Ausgang des vierten UND-Gliedes (21) verbunden ist, durch einen mit dem Ausgang des fünften UND-Gliedes (23) verbundenen Vorwahlzähler (24), dessen Ueberlauf-Ausgang (Apj.) über ein Invertierglied (25) sowohl mit dem zweiten Eingang (E,„) des dritten als auch mit dem zweiten Eingang (E~o) des fünften UND-Gliedes verbunden ist, durch erste Schaltmittel (27,Q*-,u) zum Starten des Vorwahlzählers (24) und durch zweite Schaltmittel (26,Q„-„) zum Zurücksetzen von Zähler (20) und Vorwahlzähler (24).

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   5· Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung der Zeitbasis des Zählers (20) durch einen Vorwahlzähler (24) erfolgt, dem in Abhängigkeit vom Steuersignal als Zeitmarken dienende Taktimpulse (Up₂) zugeführt werden und welcher Vorwahlzähler (2¹I) nach Auf summieren einer fest vorgebbaren Anzahl (N) von Taktimpulsen den Zählvorgang im Zähler (20) abbricht.

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