DE2558360C2 - Analog-Digitalwandler - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft neuartige Analog-Digitalwandler gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, insbesondere zum Messen skalarer Größen, wie z. B. Winkel, Lage. Zeit Spannung und dergleichen.

Dabsi stellt die vorliegende Erfindung eine Verbesserung einer Vorrichtung dar, die in der nicht vorveröffentlichten US-PS 39 14 760 der Anmelderin beschrieben ist

In dieser Faienischriii stein die Fjhereigenscnaii eines spannungsgesteüerten Qsizillätors die wichtigste Steuerfunktion für die Genauigkeit der Schaltung dar. Der Betrieb der phasenstarren Schleife liefert einen wesentlichen Beitrag für die Bestimmung der Linearität des Analog-Digitalwandlers. Insbesondere muß die Modulation des Ausgangssignais des spannungsgesteu

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erten Oszillators, welche durch die Welügkeit der Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators hervorgerufen wird, in engen Grenzen gehalten werden. Dem Gleichstromwert, der durch die Bandbreite des Filternetzwerkes bestimmt wird, ist einer Wechselstromkomponente überlagert Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters wird unmittelbar dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt Damit der Wechselstromanteil keine Schwierigkeiten verursacht muß die Amplitude dieses Wechselstromanteils auf einem so kleinen Wert gehalten werden, daP die Abhängigkeit der Ausgangsfrequenz des Oszillators von einer Änderung der eingangsseitig zugeführten Steuerspannung auf einem annehmbaren Maß gehalten wird. Für die an das Filter zu rtellenden Anforderungen kann der Fangbereich und der Mitnahmebereich der phasenstarren Schleife zu klein werden.

Ein solcher schmaler Bereich würde aber eine wesentliche Beschränkung bei anderen Bauelementtoieranzsn zur Folge haben und damit die eigentliche Zweckbestimmung einer phasenstarren Schleife unterlaufen.

Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem dadurch, daß so viel als möglich gefiltert wird, während gleichzeitig ein akzeptabler Mitnahme- und Fangbereich eingehalter; wird. Dies wird erfindungsgemäß bei einem Analog-Digitalwandler der eingang genannten Art durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 erreicht Dadurch wird es möglich, dividierende Zähler in der Vorstufe der phasenstarren Schleife und :m Rückkopplungsstromkreis unterzubringen. Die Wirkung dieser Zähler besteht darin, daß die Frequenz des Wechs^stromanteils durch den Faktor H dividiert wird, während die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators unverändert bleibt

Die Erfindung hat da das Filter ein Integrator (Linearverstärker) ist, den Vorteil, daß es eine lineare Sägezahnspannung erzeugt was bedeutet, daß der Zähler zu Beginn der Wellenform mehr zählt statt weniger und weniger, so daß der gesamte Zählerstand der gleiche ist als ob es sich um ein gleichförmiges Gleichstromsignal handeln würde. Das heißt daß der Zähler zu Beginn beim Ansteigen des sjigezahnförmigen Signals zunächst schneller aufaddiert und zählt und dann bei abfallender Sähezahnscb-vingung langsamer zählt so daß daher der Integrator keinen Beitrag zum Fehler liefert Dadurch wird aber der Mitnahmebereich sehr groß, da das Filter nicht auf ein Tiefpaßfilter beschränkt ist

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen im einzelnen beschrieben. In den Zeichnungen zeigt

F i g. 1 schematisch ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife, bei der die Erfindung verwirklicht ist;

F i g. 2 schematisch einen Phasendiskriminator. wie er in F i g. 1 verwendbar ist;

Fig.3 ein Impulsdiasramm der verschiedenen, an verschiedenen Punkten der Schaltung in F i g. 1 auftretenden Impulse und Spannungen bei phasensiarrer Schleife;

F i g. 4 ein Impulsdiagramm der verschiedenen, in der Schalung nach Fig. 1 an verschiedenen Punkten auftretenden Spannungen bei phasenverschobenem Betrieb, und

F i ψ 5 eine weitere Ausführungsform der Erfindung, die sich besonders für eine Verwendung in einem Digital-Voltmeter eignet

in Flg. 2 ist schematise!! ein Blockschaltbild einer

bevorzugten Ausführungsform der Erfindung dargestellt Diese Schaltung ist ein Teil einer in Fig. 1 des obengenannten Patentes dargestellten Schaltung. Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild zeigt dabei die Verbesserung und soviel von der früheren Schaltung, daß die Anschlüsse an die vorliegende Erfindung erkennbar werden. Wie bereits in dem älteren Patent beschrieben, ist die zu codierende Größe die Phase eines zyklischen fanpuissignals Ss mit in bezug auf ein Bezugssignal Sr veränderlicher Breite. Das veränderliche Signal (Sx) und das Bezugssignal (Sr) treten periodisch mit dergleichen Frequenz auf. Die Nulldurchgänge des Bezugssignals Sr werden durch den Nuildurchgangsdetektor 11 festgestellt Die Detektorstufe il schaltet eine r^onostabile Kippschaltung 15 ein, die ausgangsseitig einer A>jsgangsimpuls abgibt der eine Verriegelurgsschait»·'? i7 einstellt Im eingestellten Zustand sperrt die Ver-:sgelungsschaltung 17 ein UND-Glied 19, Jas Zählimpulse nach einem in dieser Figur niet dargestellten Digitalzähler durchläßt Normaier^ei-- -.vlrd der Zähler zum gleichen Zeitpunkt auf Nuii *. r,"ickgestellt wie die Verriegelungsschaltung 17 eingestellt wird.

Die Kante des Signals Sx, welche das Ende des variablen Intervalls Δ T bezeichnet, stellt die Verrie^elungsschaltung 17 zurück und beendet damit den durch das UND-Glied 19 hindurchgelassenen Impuls. Der Zählerstand entspricht dann dem Digitalwert des Intervalls Δ Τ.

Die Zählimpulse werden durch einen spannungsgesteuerten, einen Rechteckimpuls abgebenden Oszillator 25 erzeugt Diese Impulse treten mit einer zur Frequenz des Bezugssignals Sr harmonischen Frequenz auf und in dem dargestellten Beispiel wird die 360te Harmonische erzeugt.

Das Ausgangssignal des Oszillators 25 läuft in eine Rückkopplungsschleife ein, in der ein Frequenzteiler 27 (der die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators durch die Ordnungszahl der Harmonischen teilt) und einen Phasendiskriminator 29' angeordnet ist, der die Steuerspannung als Eingangsspannung an den spannungsgesteuerter Oszillator liefert Insoweit ist die bisher beschriebene Schaltung als Blockschaltbild mit der in dem bereits genannten älteren US-Patent beschriebenen Schaltung identisch. Wie noch im einzelnen beschrieben wird, werden dieser Schaltung noch zws! weitere Fre^f'u^pnztei!?rscheltiinff?n zusefupt. Eine Frequenzteilerschaitung 27a wird in die Rückkopplungsschleife eingrfügt während die ander" Frequenzteilerschaltung 276 als Vorstufe vor dem Phasendiskriminator 29' angeordnet wird. Zusätzlich dazu wird der Phasendiskriminator 29' so abgeändert, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist.

Bevor die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung im eirzelnen beschrieben wird, soll die Theorie der Arbeitsweise der phasenstarren Schleife, die sehr genaue Impulse erzeugt kurz beschrieben u/prrlpn Dpr PhaipnHkliiiminatnr W tablet diskrPtp Abschnitte des Bezugssignals Sr, gesteuert durch das Signal Sm (Modulationssignal) aus der Frequenzteilerschaltung 27 ab. Diese Abtastwerte werdeii gefiltert, und man erhält dabei eine Fehlerspannung V_c die eine Funktion der Phasendifferenz zwischen Sa und Sm ist. Die Fehlerspannung V_c wird dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt, wodurch die phasenstarre Schleife geschlossen ist Bei geschlossener pbasenstarrer Schleife ist das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung §27 in einer phasenstarren Beziehung zum Bezugssignal f Sr und beschränkt damit dia Frequenz des Ausgangssi-

gnals des Oszillators in vorbestimmter Weise. Da die Ausgangstrequenz des Oszillators 360maI so hoch ist wie die Frequenz des Signals Sr, wird der Zählerstand des Zählers, den dieser in dem durch aufeinanderfolgende Nulldurchgänge von Sr und den Vorderkanten von Sx begrenzten Zeitintervall erreicht weniger stark durch ein Weglaufen der Oszillatorfrequenz oder Instabilität der Frequenz beeinflußt sein, die normalerweise bei quarzgesteuerten Oszillatoren auftreten. Der Zählerstand des Zählers wird daher die Phasendifferenz zwischen Sr und Sx wesentlich genauer angeben.

Die Rückstellung der Verriegelungsschaltung 17 durch Sx beendet die Erzeugung von Impulsen durch das UND-Glied 19 und deren Abgabe an den Zähler und bewirkt daß eine monostabile Kippschaltung 35 einen Ausgangsirr.puls abgibt, der eine Reihe von Torschaltungen betätigt so daß der Zählerinhalt parallel an die verschiedenen Speicherstufen zur Einspeicherung des Zählerstandes abgegeben werden kann.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zur Verbesserung der Genauigkeit der phasenstarren Schleife der Fangbereich erhöht Dies wird dadurch erreicht daß man eine Frequenzteilerschaltung 27£ vor dem Phasendiskriminator in dem Eingangskreis abordnet, um damit die Frequenz durch einen Faktor H zu teilen. In dem in F i g. 3 und 4 dargestellten Beispiel ist der Fakt H = 4. Es sollte jedoch hier angemerkt werden, daß dies für die vorliegende Erfindung kein kritischer Wert ist und daß ein geeigneter Wert von H entsprechend den übrigen Parametern der Schaltung gewählt werden kann.

Ein weiterer durch den gleichen Faktor H teilender frequenzteiler 27s wird im Rückkopplungsstromkreis in Reihe mit dem Frequenzteiler 27 eingeschaltet, so daß dadurch die Wirkung des zusätzlichen Frequenzteilers 27a in der Eingangsschaltung kompensiert wird. Zusätzlich dazu wird der Phasendiskriminator 29' um ein Tiefpaßfilter erweitert, das hier als Integrierglied und nicht als Differenzierglied aufgebaut ist wie in Fig.2 des obengenannten US-Patentes. Verwendet man ein Integrierglied, dann erhält man eine wesentlich stärkere Filterung, wodurch sich wesentlich mehr Störsignale ausfiltern lassen als in der älteren Schaltung.

Der in Fig.2 dargestellte Phasendiskriminator besteht aus einem als Phasendetektor arbeitenden Exkiusiv-ODER-Güed 117'. das eine Exkluiiv-QDER-Verknüpfung der Signal SÄ"und SMzw Erzeugung der Spannung V_rl durchführt. Dies ist in dem Impulsdiagramm der Fig. 3 dargestellt, wobei die sinusförmige

><> Welle Sr durch den Nulldurchgangsdetektor 11 in F i g. 1 in ein Rechtecksignal Sr" umgewandelt wird. Der Frequenzteiler 270 teilt die Frequenz dieses Rechtecksignals durch der; Faktor H zur Bildung des Signais Sr". Durch Einfügen des Frequenzteilers 27a,

"'"' der du.xh einen auf H zählenden Zähler dargestellt wird, in den Rückkopplungsstromkreis erhält man ein Riirlcknnnhinpcuipnal .<»·, rfac phpntalU d'jrnh eis-ion Faktor 4 geteilt ist. Diese beiden Signale Sw und Jr" werden im Phasendetektor der Fig.2 miteinander kombiniert und liefern die Ausgangsspannung V_ct an dem in Fig.2 dargestellten Punkt Das Signal V_ei läuft in das Tiefpaßfilter Π9' ein und wird in einem tfC-Integrierglied mit Verstärker A integriert, wodurch das sägezahnförmige Signal V_e in F i g. 3 entsteht Dieses sägezahnförmige Signal steigt in Richtung auf die positive, durch Vd erzeigte Spannung an, bis sich V_e\ nach einem negativen Wert ändert. An diesem Zeitpunkt klingt das RC-Gtied in Richtung auf den

negativen Spannungswert von V_c\ ab und erzeugt den negativ gerichteten Teil der Sägezahnschwingung. Da das Impulsdiagramm der Fig.3 den phasenstarren Zustand darstellt, ist die Fehlerspannung bei 0 und die lineare Sägezahnspannung liegt symmetrisch zur Fehlerspannung 0. Das Ergebnis dieser dem spannungsgesteuerlen Oszillator 25 in F i g. 1 zugeführten linearen Sägezahnspannung besieht darin, daß mit anwachsender Spannung mehr und mehr Taktimpulse erzeugt werden, bis die Spannung wieder abfällt, so daß immer weniger Taktimpulse erzeugt werden, Die durchschnittliche Anzahl der Taktimpulse ist dabei jedoch gleich, so daß das Ergebnis das gleiche ist als wenn eine konstante Gleichspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wurde. Diese Schaltung hat den Vorzug, daß der Wechselstromanteil an dem Taktausgangssignal keine Frequenzschwankungen hervorruft.

In Fig-4 sieht man eine Phasenverschiebung zwischen dem Signal Sr" und dem Rückkoppjungssignal Sm, woraus man eine Fehlerspannung V_ei erhält, die nicht symmetrisch liegt Damit erhält man aber am Tiefpaßfilter 119 eine Ausgangsspannung, die etwa so aussieht wie die in Fig.4 dargestellte Spannung V₁. Dies ist eine ansteigende Fehlerspannung. Dadurch wird ein Rückkopplungssignal solcher Polarität und Amplitude erzeugt, das den spannungsgesteuerten Oszillator 25 in der Weise steuert, daß er in seine stabile phasenstarre Lage einläuft

Fig.5 zeigt ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife JIl entsprechend Fig.5des bereits genannten US-Patents, welche so weit abgewandelt ist, daß sie

ίο nunmehr auch die vorliegende Erfindung enthält Dabei werden wiederum die gleichen Bezeichnungen für die Signale benutzt Hier werden Phasendetektor 117' und Tiefpaßfilter 119' gemäß Flg.2 benutzt Außerdem wird als Vorstufe ein zur Frequenzteilung um den

ι» Faktor H dienender Zähler USA in die Eingangsleitung eingesetzt und ein für eine Frequenzteilung um den Faktor H bestimmter Zähler 115 B wird im Rückkopplungsstromkreis eingeschaltet Die erfindungsgemäße Schaltung arbeitet dabei für eine Verbesserung der

Stabilhaft der Schaltung, wie dies in Zusammenhang mit Fi g. 1 beschrieben wurde.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

. Patentansprüche:

1. Analog-Digitalwandler mit einem in einer phasenstarren Schleife angeordneten, bei einem Vielfachen der Frequenz (Ufo) eines steuernden Bezugssignals (SR) schwingenden spannungsgesteuerten Oszillator (25; 113), ferner mit einer in die phasenstarre Schleife eingeschleiften Frequenzteilerstufe und einem in der phasenstarren Schleife vor dem spannungsgesteuerten Oszillator angeordneten Phasendiskriminator sowie mit einem für die Dauer eines AnaJogsignales für die Abgabe einer entsprechenden Anzahl von Zählimpulsen auftastbare Ausgangsstufe (15,17,19), dadurchgekennzeichnet, daß in die eine zum Phasendiskriminator (29; Fi g. 2) führende Eingangsleitung eine erste Frequenzteilerstufe (278) für eine Division um einen Faktor H eingeschaltet ist, um damit den wirksamen Einfluß des Bezugssignals (SR) bei der Erzeugung des ersten den Phasendiskriininator ansteuernden Signals (SR") zu verringern, daß in der Rückkopplungsschleife r^:ie zweite damit identische Frequenzteilerschaltung für eine Division um den Faktor
(27A)und eine dritte, um die Zahl der vorbestimmten Harmonischen teilende Frequenzteilerschaltung (27) in Reihe zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator (25) und dem Phasendiskriminator (2S*) eingeschaltet sind und ein Ausgangssignal mit einer Frequenz liefert, die der Wiederhu-Iungsfrequenz (fo) der ersten Signale (SR") entspricht, und daß der auf das erste Signal und das rückgekoppelte Signal ansprechende Phasendiskriminator eine Steuerspannung für den ^pannungsgesteuerten Oszillator liefert und damit dessen Taktsignalschwingungen auf die vorbestimmte harmoniscLe Freq λπζ festlegt

2. Analog-Digitalwandkr nr :h Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ph<..sendiskriminator (29') aus einer Reihenschaltung eines Exklusiv-ODER-Gliedes (117) und eines Integriergliedes (119') besieht

3. Analog-Digitalwandier nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem zweiten Frequenzteiler (27) ein dritter Frequenzteiler (21 A) vorgesehen ist, der die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (25) durch Teilung um den Faktor H zusammen mit dem zweiten Frequenzteiler (27) auf die Wiederholungsfrequenz der ersten Signale (SR") bringt