DE2558360A1

DE2558360A1 - Analog-digitalwandler

Info

Publication number: DE2558360A1
Application number: DE19752558360
Authority: DE
Inventors: Ernest Lee Walker
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1974-12-30
Filing date: 1975-12-23
Publication date: 1976-07-08
Also published as: GB1519218A; DE2558360C2; FR2296964A1; FR2296964B1; JPS5178974A; JPS6013334B2; US4075577A

Description

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N. Y. 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: PO 974 016

Analog-Digitalwandler

Die Erfindung betrifft neuartige Analog-Digitalwandler, insbesondere zum Messen skalarer Größen, wie z.B, Winkel, Lage, Zeit, Spannung und dergleichen.

Dabei stellt die vorliegende Erfindung eine Verbesserung einer Vorrichtung dar, die in einer US-Patentanmeldung der Anmelderin vom 20, Dezember 1972 mit dem Aktenzeichen 316 389 beschrieben ist.

In dieser Patentanmeldung stellt die Filtereigenschaft eines spannungsgesteuerten Oszillators die wichtigste Steuerfunktion für die Genauigkeit der Schaltung dar. Der Betrieb der phasenstarren Schleife liefert einen wesentlichen Beitrag für die Bestimmung der Linearität des Analog-Digitalwandlers. Insbesondere muß die Modulation des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators, welche durch die Welligkeit der Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators hergerufen wird, in engen Grenzen gehalten werden. Dem Gleichstromwert,

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der durch die Bandbreite des Filternetzwerkes bestimmt wird, ist einer Wechselstromkomponente überlagert. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters wird unmittelbar dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt. Damit der Wechselstromanteil keine Schwierigkeiten verursacht, muß die Amplitude dieses Wechselstromanteils auf einem so kleinen Wert gehalten werden, daß die Abhängigkeit der Ausgangsfrequenz des Oszillators von einer Änderung der eingangsseitig zugeführten Steuerspannung auf einem annehmbaren Maß gehalten wird. Für die an das Filter zu stellenden Anforderungen kann der Fangbereich und der Mitnahmebereich der phasenstarren Schleife zu klein werden. Ein solch schmaler Bereich würde aber eine wesentliche Beschränkung bei anderen Baue leinen t to Ie-' ranzen zur Folge haben und damit die eigentliche Zweckbestimmung einer phasenstarren Schleife unterlaufen.

Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem dadurch, daß so viel als möglich gefiltert wird, während gleichzeitig ein akzeptabler Mitnahme- und Fangbereich eingehalten wird. Dadurch wird es möglich, dividierende Zähler in der Vorstufe der phasenstarren Schleife und im Rückkopplungsstromkreis unterzubringen. Die Wirkung dieser Zähler besteht darin, daß die Frequenz des Wechselstromanteils durch den Faktor H dividiert wird, während die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators unverändert bleibt.

Die Erfindung hat, da das Filter ein Integrator (Linearverstärker) ist, den Vorteil, daß es eine lineare Sägezahnspannung erzeugt, was bedeutet, daß der Zähler zu Beginn der Wellenform mehr zählt statt weniger und weniger, so daß der gesamte Zählerstand der gleiche ist, als ob es sich um ein gleichförmiges Gleichstromsignal handeln würde. D,h,, daß der Zähler zu Beginn beim Ansteigen des sägezahnförmigen Signals zunächst schneller aufaddiert und zählt und dann bei | abfallender Sägezahnschwingung langsamer zählt, so daß daher ; der Integrator keinen Beitrag zum Fehler liefert. Dadurch

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wird aber der Mitnahmebereich sehr groß, da das Filter nicht auf ein Tiefpaßfilter beschränkt ist.

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben. Die unter Schutz zu stellenden Merkmale der Erfindung finden sich in den ebenfalls beigefügten Patentansprüchen.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig, 1 schematisch ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife, bei der die Erfindung verwirklicht ist;

Fig. 2 schematisch einen Phasendiskriminator, wie

er in Fig, 1 verwendbar ist;

Fig, 3 ein Impulsdiagramm der verschiedenen, an

verschiedenen Punkten der Schaltung in Fig, 1 auftretenden Impulse und Spannungen bei phasenstarrer Schleife;

Fig. 4 ein Impulsdiagramm der verschiedenen, in der

Schaltung nach Fig, I an verschiedenen Punkten auftretenden Spannungen bei phasenverschobenem Betrieb und

Fig, 5 eine weitere Ausführungsform der Erfindung,

die sich besonders für eine Verwendung in einem Digital-Voltmeter eignet.

In Fig, 1 ist schematisch ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Diese Schaltung ist ein Teil einer in Fig. 1 der obengenannten Patentanmeldung dargestellten Schaltung. Das in Fig, 1 gezeigte Blockschalt-

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bild zeigt dabei die Verbesserung und soviel von der früheren Schaltung, daß die Anschlüsse an die vorliegende Erfindung erkennbar werden. Wie bereits in der älteren Patentanmeldung beschrieben, ist die zu codierende Größe die Phase eines zyklischen Impulssignals S mit in bezug auf ein Bezugssignal S_n veränderlicher Breite. Das veränderliche Signal (S ) und das Bezugssignal (S_n) treten periodisch mit der gleichen Frequenz auf. Die Nulldurchgänge des Bezugssignals S_R werden durch den Nulldurchgangsdetektor 11 festgestellt. Die Detektorstufe ;11 schaltet eine monostabile Kippschaltung 15 ein, die aus-Igangsseitig einen Ausgangsimpuls abgibt, der eine Verriege-I lungsschaltung 17 einstellt. Im eingestellten Zustand ent-I sperrt die Verriegelungsschaltung 17 ein UND-Glied 19_f das Zählimpulse nach einem in dieser Figur nicht dargestellten

'Digitalzähler durchläßt. Normalerweise wird der Zähler zum gleichen Zeitpunkt auf null zurückgestellt, wie die Verriegelungsschaltung 17 eingestellt wird.

Die Kante des Signals S_v, welche das Ende des variablen Intervalls ΔΤ bezeichnet_f stellt die Verriegelungsschaltung 17 zurück und beendet damit den durch das UND-Glied 19 hindurchgelassenen Impuls, Der Zählerstand entspricht dann dem Digitalwert des Intervalls ΔΤ,

Die Zählimpulse werden durch einen spannungsgesteuerten, einen Rechteckimpuls abgebenden Oszillator 25 erzeugt. Diese Impulse treten mit einer zur Frequenz des Bezugssignals S_R harmonischen Frequenz auf und in dem dargestellten Beispiel wird die 36Ote Harmonische erzeugt.

Das Ausgangssignal des Oszillators 25 läuft in eine Rückkopplungsschleife ein, in der ein Frequenzteiler 27 (der die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators durch die Ordnungszahl der Harmonischen teilt) und einen Phasendiskriminator 29* angeordnet ist, der die Steuerspannung als Eingangsspannung an den spannungsgesteuerten Oszillator liefert. Insoweit ist

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die bisher beschriebene Schaltung als Blockschaltbild mit der in der bereits genannten älteren Patentanmeldung beschriebenen Schaltung identisch. Wie noch im einzelnen beschrieben wird, werden dieser Schaltung noch zwei weitere Frequenzteilerschaltungen zugefügt. Eine Frequenzteilerschaltung 27a wird in die Rückkopplungsschleife eingefügt, während die andere Frequenzteilerschaltung 27b als Vorstufe vor dem Phasendiskriminator 29' angeordnet wird. Zusätzlich dazu wird der Phasendiskriminator 29' so abgeändert, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist.

Bevor die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung im einzelnen beschrieben wird, soll die Theorie der Arbeitsweise der phasenstarren Schleife, die sehr genaue Impulse erzeugt, kurz beschrieben werden. Der Phasendiskriminator 29' tastet diskrete Abschnitte des Bezugssignals S , gesteuert durch das Signal S (Modulationssignal) aus der Frequenzteilerschaltung 27 ab. Diese Abtastwerte werden gefiltert, und man erhält dabei eine Fehlerspannung V , die eine Funktion der Phasendifferenz zwischen S_R und S„ ist. Die Fehlerspannung V wird dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt, wodurch die phasenstarre Schleife geschlossen ist. Bei geschlossener phasenstarrer Schleife ist das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung in einer phasenstarren Beziehung zum Bezugsignal S_R und beschränkt damit die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators in vorbestimmter Weise. Da die Ausgangsfrequenz des Oszillators 360 mal so hoch ist wie die Frequenz des Signals S_R, wird der Zählerstand des Zählers, den dieser in dem durch aufeinanderfolgende Nulldurchgänge von S_R und den Vorderkanten von S begrenzten Zeitintervall erreicht, weniger stark durch ein Weglaufen der Oszillatorfrequenz oder Instabilität der Frequenz beeinflußt sein, die normalerweise bei quarzgesteuerten Oszillatoren auftreten. Der Zählerstand des Zählers wird daher die Phasendifferenz zwischen S_R und S_x wesentlich genauer angeben.

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Die Rückstellung der Verriegelungsschaltung 17 durch S_v beendet die Erzeugung von Impulsen durch das UND-Glied 19 und deren Abgabe an den Zähler und bewirkt, daß eine monostabile Kippschaltung 35 einen Ausgangsimpuls abgibt, der eine Reihe von Torschaltungen betätigt, so daß der Zählerinhalt parallel an die verschiedenen Speicherstufen zur Einspeicherung des Zählerstandes abgegeben werden kann.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zur Verbesserung der Genauigkeit der phasenstarren Schleife der Fangbereich erhöht. Dies wird dadurch erreicht, daß man eine Frequenzteilerschaltung 27B vor dem Phasendiskriminator in dem Eingangskreis anordnet _r um damit die Frequenz durch einen Faktor H zu teilen. In dem in Fig. 3 unß 4 dargestellten Beispiel ist der Faktor H= 4, Es sollte jedoch hier angemerkt werden_f daß dies für die vorliegende Erfindung kein kritischer Wert ist und daß ein geeigneter Wert von H entsprechend den übrigen Parametern der Schaltung gewählt werden kann,

j Ein weiterer Frequenzteiler 27a wird im RückkopplungsStromkreis in Reihe mit dem Frequenzteiler 27 eingeschaltet, so daß dadurch die Wirkung des zusätzlichen Frequenzteilers in der Eingangsschaltung kompensiert wird. Zusätzlich dazu wird der Phasendiskriminator 29* um ein Tiefpaßfilter erweitert, das hier als Integrierglied und nicht als Differenzierglied aufgebaut ist, wie in Fig. 2 der obengenannten Patenanmeldung, Verwendet man ein Integrierglied, dann erhält man eine wesentlich stärkere Filterung, wodurch sich wesentlich mehr Störsignale ausfiltern lassen als in der bekannten Schaltung.

Der in Fig. 2 dargestellte Phasendiskriminator besteht aus einem als Phasendetektor arbeitenden Exklusiv-ODER-Glied 117', das eine Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Signale SR¹' und SM zur Erzeugung der Spannung VI durchführt. Dies ist in dem Impulsdiagramm der Fig. 3 dargestellt, wobei die sinusförmige Welle S_n durch den Nulldurchgangsdetektor 11 in Fig. 1 in ein

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Rechtecksignal S · umgewandelt wird. Der Frequenzteiler 27b teilt die Frequenz dieses Rechtecksignals durch den Faktor H zur Bildung des Signals S_n", Durch Einfügen des Frequenzteilers

SS.

27a, der durch einen auf H zählenden Zähler dargestellt wird, in den Rückkopplungsstromkreis erhält man ein Rückkopplungssignal S_M, das ebenfalls durch einen Faktor 4 geteilt ist. Diese beiden Signale S_M und S_n ¹¹ werden im Phasendetektor der Fig. miteinander kombiniert und liefern die Ausgangsspannung V 1 an dem in Fig, 2 dargestellten Punkt. Das Signal V_e1 läuft in das Tiefpaßfilter 119* ein und wird in einem RC-Integrierglied mit Verstärker A integriert, wodurch das sägezahnförmige Signal Y in Fig, 3 entsteht. Diese sägezahnförmige Signal steigt in Richtung auf die positive, durch VI erzeugte Spannung an, bis sich VI nach einem negativen Wert ändert. An diesem Zeitpunkt klingt das RC-Glied in Richtung auf den negativen Spannungswert von VI ab und erzeugt den negativ gerichteten Teil der Sägezahnschwingung, Da das Impulsdiagramm der Fig, 3 den phasenstarren Zustand darstellt, ist die Fehlerspannung bei O und die lineare Sägezahnspannung liegt symmetrisch zur Fehlerspannung O, Das Ergebnis dieser dem spannungsgesteuerten Oszillator 25 in Fig, 1 zugeführten linearen Sägezahnspannung besteht darin_f daß mit anwachsender Spannung mehr und mehr Taktimpulse erzeugt werden_f bis die Spannung wieder abfällt, so daß immer weniger Taktimpulse erzeugt werden. Die durchschnittliche Anzahl der Taktimpulse ist dabei jedoch gleich, so daß das Ergebnis das gleiche ist als wenn eine konstante Gleichspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt würde. Diese Schaltung hat den Vorzug, daß der Wechselstromanteil an dem Taktausgangssignal keine FrequenzSchwankungen hervorruft.

In Fig. 4 sieht man eine Phasenverschiebung zwischen dem Signal S' · und dem Rückkopplungssignal S_M, woraus man eine Fehlerspannung V 1 erhält, die nicht symmetrisch liegt. Damit erhält man aber am Tiefpaßfilter 119 eine Ausgangsspannung, die etwa so aussieht wie die in Fig, 4 dargestellte Spannung V_e· Dies ist eine ansteigende Fehlerspannung. Dadurch wird ein Rück-

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kopplungssignal solcher Polarität und Amplitude erzeugt, das den spannungsgesteuerten Oszillator 25 in der Weise steuert, daß er in seine stabile phasenstarre Lage einläuft,

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife 111 entsprechend Fig. 5 der bereits genannten älteren Patentanmeldung, die so weit abgewandelt ist, daß sie nunmehr auch die vorliegende Erfindung enthält. Dabei werden wiederum die gleichen Bezugszeichen benutzt. Anstelle des Phasendetektors 117 der älteren Anmeldung und des Tiefpaßfilters 119 werden hier Phasendetektor 117' und Tiefpaßfilter 119' gemäß Fig. 2 benutzt. Außerdem wird als Vorstufe ein zur Frequenzteilung um den Faktor H dienender Zähler 115 in die Eingangsleitung eingesetzt und ein für eine Frequenzteilung um den Faktor H bestimmter Zähler 115b wird im Rückkopplungsstrorakreis eingeschaltet« Die erfindungsgemäße Schaltung arbeitet dabei für eine Verbesserung der Stabilität der Schaltung, wie dies im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben wurde.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

\17) Analog-Digitalwandler mit einer Frequenzvervielfacher-Schaltung mit einem freischwingenden, in einer phasenstarren Schleife angeordneten, spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung von Taktsignalschwingungen bei einer vorbestimmten Harmonischen der Frequenz eines Bezugssignals und mit einem in die phasenstarre Schleife eingeschleiften Phasendiskriminator, dadurch gekennzeichnet, daß in die eine zum Phasendiskriminator (29? Fig. 2) führende Eingangsleitung eine erste Frequenzteilerstufe (27B) für eine Division um einen Faktor H eingeschaltet ist, um damit den wirksamen Einfluß des Bezugssignals CSR) bei der Erzeugung eines ersten Signals (SR¹¹) zu verringern, daß eine zweite Frequenzteilerschaltung (27, 27A) eingangsseitig an dem spannungsgesteuerten Oszillator (25) und ausgangsseitig an dem Phasendiskriminator (29') angeschlossen ist und ein Ausgangssignal mit einer Frequenz liefert, die der Wiederholungsfrequenz der ersten Signale (SR¹¹) entspricht und daß der auf das erste Signal und das rückgekoppelte Signal ansprechende Phasendiskriminator eine Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator liefert und damit dessen Taktsignalschwingungen auf die vorbestimmte harmonische Frequenz festlegt.
2. Analog-Digitalwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator (29') aus einer Reihenschaltung eines Exklusiv-ODER-Gliedes (117) und eines Integriergliedes (119') besteht.

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3. Analog-Digitalwandler nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem zweiten Frequenzteiler (27) ein dritter Frequenzteiler (27A) vorgesehen ist, der die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (25) durch Teilung um den Faktor H zusammen mit dem zweiten Frequenzteiler (27) auf die Wiederholungsfrequenz der ersten Signale (SR¹') bringt.

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