DE3823177A1 - Ultraschall-durchflussmessung unter auswertung von phasenverschiebungen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Ultraschall-Durchflußmeßverfahren bei dem sich in einem fluiddurchströmten Meßrohr Ultraschallwellen von einem Sender zu einem Empfänger in und/oder der Strömungsrichtung ausbreiten. Die dabei insbesondere zeitlich nacheinander entstehenden Phasenverschiebungen zwischen den Sende- und Empfangssignalen werden ermittelt und zur Durchflußbestimmung weiterverarbeitet.

Die Prinzipien der Verwendung von Ultraschall zur Durchflußmessung sind allgemein bekannt (vgl. die von der Anmelderin herausgegebene "Durchflußfibel", 2. Ausgabe 1985, S. 39ff). Insbesondere ist ein Durchflußmeßverfahren der eingangs genannten Art bekannt (US-PS 40 03 252), bei dem von Ultraschallwandlern Schallwellen innerhalb des fluiddurchströmten Meßrohres stromabwärts und stromaufwärts gesendet werden. Ein vom Ultraschallsender in Axialrichtung des Meßrohres versetzt angeordneter Schallwandler detektiert die gesendeten Schallwellen und bildet ein elektrisches Empfangssignal. Aufgrund der Laufzeiten, welche die Schallwellen im strömenden Medium benötigen, um vom Sender zum Empfänger zu gelangen, entstehen Phasenverschiebungen zwischen dem Sende- und Empfangssignal. Diese werden mittels Phasenmeßeinrichtung erfaßt und zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit und/oder des Durchflusses weiterverarbeitet.

Um hierbei geforderte Meßgenauigkeiten erreichen zu können, muß neben der Anzahl der ganzen Ultraschallwellen zwischen Sender und Empfänger die demgegenüber noch verbleibende Restphasenverschiebung zwischen Sende- und Empfangssignal bestimmt werden. Diese Phasenverschiebung kann sehr klein sein, so daß zu deren Messung eine hohe Auflösung erforderlich ist.

Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, bei einem Ultraschall- Durchflußmeßverfahren mit Auswertung von Phasenverschiebungen diese mit geringem Aufwand und gleichzeitig hoher Genauigkeit bestimmen zu können.

Zur Lösung schlägt die Erfindung bei einem Ultraschall- Durchflußmeßverfahren mit den eingangs genannten Merkmalen vor, aus einer vorbestimmten Mehrzahl von im wesentlichen nacheinander ermittelten Phasenverschiebungen deren Mittelwert zu berechnen und weiterzuverarbeiten.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntis, daß man zur Bestimmung einer genauen Phasenverschiebung nicht eine einzelne Phasenverschiebung möglichst genau auszumessen braucht. Vielmehr genügt es, zunächst mit verhältnismäßig geringer Auflösung mehrere Phasenverschiebungen nacheinander zu erfassen und zu speichern und diese dann gleichsam aneinanderzureihen und hieraus eine mittlere Phasenverschiebung zu bilden. Je mehr Phasenverschiebungen zur Mittelwertbildung verwendet werden, desto höher wird die Auflösung, wie weiter unten noch erläutert werden wird. Dabei liegt es im Rahmen der Erfindung, aus den aneinandergereihten, einzelnen Phasenverschiebungen das arithmetische oder quadratische Mittel zu berechnen oder sonstige gleichwirkende Methoden zur Mittelwertbestimmung anzuwenden.

Mit steigender Anzahl der zur Mittelwertbildung verwendeten einzelnen Phasenverschiebungen erhöht sich zwar die Auflösung und Genauigkeit, aber auch die dafür notwendige Rechen- und Verarbeitungszeit. Um einen möglichst effizienten Mittelweg zwischen hoher Meßgenauigkeit einerseits und geringem Verarbeitungsaufwand andererseits zu erzielen, berechnet sich nach einer Ausbildung der Erfindung die Anzahl n der zur Mittelwertbildung verwendeten Phasenverschiebungen nach folgender Formel:

Hierbei bedeuten P die Zeit für die Mittelwertbildung, Weiterverarbeitung und Ausgabe des Durchflusses, T die Periodendauer der Sende- bzw. Empfangsfrequenz und A die Zeit für das Aufsummieren der einzelnen Phasenverschiebungen zur Mittelwertbildung. Diese Formel läßt sich aus der Forderung herleiten, daß das Produkt aus Verarbeitungszeit bzw. -aufwand und Fehler bei der Ermittlung der mittleren Phasenverschiebung minimal sein soll.

Nach einer Ausbildung der Erfindung wird die Messung einzelner Phasenverschiebungen dadurch realisiert, daß die Zeitdifferenz zwischen dem Erreichen eines bestimmten Signalpegels durch das Sende- und Empfangssignal mittels Zählimpulse fest vorgegebener Zählfrequenz ausgezählt wird. Nach einer ersten Alternative werden die Zählimpulse kontinuierlich erzeugt, aber nur innerhalb der genannten Zeitdifferenz gezählt; nach einer zweiten Alternative werden Zählimpulse nur nach dem Erreichen eines bestimmten Signalpegels durch das Sendesignal erzeugt und gezählt, welcher Vorgang dann mit dem Erreichen desselben Signalpegels durch das Empfangssignal wieder gestoppt wird; mit anderen Worten, Zählimpulse werden nur nach dem Beginn und vor dem Ende der Zeitdifferenz erzeugt und gezählt.

Eine besondere erfindungsgemäße Ausbildung der erstgenannten Alternative besteht darin, daß die Zählimpulse einer Frequenzmodulation mit fest vorgegebenem Frequenzhub unterworfen werden, das heißt die Frequenz schwankt innerhalb eines fest vorgegebenen Frequenzbandes. Mit dieser gezielten Veränderung des Zeitmaßstabes zum Zählen, wobei im Mittel die vorgegebene Zählfrequenz beibehalten wird, werden durch das digitale Zählverfahren bedingte Quantisierungsfehler weitgehend vermieden. Insbesondere werden solche Fehlzählungen vermieden, die auftreten würden, wenn die Sende- bzw. Empfangsfrequenz und die Zählfrequenz in einem ganzzahlig vervielfachten Verhältnis zueinander stehen würden. Dies wird aber aufgrund der erfindungsgemäßen Modulation der Zählfrequenz unterbunden, indem man diese um einen Mittelwert schwanken läßt.

Damit die gewünschten Schwankungen der gezählten Impulse erzielt werden, muß der Grad, mit dem die Zählfrequenz moduliert wird, ausreichend groß sein. Eine untere Grenze für den Grad der Modulation (Frequenzhub) ergibt sich aus dem Kehrwert der Mindestdauer, welche für das Auszählen einer (minimalen) Phasenverschiebung bzw. Zeitdifferenz benötigt wird.

Auf der Basis der Erfindung sind viele Funktionskurven denkbar, nach welchen während eines Meßzyklus zur Mittelwertbildung aus einer Mehrzahl von Phasenverschiebungen der gesamte Frequenzhub durchfahren werden kann. Mit Vorteil weisen die Funktionskurven Sinus- oder Sägezahnform auf, weil diese ein gleichmäßiges Schwanken um die fest vorgegebene Zählfrequenz als Mittenfrequenz gewährleisten. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Zählfrequenz nach einem fest vorgegebenen Pseudozufallmuster zu modulieren. Bei bekannten Pseudozufallsgeneratoren (vgl. Tietze- Schenk "Halbleiterschaltungstechnik" 5. Auflage, S. 509) wiederholen sich die ausgegebenen (Pseudo-)Zufallsmuster mit einer bestimmten Periode. Vorteilhafterweise wird die Periodendauer so gewählt, daß sie mit der Dauer eines Meßzyklus zur Mittelwertbildung aus einzelnen Phasenverschiebungen übereinstimmt. Man erreicht so, daß jedem Ergebnis der Mittelwertbildung aus einer Reihe von für sich ausgezählten Phasenverschiebungen exakt der gleiche (Zeit-)Maßstab zugrundeliegt. Eine weitere Möglichkeit der Frequenzmodulation besteht darin, die Zählfrequenz innerhalb eines fest vorgegebenen Frequenzbandes zufälligen Schwankungen zu unterwerfen, die statistisch weitgehend gleich verteilt sind.

Mit Vorteil wird das Spektrum der Frequenzmodulation, insbesondere Rauschmodulationsspannung, das heißt die Schnelligkeit, mit der die Zählfrequenz um eine fest vorgegebene Mittenfrequenz schwankt, nach oben und unten begrenzt. Damit sich die Zählfrequenz nicht allzu schnell ändert, wird die Frequenzmodulation einer Bandbegrenzung unterworfen, deren obere Grenzfrequenz viel kleiner als der mit der Zahl 2 multiplizierte Kehrwert der Höchstdauer des Auszählens der einzelnen Phasenverschiebungen bzw. Zeitdifferenz, und die untere Grenzfrequenz viel größer als der Kehrwert der Mittelwertbildung aus den Phasenverschiebungen sind.

Bei Anwendung der obengenannten zweiten Alternative kann man die Länge der aneinandergereihten Phasenverschiebungen bzw. Zeitdifferenzen gemäß der Weiterbildung der Erfindung dadurch exakt bestimmen, daß die Phasenlage des letzten Zählimpulses bezüglich des Endes der jeweiligen Zeitdifferenz gespeichert und für die jeweilige Phasenlage des ersten Zählimpulses bezüglich des Beginns der nächsten Zeitdifferenz berücksichtigt, zum Beispiel abgezogen wird. Damit werden sogenannte "Restphasen"-Fehler vermieden; diese entstehen dann, wenn die Periodendauer der Zählimpulse ein ganzzahliges Vielfaches der Sende- bzw. Empfangsfrequenz ist.

Weitere Vorteile und Ausbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Erläuterung anhand von Beispielen und Zeichnungen. Darin zeigen

Fig. 1 die prinzipiellen zeitlichen Verläufe des Sende- und Empfangssignals (TRM, RCV) sowie des Phasenverschiebungssignals (PSS);

Fig. 2 im gegenüber Fig. 1 vergrößerten Zeitmaßstab die zeitlichen Verläufe des Phasenverschiebungssignals (PSS) und der Zählimpulse (CNP);

Fig. 3 zeitliche Verläufe der Frequenzmodulationskurven (SIN, RMP, NSE) für die Zählfrequenz (fc);

Fig. 4 ein Blockschaltbild für die Generierung der Zählfrequenz (fc); und

Fig. 5 ein Zeitdiagramm zur Darstellung des Auszählens der Phasenverschiebung (tp).

Die in den Fig. 1-5 übereinstimmenden Bezugszeichen beziehen sich auf einander entsprechende Sachverhalte.

Im oberen Zeitdiagramm der Fig. 1 sind die zeitlichen Verläufe des Sendesignals (TRM) und des Empfangssignals (RCV) dargestellt, wie sie etwa gemäß Fig. 4 vom Phasendetektor (PHD) aufgenommen werden. In Fig. 1 ist die Periodendauer (T) des Sendesignals (TRM) angedeutet, welche mit der des Empfangssignals (RCV) über­ einstimmt. Der Phasendetektor (PHD) (Fig. 4) erzeugt entsprechend den steigenden Nulldurchgängen des Sende- und Empfangssignals (TRM, RCV) einen Pulszug (PSS), dessen einzelne Impulse jeweils von einem steigenden Nulldurchgang des Sendesignals (PRM) ausgelöst werden; analog werden die fallenden Impulsflanken von den steigenden Nulldurchgängen des Empfangssignals (RCV) ausgelöst. Die resultierende Impulsdauer (tp) gibt die Zeitdifferenz an, die zwischen dem Erreichen des Nullpegels durch das Sendesignal (TRM) und das Empfangssignal (RCV) besteht und entspricht damit der Restphasenverschiebung zwischen dem Sende- und Empfangssignal, welche wir im folgenden Phasenverschiebung bezeichnen.

Gemäß Fig. 2 läßt sich eine einzelne Phasenverschiebung dadurch bestimmen, daß man während der Dauer (tp) eines Phasendetektorimpulses Zählimpulse eines Zählimpulszuges (CNP) zählt. Gemäß Darstellung in Fig. 2 würde man für die Phasendetektorimpulse jeweils den Zählerstand 3 erhalten, wenn der die Zählimpulse aufnehmende Zähler (CNT) (vgl. Fig. 4) stets auf eine fallende Impulsflanke anspricht. Um eine höhere Auflösung zu erreichen, könnte man die Zählfrequenz (fc) erhöhen. Nach der Erfindung wird die höhere Auflösung dadurch erreicht, daß man mehrere, hintereinander aufgenommene Zählergebnisse summiert und das Ergebnis durch die Anzahl der aufgenommenen Zählergebnisse dividiert. Man reiht also mehrere Phasendetektorimpulse gleichsam ihrer zeitlichen Länge nacheinander und bildet aus diesen den einfachen (arithmetischen) Mittelwert. Hierdurch läßt sich die Auflösung um einen Faktor steigern, der der Anzahl der einzelnen aufgenommenen Zählergebnisse bzw. Phasenverschiebungen entspricht. Eine Erhöhung der Zählfrequenz (fc) ist dabei nicht notwendig.

Das anhand von Fig. 2 erläuterte Zählverfahren liefert allerdings ein brauchbares Zählergebnis nur unter der Bedingung, daß die Zählfrequenz (fc) kein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des Sende- bzw. Empfangssignals (TRM, RCV) bildet. Zudem ist ein Quantisierungsfehler zu vermeiden, der auf das digitale Zählverfahren zurückzuführen ist. Zu diesem Zweck wird gemäß Fig. 3 die Zählfrequenz (fc) Änderungen über die Zeit (t) unterworfen, deren Verläufe mit einer der Modulationskurven (SIN, RMP) und (NSE) übereinstimmen können. Die erstgenannte Modulationskurve (SIN) besitzt einen sinusförmigen Verlauf, die Zweitgenannte einen sägezahnförmigen Verlauf mit linear ansteigender Rampe und die Letztgenannte die Form eines bandbegrenzten Rauschens. Die jeweilige Periodendauer der Sinus- und Sägezahnfunktion (SIN, NSE) weist die Länge (TM) auf, welche die Zeitdauer angibt, die für die Aufnahme der n Meßwerte benötigt wird. Es gilt also

TM = n * T.

Für die Sinus- und Rampenfunktion (SIN, RMP) gilt jeweils, daß deren Integralwert über die Zeit (TM) eines Meßzyklus zur Bildung einer mittleren Phasenverschiebung den Wert Null besitzt. Damit wird der Vorteil erzielt, daß während eines Meßzyklus das Mittel der Zählfrequenz weitgehend stabil bleibt und so eine optimale mittlere Zählfrequenzstabilität erreicht wird. Die Größen der Amplituden der in Fig. 3 gezeigten Kurvenfunktionen für die Frequenzmodulation der Zählfrequenz (fc) ergeben einen Frequenzhub von +/- fh/2.

Gemäß Fig. 4 nimmt eine Phasendetektorschaltung (PHD) die Sende- und Empfangssignale (TRM, RCV) auf (vgl. Fig. 1 oben) und gibt auf deren Grundlage den Pulszug (PSS) mit der jeweils einer Phasenverschiebung entsprechenden Impulsdauer (tp) aus. Der Pulszug (PSS) aus dem Phasendetektor (PHD) wird einer Zähltorschaltung (G) zugeführt, welche gemäß Darstellung als UND-Gatter mit zwei Eingängen realisiert ist. Der zweite Eingang des Zähltores (G) ist mit dem Ausgang der Impulsformerstufe (IF) verbunden, welche die Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) einer Phasenverriegelungsschaltung (PLL) in einen digital zählbaren Pulszug (CNP) (vgl. Fig. 2 unten) umformt. Während der Dauer (tp) eines Impulses des Pulszuges (PSS) (vgl. Fig. 1 unten) ist das Zähltor (G) geöffnet, sodaß die Zählimpulse des Pulszuges (CNP) von einer Zählerschaltung (CNT) erfaßt werden können. Diese stellt die Zählergebnisse zur Speicherung und weiterer Verarbeitung einer nicht gezeichneten Verarbeitungselektronik zur Verfügung.

Die Phasenverriegelungsschaltung (PLL) besteht im wesentlichen aus einem Phasenkomparator (PHC), einem Tiefpaß (TPF) und dem bereits genannten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO). Die Phasenkomparatorschaltung (PHC) empfängt einerseits das mittels der Teilerschaltung (DEV 2) heruntergeteilte Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) und andererseits mittels einer Teilerschaltung (DIV 1) heruntergeteilte Ausgangssignale einer quarzgesteuerten Referenzspannungsquelle (QUR). Im übrigen ist die Funktionsweise von Phasenverriegelungsschaltungen weithin bekannt (vgl. z. B. Tietze-Schenk, "Halbleiterschaltungstechnik" 5. Auflage, S. 701). Als erfindungsgemäße Besonderheit ist in der Phasenverriegelungsschaltung (PLL) zwischen dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) und dem Ausgang des Tiefpasses (TPS) ein Summationspunkt (S) angeordnet, mittels welchem für den Eingang des Oszillators (VCO) dem Ausgangssignal des Tiefpasses (TPS) noch das Ausgangssignal einer Rauschspannungsquelle (PRN) mit vorgeschaltetem Bandpaß (BPF) überlagert ist. Im dargestellten Beispiel ist der Rauschgenerator (PRN) als digitaler Pseudozufallsgenerator mit einem Rücksetzeingang (RES) ausgeführt. Dieser Eingang wird zweckmäßigerweise bei jedem Start einer Meßzykluszeit (TM) (vgl. Fig. 3) betätigt. Dadurch wird verhindert, daß während der Dauer eines Meßzyklus zur Bestimmung einer mittleren Phasenverschiebung das Mittel der Zählfrequenz variiert. Hierdurch wird die Stabilität der mittleren Zählfrequenz (fc) optimiert. Die Wirkung der Überlagerung des Rauschsignals am Eingang des Oszillators (VCO) äußert sich in einem innerhalb des Frequenzhubes +/- fh/2 frequenzmodulierten Oszillatorausgangssignals, welches über die Impulsformerstufe (IF) in das Zähltor (G) gelangt.

In Fig. 5 ist ein Zählverfahren dargestellt, welches eine Alternative zu dem in Fig. 2 gezeigten Verfahren darstellt. Gemäß Fig. 5 wird ein Zählpulszug (CNP) mit einzelnen Zählimpulsen der Frequenz (fc) nur dann erzeugt, wenn der Phasendetektor (PHD) (vgl. Fig. 4) einen Phasenverschiebungsimpuls der Dauer (tp) ausgibt. Um eine ausreichende Meßgenauigkeit zu gewährleisten, ist beim Ein- bzw. Ausschalten des Pulszuges (CNP) die Phasenlage sowohl des ersten Einzelimpulses als auch des letzten Einzelimpulses zu berücksichtigen. Zu diesem Zweck sind die Einzelimpulse des Pulszuges (CNP) mit dem Ausgangssignal (TRG) eines Dreieckgenerators synchronisiert. Die Synchronisation erfolgt dadurch, daß (nicht gezeichnete) Detektoren das Erreichen eines oberen Schwellwertes (U+) und eines unteren Schwellwertes (U-) durch das Dreieckgeneratorausgangssignal (TRG) feststellen. Beim Erreichen des positiven Schwellwertes (U+) wird ein Zählimpuls ausgelöst und beim Erreichen des unteren Schwellwertes (U-) wird der Zählimpuls beendet. Solange der Phasendetektor (PHD) (Fig. 4) ein Phasenverschiebungssignal mit der Impulsdauer (tp) ausgibt, befindet sich der Dreiecksgenerator im Laufzustand (RUN). Mit Beendigung des Phasenverschiebungsimpulses wird der Dreiecksgenerator gestoppt und gelangt in einen Haltezustand (HLD). Dieser zeichnet sich dadurch aus, daß der Ausgang des Dreiecksgenerators nicht zurückgesetzt wird, sondern den Signalpegel beibehält, auf dem er im Moment der Beendigung des Phasenverschiebungsimpulses mit der Dauer (tp) lag. Schaltungstechnisch kann die Signalpegelspeicherung durch Kondensatoreinrichtungen realisiert sein. Mit Beginn des nächsten Phasenverschiebungsimpulses aus dem Pulszug (PSS) wird der Haltezustand (HLD) des Dreieckgenerators beendet und dieser wieder in den Laufzustand (RUN) versetzt. Aufgrund der Speicherung des Ausgangssignalpegels setzt der Dreiecksgenerator von diesem Signalpegel ausgehend die Dreiecksfunktion (TRG) fort, wie anhand deren waagrechten Abschnitts in Fig. 5 ersichtlich. Damit wird erreicht, daß die letzte Zählimpulsperiode (1/fc), die während der Dauer (tp) eines Phasenverschiebungsimpulses begonnen, aber nicht vollendet wurde, mit Beginn des nachfolgenden Phasenverschiebungsimpulses vervollständigt wird. Mithin lassen sich bei diesem Zählverfahren die Dauern (tp) der nacheinander auftretenden Phasenverschiebungsimpulse aus dem Pulszug (PSS) gleichsam nahtlos ohne Fehler durch Aufsummieren der entsprechenden Zählergebnisse aneinanderreihen. In Fig. 5 ist dies dadurch verdeutlicht, daß bei aufsteigender Flanke ansprechendem Zähler im ersten Zählabschnitt (N 1) während des ersten Phasenverschiebungsimpulses sich der Zählerstand fünf ergibt und im zweiten Zählabschnitt (N 2) sich der Zählerstand sechs ergibt. Es wird also ein sogenannter "Restphasen"-Fehler, der im ersten Zählabschnitt (N 1) systembedingt entstanden ist, im zweiten Zählabschnitt (N 2) ausgeglichen.

Claims (18)

1. Ultraschall-Durchflußmeßverfahren, bei dem sich in einem fluiddurchströmten Meßrohr Ultraschallwellen von einem Sender zu einem Empfänger in und/oder entgegen der Strömungsrichtung ausbreiten, und Phasenverschiebungen (tp) zwischen den Sende- und Empfangssignalen (TRM, RCV) ermittelt und zur Durchflußbestimmung weiterverarbeitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß aus einer vorbestimmten Mehrzahl von im wesentlichen nacheinander ermittelten Phasenverschiebung (tp) deren Mittelwert berechnet und weiterverarbeitet wird.

2. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 1, bei dem als Mittelwert das arithmetische oder quadratische Mittel berechnet wird.

3. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem sich die Mehrzahl n der zur Mittelwertbildung verwendeten Phasenverschiebungen nach der Gleichung berechnet, wobei P die Zeit für die Mittelwertbildung, Weiterverarbeitung und Ausgabe des Durchflusses, T die Periodendauer der Sende- bzw. Empfangsfrequenz und A die Zeit für das Aufsummieren der einzelnen Phasenverschiebungen zur Mittelwertbildung sind.

4. Durchflußmeßverfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem als Maß für eine Phasenverschiebung mindestens einmal pro Periodendauer (T) des Sende- bzw. Empfangssignals (TRM, RCV) mittels Zählimpuls fest vorgegebener Zählfrequenz (fc) die Zeitdifferenz (tp) gemessen wird, die zwischen dem Erreichen eines bestimmten Signalpegels durch das Sende- und Empfangssignal (TRM, RCV) besteht.

5. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 4, bei dem die Zählimpulse ununterbrochen erzeugt, aber nur innerhalb der Zeitdifferenz (tp) gezählt werden, und die Zählfrequenz (fc) einer Frequenzmodulation mit fest vorgegebenem Frequenzhub (fh) unterworfen wird.

6. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 5, bei dem der Frequenzhub (fh) mindestens so groß ist wie der Kehrwert der Mindestdauer einer einzelnen Phasenverschiebung bzw. Zeitdifferenz (tp).

7. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Modulation der Zählfrequenz gemäß einer den gesamten Frequenzhub (fh) durchlaufenden Sinus- oder Sägezahnfunktion (SIN, RMP) oder periodischen Pseudozufallsfunktion (NSE) erfolgt, deren Periodendauer jeweils der Dauer (TM) der Ermittlung der Phasenverschiebungen (tp) für die Mittelwertbildung entspricht.

8. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Modulation der Zählfrequenz (fc) entsprechend einer Rauschfunktion (NSE) mit statistischer Gleichverteilung erfolgt.

9. Durchflußmeßverfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 8, bei dem das Spektrum der Frequenzmodulation einer Bandbegrenzung mit einer oberen und unteren Grenzfrequenz unterworfen wird.

10. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 9, bei dem die obere Grenzfrequenz viel kleiner als der mit der Zahl zwei multiplizierte Kehrwert der Höchstdauer einer einzelnen Phasenverschiebung bzw. Zeitdifferenz (tp), und die untere Grenzfrequenz viel größer als der Kehrwert der Dauer (TM) der Ermittlung der Phasenverschiebungen (tp) für die Mittelwertbildung sind.

11. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 4, bei dem Zählimpulse (CNP) nur während der Zeitdifferenz (tp) erzeugt und gezählt werden.

12. Durchflußmeßverfahren nach Anspruch 11, bei dem die Phasenlage des letzten Zählimpulses (CNP) bezüglich des Endes der jeweiligen Zeitdifferenz (tp) gespeichert und für die Phasenlage des ersten Zählimpulses (CNP) bezüglich des Beginns der nächsten Zeitdifferenz (tp) berücksichtigt wird.

13. Ultraschall-Durchflußmesser, insbesondere geeignet zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 4-12, mit Verarbeitungselektronik, die dadurch gekennzeichnet ist, daß ein Phasenkomparator (PHD) das Sende- und Empfangssignal (TRM, RCV) aufnimmt und Impulse mit einer jeweils einer Phasenverschiebung entsprechenden Zeitdauer (tp) ausgibt, daß ein Frequenzgenerator die Zählimpulse erzeugt, und daß ein Zähler (CNT) anhand der Zählimpulse (CNP) die Zeitdauer (tp) einzelner Phasendetektorimpulse (PSS) auszählt und die Zählerergebnisse zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung stellt.

14. Durchflußmesser nach Anspruch 13, bei dem der Zähler (CNT) Zählimpulse (CNP) nur während der Zeitdauer (tp) eines Phasendetektor­ impulses zählt, und der Frequenzgenerator von einem digitalen Pseudozufallsgenerator (PRN) oder einem Rauschgenerator frequenzmoduliert ist.

15. Durchflußmesser nach Anspruch 14, bei dem der Frequenzgenerator im wesentlichen aus einem Phasenverriegelungskreis (PLL) gebildet ist, dessen spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) die Zählfrequenz (fc) ausgibt, und dem Eingangssignal des Oszillators das Ausgangssignal des Pseudozufallsgenerators (PRN) oder Rauschgenerators überlagert ist.

16. Durchflußmesser nach Anspruch 14 oder 15, bei dem dem Ausgang des Pseudozufallsgenerators oder Rauschgenerators ein Bandpaßfilter (BPF) unmittelbar nachgeschaltet ist.

17. Durchflußmesser nach Anspruch 13, bei dem der Frequenzgenerator die Zählimpulse (CNP) nur innerhalb der Zeitdauer (tp) der Phasendetektorimpulse (PSS) erzeugt.

18. Durchflußmesser nach Anspruch 17, bei dem der Frequenzgenerator im wesentlichen einen Dreieckfunktionsgenerator aufweist, der mit jedem Ende eines Phasendetektorimpulses auf seiner momentanen Phasenlage anhaltbar (HLD) ist und in dieser mit Beginn des nächsten Phasendetektorimpulses weiterläuft (RUN), wobei Detektoren bei Erreichen eines oberen bzw. unteren Schwellwertpegels durch den Dreieckfunktionsgenerator einen Zählimpuls auslösen bzw. beenden.