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Bereich der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Verfahren und Vorrichtungen zum Messen von Pegeln oder Füllständen flüssiger Produkte oder granulatförmiger Feststoffe in Behältern. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere die Stabilisierung von Oszillatoren in leistungsarmen gepulsten Radar-Füllstandtransmittern.
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Hintergrund der Erfindung
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Leistungsarme gepulste Radar-Füllstandtransmitter weisen typischerweise Sende- und Empfangsoszillatoren auf, deren Frequenzen um einen Frequenz-Offset voneinander verschoben sind. Die Stabilität des Ausgangssignals des Radar-Füllstandtransmitters ist von der Stabilisierung des Frequenz-Offset abhängig. Gemäß einem Stabilisierungsverfahren ist einer der beiden Oszillatoren zum Steuern der Frequenz des anderen Oszillators verwendet worden, um zu versuchen, den Frequenz-Offset zu stabilisieren. Gemäß einem anderen Stabilisierungsverfahren wird der Frequenz-Offset abgetastet und zum Steuern der Frequenz eines der Oszillatoren verwendet, um zu versuchen, den Frequenz-Offset zu stabilisieren. Hochleistungs-Stabilisierungstechniken mit komplexen Schaltungen oder Kristallöfen können verwendet werden, ohne daß die Leistungsversorgungsgrenze einer 4–20-mA-Schleife überschritten werden, die den Füllstandtransmitter mit Leistung versorgt. Die innerhalb der Leistungsgrenze erzielte Stabilisierung ist ungeeignet gewesen, so daß Bedarf für ein Verfahren und eine Vorrichtung besteht, gemäß denen der Frequenz-Offset stabilisiert werden kann, ohne daß mehr Leistung oder Energie benötigt wird, als von einer 4–20 mA-Zweidrahtschleife erhalten werden kann, über die dem Radar-Füllstandtransmitter die gesamte Leistung oder Energie zugeführt wird.
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Kurze Beschreibung der Erfindung
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Durch die vorliegende Erfindung wird ein Füllstandtransmitter mit einer ersten frequenzvariablen Oszillatorschaltung zum Bereitstellen eines Sendefrequenzausgangssignals und einer zweiten frequenzvariablen Oszillatorschaltung zum Bereitstellen eines Empfangsfrequenzausgangssignals bereitgestellt. Die Frequenz des Empfangsfrequenzausgangssignals ist bezüglich derjenigen des Sendefrequenzausgangssignal um einen Frequenz-Offset verschoben.
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Ein erster Impulsgenerator empfängt das Sendefrequenzausgangssignal und erzeugt Mikrowellensendeimpulse, die dazu geeignet sind, einer Produktoberfläche zugeführt zu werden. Ein zweiter Impulsgenerator empfängt das Empfangsfrequenzausgangssignal und erzeugt Mikrowellen-Torimpulse.
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Eine Torschaltung bzw. Gateschaltung empfängt die Mikrowellen-Torimpulse und ist mit der Produktoberfläche gekoppelt, um von der Produktoberfläche zurückreflektierte Mikrowellenimpulse zu empfangen, die um eine Reflexionsverzögerungszeit verzögert sind. Die Torschaltung erzeugt ein torgesteuertes verzögertes Pulsausgangssignal. Ein Controller empfängt das torgesteuerte verzögerte Pulsausgangssignal und erzeugt ein den Produktfüllstand darstellendes Füllstandausgangssignal.
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Eine Referenzkristalloszillatorschaltung erzeugt ein Referenzfrequenzausgangssignal, das dem ersten und dem zweiten frequenzvariablen Oszillator zugeführt wird. Die Frequenzen des Sende- und des Empfangsfrequenzausgangssignals werden als Funktion des Referenzfrequenzausgangssignals gezogen bzw. geändert.
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Diese und andere die vorliegende Erfindung kennzeichnenden Merkmale und Vorteile werden anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verdeutlicht.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt einen an einem industriellen Speicherbehälter installierten Produktfüllstandtransmitter;
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2 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters;
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3 zeigt eine schematische Ansicht einer alternativen Ausführungsform einer frequenzvariablen Oszillatorschaltung;
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4 zeigt ein Zeitdiagramm;
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5 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters;
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6 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters; und
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7 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters.
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Ausführliche Beschreibung erläuternder Ausführungsformen
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In den nachstehend dargestellten Ausführungsformen weist ein leistungsarmer gepulster Radar-Füllstandtransmitter eine erste und eine zweite frequenzvariable Oszillatorschaltung auf, deren Frequenzen um ein Frequenz-Offset voneinander verschoben sind. Die erste frequenzvariable Oszillatorschaltung erzeugt ein Sendefrequenzausgangssignal, und die zweite frequenzvariable Oszillatorschaltung erzeugt ein Empfangsfrequenzausgangssignal. Ein dritter oder Referenzkristalloszillator führt Phasenvergleichern in der ersten und in der zweiten Kristalloszillatorschaltung ein Referenzsignalausgangssignal zu. Die Phasenvergleicher stellen Vorspannungen von Varaktordioden ein, die die Sende- und die Empfangsfrequenz ziehen bzw. variieren. Der Frequenz-Offset ist extrem stabil, so daß die Genauigkeit und die Stabilität des Ausgangssignals des leistungsarmen gepulsten Radar-Füllstandtransmitters verbessert sind.
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1 zeigt einen an einem industriellen Speicherbehälter 102 installierten Produktfüllstandtransmitter 100. Der Produktfüllstandtransmitter 100 ist über einen Bus 104 mit einem industriellen Prozeßsteuerungssystem (nicht dargestellt) verbunden. Der Bus 104 ist vorzugsweise eine industrielle 4–20 mA-Zweidraht-Stromschleife (auch als Telemetrieschleife bezeichnet), über die die gesamte Leistungsversorgung für den Transmitter 100 bereitgestellt wird. Der Bus 104 kann auch ein bekannter industrieller Feldbus sein, wie beispielsweise Foundation Fieldbus, Profibus oder CAN.
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Der Produktfüllstandtransmitter 100 sendet einen Mikrowellenimpuls bzw. Puls 106 entlang einer Übertragungsachse 108 zu einer Produktoberfläche 110 im Inneren des Behälters 102 aus. Der ausgesendete Impuls bzw. Puls 106 wird von der Produktoberfläche 110 reflektiert und kehrt als reflektierter Impuls bzw. Puls 112 zum Transmitter 100 zurück. Mit dem Laufweg des ausgesendeten Impulses vom Transmitter 100 zur Produktoberfläche 110 und von der Produktoberfläche 110 zurück zum Transmitter 100 ist eine Zeitverzögerung verbunden. Der Transmitter 100 mißt diese Reflexionszeitverzögerung und berechnet unter Verwendung der bekannten Ausbreitungsgeschwindigkeit der Mikrowellen den Abstand zwischen dem Transmitter 100 und der Produktoberfläche 110. Unter Verwendung der bekannten Behälterabmessungen berechnet der Transmitter den Füllstand (oder das Volumen oder die Masse) des Produkts im Speicherbehälter und überträgt ein Ausgangssignal über den Bus 104.
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Der Transmitter 100 mißt die Reflexionszeitverzögerung mit hoher Präzision und Stabilität gemäß den Erfordernissen eines mit dem Bus 104 verbundenen industriellen Prozeßsteuerungssystems (nicht dargestellt). Trotz kurzzeitiger Temperaturänderungen und einer Langzeitdrift der Frequenzen der im Produktfüllstandtransmitter 100 angeordneten Oszillatoren müssen stabile Messungen der Reflexionsverzögerungszeit durchgeführt werden.
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Vom Bus 104 ist nur eine sehr begrenzte elektrische Leistung verfügbar. Wenn eine Störung oder ein Kurzschluß auftritt, ist es in vielen industriellen Anwendungen erforderlich, zu verhindern, daß in einer mit dem Bus 104 verbundenen Schaltung Impulsspitzen mit einer Leistung auftreten, die ausreichend ist, um eine den Bus umgebende leicht entzündliche Atmosphäre in Brand zu setzen. Aufgrund der im Transmitter verfügbaren sehr begrenzten Leistung können herkömmliche Stabilisierungsverfahren, wie beispielsweise Kristallöfen, nicht verwendet werden. Es sind Transmitter erforderlich, die ihre Kristalloszillatoren ohne hohen Leistungsverbrauch stabilisieren. Nachstehend werden Beispiele derartiger leistungsarmer, stabiler Transmitter in Verbindung mit den 2–7 beschrieben.
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2 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters 200. Der Produktfüllstandtransmitter 200 weist eine Schnittstellenschaltung 202 auf, die mit einer 4–20 mA-Zweidraht-Schleife 204 verbunden ist, über die die gesamte Leistung für den Transmitter 200 bereitgestellt wird. Die Schnittstellenschaltung 202 erhält Leistung von der Schleife 204 und stellt eine Versorgungsspannung Vdd bereit, durch die die gesamte Schaltung im Transmitter 200 mit Leistung versorgt wird. Der Transmitter 200 sendet Mikrowellenimpulse entlang eines Übertragungspfades 206 aus. Die Mikrowellenimpulse treffen auf eine Produktoberfläche 208 auf und werden von der Produktoberfläche 208 entlang des Übertragungspfades 210 zum Transmitter 200 zurückreflektiert. Zwischen dem Transmitter 200 und der Produktoberfläche 208 kann ein beliebiger bekannter Radarübertragungspfad eingerichtet sein. Beispielsweise kann der Übertragungspfad durch eine Antennenkopplung eingerichtet werden oder ein beliebiger von verschiedenen bekannten Übertragungspfadtypen sein, die sich vom Radarfüllstandtransmitter 200 zur Produktoberfläche 208 erstrecken. Eine Radarantenne, ein oder mehrere Drähte, ein Übertragungskabel oder ein Wellenleiter können zum Übertragen von Mikrowellenimpulsen zwischen dem Transmitter 200 und der Produktoberfläche 208 verwendet werden.
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Der Produktfüllstandtransmitter 200 weist eine erste frequenzvariable Oszillatorschaltung 212 zum Erzeugen eines Sendefrequenzausgangssignals 214 auf. Das Sendefrequenzausgangssignal 214 weist eine Sendefrequenz auf, die vorzugsweise im Bereich von etwa 2 MHz liegt. Der Produktfüllstandtransmitter 200 weist außerdem eine zweite frequenzvariable Oszillatorschaltung 216 zum Erzeugen eines Empfangsfrequenzausgangssignals 218 auf. Die Frequenz des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 ist bezüglich der Frequenz des Sendefrequenzausgangssignals 214 um einen durch das Bezugszeichen 219 bezeichneten Frequenz-Offset ΔF verschoben. Der Frequenz-Offset 219 kann einen beliebigen Wert haben, ist jedoch normalerweise ein fester Wert. Es kann beispielsweise ein Frequenz-Offset von etwa 1,0 Hz verwendet werden. Vorzugsweise ist die Frequenz des Sendefrequenzausgangssignals 214 höher als diejenige des Empfangsfrequenzausgangssignals 218.
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Der Ausdruck ”frequenzvariabler Oszillator” bezeichnet einen stabilen Oszillator, z. B. einen Kristalloszillator, d. h. eine Oszillatorschaltung mit einem Oszillator, z. B. einem Quarzkristall, und weist außerdem einen spannungsvariablen Kondensator (”Varaktor”) auf, der einstellbar vorspannbar ist, um die Oszillatorfrequenz um einen sehr kleinen Betrag von typischerweise nicht mehr als 0,02% von ihrem Nennwert wegzuziehen. Der frequenzvariable Oszillator hat den Vorteil einer hohen Stabilität und außerdem den Vorteil der Einstellbarkeit um einen extrem kleinen Betrag. Frequenzvariable Oszillatoren sind im Vergleich zu normalen spannungsgesteuerten Oszillatoren (VCOs), die kein Resonanzfrequenzsteuerungselement aufweisen, wie beispielsweise einen Kristall, wesentlich stabiler. Als frequenzvariable Oszillatoren können auch andersartige Oszillatoren verwendet werden, die eine ähnlich Stabilität aufweisen wie Kristalloszillatoren und deren Frequenz nur um einen kleinen Betrag gezogen werden kann.
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Ein erster Impulsgenerator 220 empfängt das Sendefrequenzausgangssignal 214 und erzeugt der Produktoberfläche 208 zuzuführende Mikrowellen-Sendeimpulse entlang eines Übertragungspfades 206. Ein zweiter Impulsgenerator 222 empfängt das Empfangsfrequenzausgangssignal 218 und erzeugt Mikrowellen-Torimpulse auf einer Leitung 224. Der erste und der zweite Impulsgenerator 220, 222 arbeiten im Gigahertzfrequenzbereich. Eine Torschaltung 226 empfängt die Mikrowellen-Torimpulse über die Leitung 224. Die Torschaltung 226 ist außerdem über einen Übertragungspfad 210 mit der Produktoberfläche 208 gekoppelt, um von der Produktoberfläche 208 zurückreflektierte Mikrowellen-Sendeimpulse zu empfangen, die um eine Reflexionsverzögerungszeit verzögert sind. Die Torschaltung 226 erzeugt ein torgesteuerten verzögertes Impulsausgangssignal 228. Die Torschaltung 226 kann als Impulsdemodulator oder Impulsmischer betrachtet werden. Die Mikrowellen-Sendeimpulse auf dem Übertragungspfad 206, die reflektierten Impulse auf dem Übertragungspfad 210 und die Mikrowellen-Torimpulse auf der Leitung 224 haben alle eine sehr kurze Impulsdauer, d. h. sie sind Mikrowellenimpulse.
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Ein Controller 230 empfängt das torgesteuerte verzögerte Impulsausgangssignal 228 und erzeugt ein den Produktfüllstand darstellendes Füllstandausgangssignal 232. Das Füllstandausgangssignal 232 ist ein Digitalsignal, und die Schleifenschnittstellenschaltung 202 wandelt das digitale Füllstandausgangssignal 232 in eine für eine analoge Übertragung über die 4–20 mA-Schleife 204 geeignete Form um.
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Eine Referenzkristalloszillatorschaltung 234 erzeugt ein Referenzfrequenzausgangssignal 236, das dem ersten und dem zweiten frequenzvariablen Oszillator 212, 216 zugeführt wird. Die Frequenzen des Sende- und des Empfangsausgangssignals 214, 218 werden als Funktion des Referenzfrequenzausgangssignals 236 gezogen.
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Die Frequenz der ersten freauenzvariablen Oszillatorschaltung 212 wird auch als Funktion ihres eigenen Ausgangssignals, d. h. des Sendefrequenzausgangssignals 214, gezogen. Ein erster Phasenvergleicher 238 in der ersten Kristalloszillatorschaltung 212 empfängt das Referenzfrequenzausgangssignal 236 und das Sendefrequenzausgangssignal 214 und erzeugt ein Phasenvergleichsausgangssignal 240. Das Phasenvergleichsausgangssignal 240 wird über ein Tiefpaßfilter 242 einer Varaktordiode 244 zugeführt. Die Varaktordiode 244 ist mit einem Kristall 246 verbunden und zieht die Schwingungfrequenz des Kristalls 246 als Funktion des Phasenvergleichsergebnisses. Trotz temperaturbedingter kurzzeitiger Schwankungen und einer Langzeitdrift des Kristalls 246 wird die Frequenz des Sendefrequenzausgangssignals 214 auf einen durch das Referenzfrequenzausgangssignal 236 festgelegten Frequenzwert gezogen.
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Der zweite frequenzvariable Oszillator 216 arbeitet im wesentlichen auf die gleiche Weise wie der erste frequenzvariable Oszillator 212. Die Frequenz der zweiten frequenzvariable Oszillatorschaltung 216 wird ebenfalls als Funktion ihres eigenen Ausgangssignals, d. h. des Empfangsfrequenzausgangssignals 218, gezogen. Ein zweiter Phasenvergleicher 248 in der zweiten Kristalloszillatorschaltung 216 empfängt das Referenzfrequenzausgangssignal 236 und das Empfangsfrequenzausgangssignal 218 und erzeugt ein Phasenvergleichsausgangssignal 250. Das Phasenvergleichsausgangssignal 250 wird über ein Tiefpaßfilter 252 einer Varaktordiode 254 zugeführt. Die Varaktordiode 254 ist mit einem Kristall 256 verbunden und zieht die Schwingungfrequenz des Kristalls 256 als Funktion des Phasenvergleichsergebnisses. Trotz der temperaturbedingten kurzzeitigen Schwankungen und einer Langzeitdrift des Kristalls 256 wird die Frequenz des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 auf einen durch das Referenzfrequenzausgangssignal 236 festgelegten Frequenzwert gezogen.
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Die Frequenz des Sendefrequenzausgangssignals 214 und die Frequenz des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 werden als Funktion der gleichen Referenzfrequenz 236 gezogen. Die Kurzzeit-Temperaturdrift und die Langzeitdrift des Sendefrequenzausgangssignals 214 und des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 werden beide durch die Referenzfrequenz festgelegt. Die Referenzfrequenz kann zwar driften, aber die Frequenzdifferenz oder der Frequenz-Offset ΔF zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz bleibt stabil.
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Die erste frequenzvariable Oszillatorschaltung 212 weist erste Schaltungskomponenten 238, 242, 244, 246 auf, die zweiten Schaltungskomponenten 248, 252, 254, 246 in der zweiten frequenzvariablen Oszillatorschaltung 216 im wesentlichen gleichen. Die ersten und die zweiten Schaltungskomponenten haben verschiedene Komponentenparameter, um den Frequenz-Offset ΔF zu erzeugen. In einer bevorzugten Anordnung werden die Phasenvergleicher 238, 248 unter Verwendung integrierter Schaltungen des Typs MC145170, hergestellt von Motorola, Inc., Denver, Colorado, USA, implementiert (vgl. http://www.motorola.com/semiconductors/). Die erste frequenzvariable Oszillatorschaltung 212 weist vorzugsweise einen ersten Kristall 246 und eine erste Varaktordiode 244 auf, und die Sendefrequenz ist in einem Bereich von weniger als 0,02% ziehbar. Die zweite frequenzvariable Oszillatorschaltung 216 weist vorzugsweise einen zweiten Kristall 256 und eine zweite Varaktordiode 254 auf, und die Empfangsfrequenz ist in einem Bereich von weniger als 0,02% ziehbar.
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3 zeigt eine schematische Darstellung einer alternativen Ausführungsform einer frequenzvariablen Oszillatorschaltung 270. Die frequenzvariable Oszillatorschaltung 270 weist einen ersten Frequenzteiler 272 auf, der ein Referenzkristalloszillatorfrequenzausgangssignal 274 empfängt und ein durch den Faktor R geteiltes Ausgangssignal 276 erzeugt. Der frequenzvariable Oszillator 270 weist außerdem einen zweiten Frequenzteiler 278 auf, der ein VCO-Ausgangssignal 280 empfängt und ein durch einen Faktor N geteiltes Ausgangssignal 282 erzeugt. Die geteilten oder untersetzten Ausgangssignale 276, 282 werden einem Phasenvergleicher 284 zugeführt. Ein Phasendetektorausgangssignal 286 wird einem Tiefpaßfilter 288 zugeführt. Ein Tiefpaßfilterausgangssignal 290 wird einer Varaktordiode 292 und einem Kristall 294 zugeführt, um die Schwingungsfrequenz als Funktion der erfaßten Phasendifferenz zwischen den geteilten Frequenzausgangssignalen 276, 282 zu ziehen. Der frequenzvariable Kristalloszillator 270 kann unter Verwendung bekannter Komponenten konstruiert werden, z. B. unter Verwendung von digitalen oder analogen integrierten Schaltungen mit kleinem, mittlerem oder großem Maßstab des Integrationsgrads, sowie diskreten Komponenten und Operationsverstärkern. An Stelle der in 2 dargestellten frequenzvariablen Kristalloszillatoren 212, 216 kann der frequenzvariable Kristalloszillator 270 verwendet werden.
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Nachstehend wird die Arbeitsweise des Produktfüllstandtransmitters 200 von 2 in Verbindung mit einem in 4 dargestellten Zeitdiagramm ausführlicher beschrieben.
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Das Zeitdiagramm 300 von 4 zeigt Beziehungen zwischen verschiedenen in 2 dargestellten Ausgangssignalen. Die horizontalen Achsen im Zeitdiagramm stellen jeweils die Zeit dar. Die horizontale Zeitachse 302 hat einen wesentlich gedehnteren Zeitmaßstab (entsprechend einer langsameren Sweeprate) als die übrigen horizontalen Zeitachsen 304. Die vertikalen Achsen des Zeitdiagramms stellen jeweils eine Amplitude eines der verschiedenen Ausgangssignale dar.
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Ein Sendeimpuls 306 wird der Produktoberfläche 208 zugeführt (2). Nachdem der Impuls die Produktoberfläche 208 erreicht hat, kehrt er als Empfangsimpuls 308 zurück. Zwischen dem Sendeimpuls 306 und dem Empfangsimpuls 308 existiert eine Zeitverzögerung. Die Zeitverzögerung 310 stellt den Produktfüllstand dar. Mikrowellen-Sendeimpulse werden in regelmäßigen Abständen wiederholt übertragen, und ein folgender Sendeimpuls 312 ist ebenfalls dargestellt.
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Während eines Zeitintervalls 314 zwischen einem Sendeimpuls 306 und einem folgenden Sendeimpuls 312 wird ein einzelner Torimpuls 316 erzeugt. In den sich wiederholenden Zeitintervallen 314 werden durch die Nummern 1, 2, 3, ..., N, N + 1, N + 2, N + 3, N + 4, N + 5, N + 7, N + 8, N + 9, ... M bezeichnete Mikrowellen-Torimpulse 316 erzeugt, wie in 4 dargestellt ist. Die Frequenz des Sendefrequenzausgangssignals 214 unterscheidet sich von der Frequenz des Empfangsfrequenzausgangssignals um einen kleinen Frequenz-Offset ΔF, so daß sich die Phasenbeziehung zwischen dem Sendeimpuls 306 und den Mikrowellen-Torimpulsen 316 von einem Intervall 314 zum nächsten Intervall 314 in kleinen Schritten ändert. Mit jedem nachfolgenden Sendeimpuls 306 ändert sich die Verzögerung der Torimpulse 316 um einen kleinen Schritt ΔT, wie dargestellt.
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Die Torsteuerungs-Verzögerungszeit (T0, T1, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9) zwischen den Mikrowellen-Sendeimpulsen 306 und den Mikrowellen-Torimpulsen 316 durchläuft einen einem Bereich von Produktfüllständen entsprechenden Bereich von Torsteuerungsverzögerungszeiten. Die Torsteuerungsverzögerungszeit (T0, T1, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9) wird mit einer Sweeprate durchlaufen, die durch Ziehen der Frequenz sowohl des Sendefrequenzausgangssignals 214 als auch des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 als Funktion des gleichen Referenzfrequenzausgangssignals 236 stabilisiert wird.
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Das torgesteuerte verzögerte Impulsausgangssignal 228 (2) durchläuft eine Tiefpaßfilter- und Verstärkereinrichtung 227 und wird im Controller 230 (2) digitalisiert, um einen digitalisierten Empfangsimpuls 320 zu erzeugen, der auf dem gedehnten Zeitmaßstab 302 dargestellt ist. Der Zeitmaßstab 302 ist bezüglich den Zeitmaßstäben 304 etwa um den Faktor M gedehnt, und der Empfangsimpuls 320 wird auch als ”zeitäquivalentes” Signal bezeichnet. Der integrierte Empfangsimpuls 320 ist daher kein Mikrowellenimpuls, sondern ein wesentlich langsamerer Impuls, der durch eine niederfrequente Digitalschaltung im Controller 230 leicht verarbeitbar ist. Wenn das Sendeoszillatorausgangssignal eine Frequenz von 2 MHz hat und der Frequenz-Offset ΔF 1 Hz beträgt, beträgt M etwa 2000000.
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5 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Abschnitts einer zweiten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters 400. Der Transmitter 400 ist dem Transmitter 200 ähnlich, so daß in 5 die gleichen Bezugszeichen verwendet werden, um ähnliche Merkmale wie in 2 zu bezeichnen. In 5 ist die Konstruktion des ersten frequenzvariablen Oszillator 212 derjenigen des zweiten frequenzvariablen Oszillator 216 im wesentlichen gleich. Eine integrierte Schaltung des Typs MC145170, PLL-Frequenzsynthetisator mit serieller Schnittstelle, hergestellt von Motorola, wird als Phasenvergleicher 404 im ersten frequenzvariablen Oszillator 212 und als Phasenvergleicher 406 im zweiten frequenzvariablen Oszillator 216 von 5 verwendet. Ein Mikroprozessor 430 stellt Steuerfunktionen bereit, die den Steuerfunktionen des Controllers 230 von 2 ähnlich sind.
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Eine Energie- oder Leistungsquelle, d. h. die Vdd-Spannungsversorgung 402, stellt über Leitungen 432, 433, 434, 435 die Spannung oder Leistung für die Phasenvergleicher 404, 406, die Kristalloszillatoren 245, 247 und den Referenzoszillator 234 bereit. Die Sendefrequenz, die Empfangsfrequenz und die Referenzfrequenz sind vorzugsweise jeweils kleiner als 2,5 MHz, und die erste und die zweite frequenzvariable Oszillatorschaltung und die Referenzoszillatorschaltung haben einen kombinierten Leistungsbedarf von weniger als 10 mW. Durch die Auswahl von Oszillatorfrequenzen von weniger als 2,5 MHz und einer Schienenspannung von 3,0 V oder weniger ist der Transmitter 400 innerhalb von Spannungsgrenzen betreibbar, die durch eine den Transmitter mit Leistung versorgende 4–20 mA-Schleife vorgegeben sind.
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Der erste Phasenvergleicher 404 zieht die Sendefrequenz als Funktion eines Phasenvergleichs zwischen dem durch R1 geteilten Referenzfrequenzausgangssignal und dem durch N1 geteilten Sendefrequenzausgangssignal, wobei R1 und N1 Frequenzteilungsfaktoren sind, die im Phasenvergleicher des Typs MC145170 gesetzt sind. Der zweite Phasenvergleicher 406 zieht die Empfangsfrequenz als Funktion eines Phasenvergleichs zwischen dem durch R2 geteilten Referenzfrequenzausgangssignal und dem durch N2 geteilten Empfangsfrequenzausgangssignal, wobei R2 und N2 Frequenzteilungsfaktoren sind, die im Phasenvergleicher des Typs MC145170 gesetzt sind. Der Mikroprozessor 430 ist entlang eines seriellen Busses 450, 452 mit der ersten und der zweiten frequenzvariablen Oszillatorschaltung 212, 216 verbunden. Der Mikroprozessor 430 gibt die Frequenzteilungsfaktoren R1, N1, R2, N2 über den seriellen Bus 450, 452 aus. Der Mikroprozessor gibt außerdem Konfigurationssetzwerte C1, C2 über den seriellen Bus 450, 452 an den ersten und den zweiten Phasenvergleicher 404 bzw. 406 aus. Der Mikroprozessor 430 kann die Frequenzteilungsfaktoren R1, N1, R2, N2 und die Konfigurationssetzwerte C1, C2 während einer Startzeitperiode bereitstellen, nachdem dem Produktfüllstandtransmitter Leistung zugeführt worden ist. In einer bevorzugten Anordnung unterscheiden sich die Frequenzteilungsfaktoren R1, N1 von den Frequenzteilungsfaktoren R2, N2 um einen Wert, durch den der Frequenz-Offset bereitgestellt wird. Die Frequenzteilungsfaktoren können auch festprogrammiert sein.
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6 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters 500. Der Produktfüllstandtransmitter 500 ist dem Produktfüllstandtransmitter 400 von 5 ähnlich, im Produktfüllstandtransmitter 500 werden jedoch das Sendefrequenzausgangssignal 214 und das Empfangsfrequenzausgangssignal 218 dem Mikroprozessor 430 zugeführt. Während einer Kalibrierungszeitperiode kann der Mikroprozessor 430 die Anzahl von Impulsen des Sendefrequenzausgangssignals 214 und des Empfangsfrequenzausgangssignals 218 zählen und den Frequenz-Offset berechnen. Wenn der Frequenz-Offset korrekt ist, führt der Mikroprozessor keine Kalibrierungsverarbeitung aus. Wenn der Frequenz-Offset nicht korrekt ist, kann der Mikroprozessor die Teilungsfaktoren N1, N2, R1, R2 ändern, um den Ziehbereich des Sende- und des Empfangsoszillators zu bestimmen. Der Mikroprozessor 430 kann dann aktualisierte Werte für N1, N2, R1, R2 auswählen, durch die der geeignete Frequenz-Offset innerhalb der Ziehbereiche des Sende- und des Empfangsoszillators erhalten wird.
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Der Mikroprozessor 430 kann die aktualisierten Frequenzteilungsfaktoren R1, N1, R2, N2 und die Konfigurations-Setzwerte C1, C2 am Ende der Kalibrierungszeitperiode den Phasenvergleichern zuführen.
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7 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform eines Produktfüllstandtransmitters 600. Der Produktfüllstandtransmitter 600 ist dem in 6 dargestellten Produktfüllstandtransmitter 500 ähnlich, und in 7 bezeichnen die gleichen Bezugszeichen wie in 6 gleiche oder ähnliche Merkmale.
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Gemäß 7 werden das Sendefrequenzausgangssignal 214 und das Empfangsfrequenzausgangssignal 218 einem Differenzfrequenzdetektor 602 zugeführt. Der Differenzfrequenzdetektor 602 führt dem Mikroprozessor (MPU) 430 ein Differenzfrequenzausgangssignal 604 zu. Durch die Anordnung mit dem Differenzfrequenzdetektor 602 wird der Rechen-Overhead im Mikroprozessor 430 vermindert. Der Differenzfrequenzdetektor 602 weist vorzugsweise einen Mischer und eine Tiefpaßschaltung (nicht dargestellt) auf.
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Obwohl vorstehend zahlreiche Eigenschaften und Vorteile in Verbindung mit Details der Struktur und Funktion verschiedener Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden sind, dient diese Beschreibung lediglich zur Erläuterung, und innerhalb der durch die beigefügten Patentansprüche definierten Prinzipien der vorliegenden Erfindung können Änderungen hinsichtlich Details, insbesondere hinsichtlich der Struktur und der Anordnung von Teilen und Komponenten vorgenommen werden. Beispielsweise können innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung die spezifischen Elemente oder Komponenten in Abhängigkeit von der besonderen Anwendung eines Radar-Füllstandtransmitters geändert werden, während die gleiche Funktionalität beibehalten wird. Beispielsweise kann der Übertragungspfad eine Antenne aufweisen, die über einen offenen Pfad mit der Produktoberfläche koppelt, oder ein beliebiger von verschiedenen bekannten Übertragungspfaden sein, die sich vom Radar-Füllstandtransmitter zur Produktoberfläche erstrecken. Außerdem ist, obwohl in der hierin beschriebenen bevorzugten Ausführungsform Kristalloszillatoren verwendet werden, für Fachleute ersichtlich, daß andersartige mechanische Resonatoren, z. B. SAW-Vorrichtungen, einem Kristalloszillator äquivalent sein können. Die vorliegende Erfindung ist innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung auf Radar-Füllstandtransmitter anwendbar, die in verschiedenen Frequenzbändern betreibbar sind.
