DE69027493T2 - Digitaler Zeitbasisgenerator mit einstellbarer Verzögerung zwischen zwei Ausgängen - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft im allgeineinen Zeitbasisgeneratorschaltungen und insbesondere Schaltungen, die digitale Zeitsignale erzeugen, die dazu dienen, Zeitmeßsysteme zu kalibrieren.
• Digitale Zeitbasisgeneratorschaltungen sind Schaltungen, die ein Signal mit Impulsflanken erzeugen, die durch eine bekannte Zeitbeziehung getrennt sind, und das im folgenden als Zeitbezugssignal bezeichnet wird. Zeitbasisgeneratorschaltungen sind auch als Zeitsignalgeneratoren oder Zeitnormale bekannt. Um ein Zeitmeßsystem genau zu kalibrieren, sollte eine Zeitbasisgeneratorschaltung ein Signal erzeugen, das eine Periode aufweist, die genauso lang ist wie oder kürzer als das zu messende minimale Zeitintervall. Schaltungen, die ein Signal, beispielsweise im Bereich von 1 Hz, erzeugen, werden allgemein in Armbanduhren und Uhren eingesetzt, bei denen eine Sekunde das minimal zu messende Zeitintervall ist.
• Die Herstellung und der Einsatz von elektronischen Schaltungen macht es erforderlich, daß Parameter, wie beispielsweise Schaltgeschwindigkeiten und Gatterlaufzeiten, genau gemessen werden. Normalerweise werden Zeitmeßschaltungen eingesetzt, um diese Parameter zu messen. Zeitmeßschaltungen erzeugen einen Ausgang, der proportional zum Betrag der Zeit ist, die zwischen zwei Ereignissen vergeht, normalerweise zwischen zwei Impulsen auf einer Signalleitung. Zur Kalibrierung dieser Zeitmeßsysteme gehört die Eingabe eines Signals mit einer bekannten Zeitverzögerung und der Vergleich des Ausgangs des Meßsystems mit der bekannten Zeitverzögerung. Normalerweise umfaßt das Eingangssignal ein Anfangssignal und ein Abschlußsignal, wobei eine Flanke des Eingangssignals das Zeitmeßsystem triggert, so daß es beginnt, die Zeit zu messen, und eine Flanke des Abschlußsignals das Zeitmeßsystem triggert, so daß es abbricht. Der Abstand bzw. die Verzögerung zwischen den Flanken des Anfangs- und des Abschlußsignals muß außerordentlich genau sein, um die Zeitmeßschaltungen zu kalibrieren. Da Schaltgeschwindigkeit und Gatterlauf zeit einiger Schaltungen in der Größenordnung von Pikosekunden (ps) liegen, ist es erforderlich, daß das Zeitmeßsystem im Bereich von wenigen Picosekunden genau ist.
• In der Vergangenheit umfaßten Schaltungen, die ein Zeitsignal oder ein Paar von Zeitsignalen erzeugten, die, wie oben beschrieben, als das Anfangs- und das Abschlußsignal verwendet wurden, einen Oszillator, der ein Bezugssignal erzeugte, das dann zwischen einer ersten und einer ersten Übertagungsleitung aufgeteilt wurde. Die erste Übertragungsleitung war direkt mit dem Zeitmeßsystem verbunden und erzeugte das Anfangssignal. Die zweite Übertragungsleitung umfaßte eine mechanische Verzögerungsleitung mit einer bekannten Zeitverzögerung Δt. Ein Signal, das die zweite Übertragungsleitung durchlief, brauchte daher länger, um das Ende der zweiten Übertragungsleitung zu erreichen, als das Signal, das die erste Übertagungsleitung durchlief. Somit waren die Signale auf der ersten und der zweiten Übertragungsleitung bis auf eine Phasenverschiebung um eine bekannte Zeitverzögerung Δt, die durch die Länge der mechanischen Verzögerungszeit bestimmt war, theoretisch identisch. Das Signal auf der ersten Übertragungsleitung konnte als ein Anfangssignal verwendet werden, und das Signal auf der zweiten Übertagungsleitung konnte als ein Abschlußsignal verwendet werden.
• Schaltungen, bei denen mechanische Verzögerungsleitungen eingesetzt werden, sind groß, da auch eine kurze Verzögerung eine mehrere Fuß lange Übertragungsleitung erforderlich macht. Derartige Schaltungen sind mit tragbaren Einrichtungen nicht kompatibel und können nicht als aus einem Stück bestehende Einrichtung hergestellt werden, ohne daß die Größe und die Kosten der Einrichtung zunehmen. Daher befanden sich Zeitbasisgeneratoren gewöhnlich außerhalb eines Gerätes, so beispielsweise eines Prüfgerätes, und wurden nur gelegentlich zum Kalibrieren des Gerätes verwendet. Zeitbasisschaltungen, die klein genug waren, um sie in Geräte einzubauen, waren auf vielen Einsatzgebieten nicht genau.
• Die obenbeschriebene Zeitbasisgeneratorschaltung erzeugte Stehwellen auf der ersten und der zweiten Übertagungsleitung, die durch reflektierte Energie entstanden, zu der es am Abschluß der Übertagungsleitungen kommt. Die Amplitude der Stehwelle war eine Funktion der Frequenz der Schwingung auf der Übertagungsleitung und der Eigenschaften des Übertragungsleitungsabschlusses. Die Stehwelle beeinflußte das Signal auf den Übertagungsleitungen in Abhängigkeit von der Frequenz der Stehwelle und der Länge der Übertragungsleitungen konstruktiv oder destruktiv. Diese Auswirkungen wurden um so ausgeprägter, je höher die auf den Übertragungsleitungen übertragenen Frequenzen waren. Somit hing der von der ersten und der zweiten Übertagungsleitung empfangene Ausgang von der Bezugsfrequenz und der Länge der Übertagungsleitungen ab.
• Um für Kalibrierungszwecke von Nutzen zu sein, muß eine Zeitbezugsschaltung über einen gewissen Bereich von Zeitintervallen regulierbar sein, so daß verschiedene Zeitbezugssignale beim Kalibrieren an das Zeitmeßsystem angelegt werden können. Um das Zeitbezugssignal der obenbeschriebenen Schaltungen zu verändern, wurden gewöhnlich zwei Verfahren eingesetzt. Zunächst konnte die Schwingungsfrequenz verändert werden, um die Periode des Bezugs signals sowie die Zeitverzögerung zwischen Anfangs- und Abschlußf lanken zu verängern. Ungünstigerweise wurden jedoch die Stehwellen auf der ersten und der zweiten ilbertragungsleitung auch dann erzeugt, wenn die Übertragungsleitungen ordnungsgemäß abgeschlossen waren und führten zu Rauschen auf der Übertragungsleitung, das die Integrität des Zeitbasissignais verringerte. Da die erste und die zweite ilbertragungsleitung unterschiedlich lang waren, beeinflußte das Stehwellenrauschen die Anfangs- und Abschlußsignale unterschiedlich. Daher modifizierte das Rauschen das Zeitbezugssignal und trat an dem Zeitmeßsystem als eine Zunahme bzw. Verringerung der Zeitverzögerung des Zeitbezugssignals auf. Daher mußte, um wirklich genau zu sein, die Zeitbezugsschaltung selbst bei jeder Oszillatorfrequenz sehr sorgfältig kalibriert werden, bevor sie zum Kalibrieren eines Zeitmeßsystems eingesetzt wurde. Da die Amplitude der Stehwelle bei hheren Frequenzen zunahm, war das Rauschproblem besonders akut, wenn Zeitbezugssignale unter einigen Nanosekunden benötigt wurden.
• Ein weiteres Verfahren zum Einsatz der obenbeschriebenen Zeitbezugsschaltung besteht darin, eine regulierbare mechanische Verzögerungsleitung zu verwenden, so daß veränderbare Zeitverzögerungen erzeugt werden können. Veränderliche mechanische Verzögerungsleitungen sind lediglich Übertragungsleitungen, bei denen die Länge der Übertragungsleitung verändert werden kann, indem die Verzögerungsleitung manuell verlängert oder verkürzt wird. Somit läßt sich die Länge der zweiten Übertragungsleitung ausdehnen oder verkürzen, um die Position der Anfangs- und der Abschlußflanken, die durch die Zeitbezugsschaltung erzeugt werden, zueinander zu verringern. Obwohl diese Anordnung den Einsatz einer einzelnen Oszillatorfrequenz ermöglichte, so daß die Stehwellenveränderung aufgrund der Oszillatorfrequenz wegfiel, entstand durch die Veränderung der Länge der Übertragungsleitung eine neue Rauschkomponente für den Zeitbasisgenerator. Die Amplitude einer Stehwelle verändert sich über die Länge einer Übertragungsleitung, so daß, wenn die Größe der mechanischen Verzögerungsleitung zunahm, sich die Auswirkung der Stehwelle auf das Ausgangszeitbezugssignal änderte. Diese Veränderung wurde vom Zeitmeßsystem als eine Veränderung der Bezugszeit wahrgenommen.
• Es versteht sich, daß, obwohl die obenbeschriebene Zeitbasisschaltung für relativ lange Zeitintervalle ausreichend ist, sie sich beim Einsatz bei Subnanosekunden-Zeitintervallen als problematisch erweist.
Zusammenfassung der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung schafft eine Schaltung zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Bezugssignal nach Anspruch 1 sowie ein entsprechendes Verfahren.
• Dementsprechend schafft die vorliegende Erfindung eine Zeitbezugsschaltung, die verschiedene Zeitbezugspunkte erzeugen kann, ohne die Bezugsfrequenz auf der Signalleitung zu verändern.
• Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß eine Zeitbezugsschaltung ohne eine mechanische Verzögerungsleitung geschaffen werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Schaltung kompakt sein kann und sich leicht in ein Gerät integrieren läßt. Des weiteren kann die Genauigkeit in der Zeitbezugsschaltung mit der Erfindung verbessert werden, und die Schaltung läßt sich leicht programmieren.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild einer Zeitbezugsschaltung der vorliegenden Erfindung dar; und
• Fig. 2 stellt ein Zeitsignaldiagramm von Zeitsignalen dar, die an verschiedenen, in Fig. 1 dargestellten Knotenpunkten und Ausgängen erzeugt werden.
Beschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Zeitbezugsschaltung der vorliegenden Erfindung. Oszillator 11 erzeugt eine Bezugsfrequenz, deren Betriebsfrequenz fo 50 gewählt wird, daß sie die Genauigkeit des Endbezugssignals bestimmt, wie dies weiter unten ersichtlich wird. Oszillator 11 umfaßt normalerweise einen Quartzoszillator und arbeitet bei einer bevorzugten Ausführung bei 7570252 Hz. Die Genauigkeit von Quartzoszillator 11 bestimmt letztendlich die Genauigkeit des Ausgangszeitsignals, so daß es vorteilhaft ist, einen Quartzoszillator zu wählen, der eine Genauigkeit von wenigstens 1 Teil/Million (1 part/millon [ppm]) aufweist.
• Oszillator 11 ist über Übertragungsleitungen mit den Phasenregelschleifen 12 und 22 verbunden. Phasenregeischleife 12 umfaßt Phasendetektor 14, den spannungsgeregelten Oszillator (voltage control oscillator - VCO) 16 sowie Frequenzdividierer 17, der in einem Gegenkopplungskreis zwischen den Ausgang von VCO 16 und Phasendetektor 14 geschaltet ist. Frequenzdividierer 17 dividiert eine Eingangsfrequenz an Knotenpunkt 18 durch einen ganzzahligen Wert N und führt die dividierte Frequenz zu Phasendetektor 14 zurück. Phasendetektor 14 gibt eine Spannung an VCO 16 ab, die eine Funktion einer Phasen- bzw. Frequenzfehlanpassung zwischen Bezugsfrequenz &sub0; und dem Ausgang von Frequenzteiler 17 ist. Der Spannungsausgang von Phasendetektor 14 bewirkt, daß VCO seine Ausgangsfrequenz erhöht bzw. senkt, bis die Frequenzen, die Phasendetektor 14 zugeführt werden, angepaßt sind. Da sich Frequenzteiler 17 in einem Gegenkopplungskreis befindet, wird die Frequenz &sub0; am Knotenpunkt 30 mit einem ganzzahligen Vielfachen N multipliziert, das durch Frequenzdividierer 17 bestimmt wird.
• Wahlweise kann Frequenzdividierer 17 ein Dualmodus-Frequenzdividierer sein, der die Frequenz über einen Zyklus durch N-1 dividiert. Der Einsatz dieser wahlweisen Funktion wird im folgenden beschrieben. Frequenzdividierer 17 ist eine handelsübliche Schaltung, die auch als Zweimodus-Prescaler oder als Dualmodus-Zähler bezeichnet wird. Eine derartige Vorrichtung ist das Bauteil Nr. MC12022, das von Motorola, Inc. vertrieben wird.
• Eine Frequenz &sub1; = (N)( &sub0;) wird somit am Knotenpunkt 18 erzeugt und anschließend Frequenzdividierer 19 zugeleitet. Im normalen Betrieb verringert Frequenzdividierer 19 die Frequenz um den gleichen Faktor N wie Frequenzdividierer 17. Damit ist die Ausgangsfrequenz am Ausgang 33 die gleiche wie die Bezugsfrequenz &sub0; am Knotenpunkt 30.
• Phasenregelkreis 22 umfaßt Phasendetektor 24, VCO 26 und Frequenzdividierer 27. Die Funktion von Phasenregelkreis 22 entspricht der von Phasenregelkreis 12, jedoch dividiert Freqenzdividierer 27 die Frequenz an Knotenpunkt 28 durch eine ganze Zahl M anstelle von N. Als Alternative dazu kann Frequenzdividierer 27 die Frequenz durch M+1 dividieren. Frequenz f&sub2; am Knotenpunkt 28 ist damit ein ganzzahliges Vielfaches M der Frequenz &sub0; am Knotenpunkt 30. Frequenz &sub2;, die durch Phasenregelkreis 22 erzeugt wird, wird zu Dualmodus- Frequenzdividierer 29 geleitet, der die Frequenz durch M, oder als Alternative dazu, durch M+1, dividiert. Im normalen Betrieb dividiert Frequenzdividierer 29 die Frequenz &sub2; an Knotenpunkt 28 durch den gleichen ganzzahligen Faktor wie Frequenzdividierer 27, so daß die Ausgangsfrequenz an Knotenpunkt 34 die gleiche ist wie die Bezugsfrequenz &sub0; an Knotenpunkt 30.
• Ausgang 33 ist normalerweise mit einem Anfangseingang einer externen Zeitmeßeinheit verbunden, und Knotenpunkt 34 ist mit dein Abschlußeingang der Zeitmeßeinheit verbunden, obwohl sich versteht, daß Anfangs- und Abschlußsignale austauschbar sind, da der Unterschied zwischen den Anfangs- und Abschluß-Impulsflanken genutzt wird, um die Zeitmeßeinheit zu kalibrieren&sub4; Es ist anzumerken, daß beide Ausgänge 33 und 34 mit der gleichen Frequenz arbeiten, und somit, auch wenn Stehwellen in der Schaltung erzeugt werden, die Stehwellen die gleiche Auswirkung auf die Anfangs- und die Ausgangssignale haben, die damit von dem Zeitmeßsystem nicht als Veränderung der Bezugszeit wahrgenommen wird.
• Die Funktion der in Fig. 1 dargestellten Schaltung läßt sich unter Bezugnahme auf das in Fig. 2 dargestellte Zeitdiagramm erschließen. Die Wellenformen 30, 18, 28, 33 und 34 stellen die Frequenzen und die Positionierung der Flanken von Signalen zueinander an den Knotenpunkten und den Ausgängen, die in Fig. 1 dargestellt sind, dar und tragen die gleiche Bezeichnung. Der Einfachheit der Beschreibung halber gilt der in Fig. 2 dargestellte Zeitablauf für N = 4 und M = 3, obwohl erheblich größere Zahlen für M und N praktischer sind. Bei einer bevorzugten Ausführung gilt N = 129 und M = 128, so daß alle der Frequenzdividierer 17, 19, 27 und 29, die in Fig. 1 dargestellt sind, ähnliche Bauteile sein können. Knotenpunkt 30 ist der Ausgang von Oszillator 11 und weist eine Frequenz von 1 Zyklus pro Zeitintervall auf. Höhere Frequenzen an Knotenpunkt 30 führen, wie weiter unten zu sehen ist, zu größerer Genauigkeit des Ausgangszeitsignals, und somit kann je nach der gewünschten Genauigkeit jede beliebige Frequenz für &sub0; ausgewählt werden. Knotenpunkt 18 weist eine Frequenz f&sub1; = (N) ( &sub0;) oder, wie in Fig. 2 dargestellt, &sub1; = 4 Zyklen pro Zeitintervall, auf. Knotenpunkt 28 weist eine Frequenz f&sub2; = (M) ( &sub0;) oder, wie in Fig. 2 dargestellt, &sub2; = 3 Zyklen pro Zeitintervall auf. Bei einer bevorzugten Ausführung beträgt der Ausgang von Oszillator 11 7570252 Hz, &sub1; beträgt 976562508 Hz und &sub2; beträgt 968992256 Hz.
• Die Ausgänge 33 und 34 stellen ein erstes und ein zweites Ausgangssignal nach der Division durch die Dualmodus-Frequenzdividierer 19 bzw. 29 dar. Im normalen Betrieb dividiert Frequenzdividierer 19 die Frequenz am Knotenpunkt 18 so, daß die Ausgangsfrequenz an Ausgang 33 die gleiche ist wie die Oszillatorfrequenz &sub0; an Knotenpunkt 30. In einem zweiten Modus dividiert Frequenzdividierer 19 die Frequenz durch N-1, wie dies in dem Intervall zwischen T = 1 und T = 2 in Fig. 2 dargestellt ist. Wenn Frequenzdividierer 19 für einen Zyklus von Oszillator 11 in den zweiten Modus versetzt wird, führt dies zu einer Ausgangswellenform an Ausgang 30, die eine Frequenz &sub0; aufweist, deren ansteigende und abfallenden Flanken jedoch um 1/ &sub1; zeitverschoben sind. Allgemeiner läßt sich sagen, daß Frequenzdividierer 19 von einem Typ sein kann, der, anstelle durch N-1 zu dividieren, durch eine andere Frequenz N-X dividiert. In diesem Fall sind die an Ausgang 33 auftretenden ansteigenden und abfallenden Flanken um X/ &sub1; zeitverschoben. Es ist auch anzumerken, daß größere Zeitverschiebungen erreicht werden können, wenn Frequenzdividierer 19 über mehr als einen Zyklus von Osziallator 11 im zweiten Modus gehalten wird, wobei in diesem Fall eine Verschiebung von X/ &sub1; für jeden Zyklus von Oszillator 11 auftritt, in dem der Frequenzdividierer 19 im zweiten Modus gehalten wird.
• Desgleichen ist, wenn Frequenzdividierer 29 für M-1-Zyklen durch M+1 statt durch M dividiert, wie dies zwischen T = 1 und T = 3 dargestellt ist, die Ausgangsfrequenz an Ausgang 34 wiederum &sub0;, jedoch sind die ansteigenden und abfallenden Flanken um 1/ &sub2; verschoben. Indem die Signale an den Ausgängen 33 und 34 auf diese Weise phasenverschoben werden, werden die Flanken der Wellenformen 33 und 34, die mit 38 gekennzeichnet sind, wie zu sehen ist, um einen Betrag voneinander getrennt, der [1/ &sub2; - 1/ &sub1;] entspricht. Wenn die Frequenzdividierer 19 und 29 in die normale Betriebsart zurückversetzt werden, bleibt die Ausgangsfrequenz an den Ausgängen 33 und 34 wiederum 0' und die Differenz der ansteigenden und fallenden Flanken zueinander bleibt bei [1/ &sub2; - 1/ &sub1;].
• Da &sub1; = (N) ( &sub0;) und &sub2; = (M) ( &sub0;), kann der Zeitunterschied zwischen den ansteigenden Flanken, der in 38 dargestellt ist, als Δt = 1/(N)(M)( &sub0;) ausgedrückt werden. Wenn &sub0; = 7570252 und N = 129 und M = 128, beträgt Δt ungefähr 8 Picosekunden. Also gibt die Schaltung Anfangs- und Abschlußimpulse, die um 8 Picosekunden voneinander getrennt sind, mit einer Genauigkeit aus, die die gleiche ist wie die Genauigkeit von Quartzoszillator 11, vorzugsweise 1 Teil pro Million. Um größere Zeitbezugssignale zu erzeugen, können die obenbeschriebenen Schritte wiederholt werden, wobei jedesmal Frequenzdividierer 19 für einen Zyklus von Oszillator 11 in den N-1-Modus versetzt wird, und Frequenzdividierer 20 für M-1-Zyklen von Oszillator 11 in dem M+1-Modus versetzt wird. Durch jede Wiederholung dieser Schritte werden die Flanken der Wellenformen an den Ausgängen 33 und 34 um weitere 8 Picosekunden getrennt.
• Frequenzdividierer 17 in PLL 12 und Frequenzdividierer 27 in PLL 22 können ebenfalls Dualmodus-Prescaler sein, d.h., jeder der Frequenzdividierer 17 und 27 kann eine erste und eine zweite Betriebsart haben. In diesem Fall kann der zweite Modus jedes der Prescaler eingesetzt werden, um den zeitlichen Abstand Δt zwischen Anfangs- und Abschlußimpulsen an den Ausgängen 33 und 34 auf ähnliche Weise wie die unter Bezugnahme auf die Frequenzdividierer 19 und 29 beschriebene zu verschieben. Da Frequenzdividierer 17 in dem Gegenkopplungskreis geschaltet ist, bewirkt der Übergang in die zweite Betriebsart eine Verschiebung, die die gleiche Größe hat wie die Zeitverschiebung, die dadurch entsteht, daß Frequenzdividierer 19 im zweiten Modus betrieben wird, wie dies oben beschrieben wurde, ihr jedoch in der Richtung entgegengesetzt ist. Desgleichen bewirkt der Betrieb von Frequenzdividierer 27 im zweiten Modus eine Verschiebung, die genauso groß ist wie die durch den Betrieb von Frequenzdividierer 19 im zweiten Modus bewirkte, dieser jedoch entgegengesetzt ist.
• Diese zusätzliche Möglichkeit, den Wert von Δt schnell zu erhöhen oder zu verringern, kann bei einigen Kalibrierungsanwendungen nützlich sein, sie erfordert jedoch, da die Frequenzdividierer 17 und 27 in Rückkopplungskreisen der PLL 12 bzw. 20 geschaltet sind, einen endlichen Betrag der Zeit für die Stabilisierung der PLL, nachdem der Rückkopplungskreis gestört ist. Dieser endliche Betrag der Zeit kann so lang sein, daß es möglicherweise vorteilhaft ist, die Frequenzdividierer 17 und 22 in der ersten Betriebsart zu belassen und nur die Frequenzdividierer 19 und 29 zu nutzen, um die Zeitverschiebung Δt herzustellen.
• Die minimale Zeitbasis, die so erzeugt werden kann, beträgt damit Δt = 1/(N)(M)( &sub0;), während die maximale Zeitbasis, die erzeugt werden kann, 1/ &sub0; beträgt und durch die Bezugsfrequenz &sub0; begrenzt ist. Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung kann somit ein Ausgangszeitbasissignal mit jedem beliebigen Wert von Δt = 8 PS bis Δt = 132096 ps in 8 Picosekunden-Schritten erzeugen. Es ist anzumerken, daß diese Schaltung ohne den Einsatz einer kalibrierten Verzögerungsleitung einen Zeitbezugspunkt erzeugt, wodurch sich die Größe, das Gewicht und die Kosten der Schaltung erheblich verringern. In ihrer grundlegendsten Form nimmt die obenbeschriebene Schaltung nur wenige Quadratinches ein und läßt sich leicht in ein Gerät integrieren, so daß das Gerät selbstkalibrierend ist. Die so geschaffene Zeitbasisgeneratorschaltung stellt eine stabile und regulierbare Zeitbezugsquelle dar, die ohne weiteres eine Genauigkeit bis zu 1 Teil pro Million unter Verwendung eines herkömmlichen Quartzoszillators erreicht.

Claims (10)

1. Schaltung zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Bezugssignals (33, 34), die umfaßt: einen Oszillator (11) mit einem Ausgang einer Frequenz &sub0;; einen ersten Phasenregelkreis (PLL) (12), der mit dem Oszillatorausgang verbunden ist und eine Ausgangsfrequenz &sub1; erzeugt, wobei &sub1; gleich &sub0; ist; einen ersten Dualmodus-Zähler (19), der mit einem Ausgang des ersten PLL verbunden ist und das erste Bezugssignal mit einer Frequenz erzeugt, die der Frequenz &sub0; gleich ist, einen zweiten PLL (22), der mit dem Oszillatorausgang verbunden ist und eine Ausgangsfrequenz &sub2; erzeugt, wobei &sub2; gleich M &sub0; ist und wobei N nicht gleich M ist; und einen zweiten Dualmodus-Zähler (29), der mit einem Ausgang des zweiten PLL (22) verbunden ist und das zweite Bezugssignal mit einer Frequenz erzeugt, die der Frequenz &sub0; gleich ist, wobei ein Modus entweder des ersten Dualmodus-Zählers (19) und/oder des zweiten Dualmodus-Zählers (29) oder von beiden geändert werden kann, so daß das erste und das zweite Bezugssignal (33, 34) durch eine Zeit Δt voneinander getrennt sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Oszillator (11) ein Quartzoszillator ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Dualmodus- Zähler (19) normalerweise durch (N + 1) dividiert und wahlweise durch N dividieren kann, wobei N eine ganze Zahl ist, und der zweite Dualmodus-Zähler (29) normalerweise durch N dividiert und wahlweise durch (N + 1) dividieren kann.

4. Schaltung nach Anspruch 3, wobei das Verhältnis &sub1;: &sub0; (N + 1) beträgt, und das Verhältnis &sub2;: &sub0; N beträgt.

5. Schaltung nach Anspruch 3, wobei N 128 beträgt.

6. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die minimale Zeit Δt, die erzeugt werden kann, ungefähr Δt = 1/(N)(N+1)( &sub0;) beträgt.

7. Verfahren zum Erzeugen von zwei Bezugssignalen (33, 34) der gleichen Frequenz, die um einen festen Zeitabstand Δt phasenverschoben sind, das die folgenden Schritte umfaßt:

Erzeugen einer Frequenz f&sub0;;

Multiplizieren von f&sub0; mit einer ersten ganzen Zahl N, um eine Frequenz &sub1; zu erzeugen;

Multiplizieren von &sub0; mit einer zweiten ganzen Zahl M, um eine Frequenz &sub2; zu erzeugen, wobei M von N verschieden ist;

Dividieren von &sub1; durch N, um das erste Bezugssignal zu erzeugen;

Dividieren von &sub2; durch M, um das zweite Bezugssignal zu erzeugen;

Dividieren von &sub1; durch eine von N verschiedene ganze Zahl für wenigstens einen Zyklus des ersten Bezugssignals und/oder Dividieren von &sub2; durch eine von M verschiedene ganze Zahl für wenigstens einen Zyklus, so daß das erste Bezugssignal in bezug auf das zweite Bezugssignal um Δt verschoben wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die von N verschiedene ganze Zahl N - 1 ist, so daß das erste Bezugssignal in bezug auf das zweite Bezugssignal um Δt = 1/ &sub1; verschoben wird.

9. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die von M verschiedene ganze Zahl M + 1 ist und &sub2; für M-1 Zyklen des zweiten Bezugssignals durch M + 1 dividiert wird, so daß das zweite Bezugssignal in bezug auf das erste Bezugssignal um Δt = 1/ &sub2; verschoben wird.

10. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die von N verschiedene ganze Zahl N - 1 ist und die von M verschiedene ganze Zahl M + 1 ist, wobei &sub1; für einen Zyklus des ersten Bezugssignals durch N - 1 dividiert wird und &sub2; für M-1 Zyklen der zweiten Bezugsfrequenz durch M + 1 dividiert wird, so daß die Position des ersten Bezugssignals in bezug auf das zweite Bezugssignal um Δt = 1/(M)(N)(f&sub0;) verschoben wird.