DE2539263B2

DE2539263B2 - Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Strömungsmittels in einem Rohr und Meßanordnung zur Durchführung des Verfahrens

Info

Publication number: DE2539263B2
Application number: DE2539263A
Authority: DE
Inventors: Bock W. El Cerrito Calif. Lee (V.St.A.)
Original assignee: Badger Meter Inc
Current assignee: Badger Meter Inc
Priority date: 1974-09-03
Filing date: 1975-09-01
Publication date: 1978-08-17
Also published as: JPS5182658A; SE7509325L; FR2284119A1; JPS6034682B2; SE403405B; US3935735A; GB1515354A; FR2284119B1; CA1032645A; DE2539263A1; DE2539263C3

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Strömungsmittels in einem Rohr unabhängig von der Geschwindigkeit des Schalls in diesem Strömungsmittel, wobei entgegengesetzt gerichtete Ultraschallsignale mit Axialkomponenten ungleich Null auf einem bestimmten Weg durch das Rohr gesendet, die gesendeten Signale empfangen, ein der Sendezeit t eines der aufgenommenen Signale entsprechendes Signal erzeugt, ein der Zeitdifferenz At zwischen den empfangenen Signalen entsprechendes

Signal erzeugt und ein Signal -pr gebildet werden, das

angenähert proportional ν ist, wobei ν die Komponente der Strömungsgeschwindigkeit des Strömungsmittels entlang des Weges ist und als Sende- und Empfangssignale Impuiszüge einer vorbestimmten Anzahl von Perioden verwendet werden.

Die Erfindung betrifft ferner eine Meßanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einem Paar auf dem Rohr angeordneter Wandler zum Erzeugen eines Energieflusses entlang eines Weges mit einer axial und einer quer zum Rohr verlaufenden Komponente, mit einem Paar Sende-Empfangs-Einheiten zum gleichzeitigen Senden eines Paares gleicher Signale von den Wandlern in entgegengesetzten Richtungen entlang des Weges und zum Empfangen der Signale an den Wandlern, wobei die Sende-Empfangs-Einheiten ein der Laufzeit t eines Signals entlang des Weges entsprechendes Signal erzeugen, mit einer Meßschaltung zum Bestimmen der Differenz At der Laufzeiten zwischen den Signalen, und mit einer Zeitgeberschaltung zum Senden jedes Signals des Paares in Form eines Impulszuges aus einer vorbestimmten Anzahl von Perioden einer Wechselstromenergiewelle.

Bei einer bekannten Anordnung zur Messung der Geschwindigkeit eines Strömungsmittels in einem Rohr (DE-OS 22 01 702), bei der die Meßgröße ν auch durch

den Quotienten —γ- dargestellt wird, wird mit der

Übertragung von Impulsen in dem Strömungsmittel gearbeitet. Hierbei liefert ein Taktgeber eine erste Impulsfolge hoher Frequenz, deren Impulse von einem

ersten Vorwärts-Rückwärts-Zähler während der Messung des Wertes

Ίι

vorwärts gezählt werden, wobei ίο in Nähe der Laufüeitwerte fi und h liegende Periode einer Impulsfolge ist, und eine zweite Impulsfolge niedriger Frequenz, die vom ersten Vorwärts-Rückwärts-Zähler während in

der Messung von—— und von einem zweiten Vorwärts-Ό

Rückwärts-Zähler während der Messung von —y- rück-

«o

wärts gezählt werden. ι -,

Bekannt ist ferner ein Strömungsmesser (US-PS 34 73 378), bei dem von zwei Wandlern gleichzeitig Sendeimpulse in das zu messende Medium abgestrahlt und zugehörige Empfangseinrichtungen entsprechend gesteuert werden.

Weiterhin ist ein mit Ultraschallsignalen arbeitender Geschwindigkeitsmesser für Strömungsmittel bekannt (US-PS 33 27 806), bei dem unter Verwendung eines Nulldurchgänge erfassenden Detektors die Nulldurchgänge der empfangenen Wellenzüge der Signale zur Auswertung herausgezogen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren gemäß der eingangs erwähnten Art und eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens derart zu schaffen, daß durch Vergrößerung des Faktors At bzw. durch Schaffung eines verhältnismäßig breiten Impulszuges eine genauere Signalaufnahme als beim Stand der Technik möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Messung des Differenzsignals At erfolgt, indem man ein Modulationssignal mit jedem der empfangenen Impulszüge entsprechend vergrößert zu einer einperiodischen Sinuswelle mischt und daß dann der Nulldurchgang jeder der einperiodischen Sinuswelle bestimmt wird. Ai)

Die erfindungsgemäße Meßanordnung zur Durchführung des Verfahrens zeichnet sich dadurch aus, daß Modulatoren mit den Sende-Empfangs-Einheiten verbunden sind zum Reduzieren der Anzahl der Impulse in jedem der Impulszüge, den die Wandler aufnehmen, zu einer vergrößerten einperiodischen Sinuswelle, die jedem der empfangenen Impulszüge entspricht, daß ein Ausgang der Modulatoren mit Eingangsklemmen eines Nulldurchgangsdetektors verbunden ist zum Erfassen der Nulldurchgangszeiten der vergrößerten einperiodisehen Sinusweüen die sich aus den εΓπ^ηίΗη^σεηεη Impulszügen ergeben, und zum Bestimmen der Nulldurchgangszeit einer der Sinuswellen entsprechend einem der Wandler als Vorderflanke eines Rechteckwellensignals sowie der Nulldurchgangszeit der pnderen Sinuswellen entsprechend dem anderen Wandler als Hinterflanke des Rechteckwellensignals, und daß eine Anzeigeeinrichtung zum Darstellen der zeitlichen Länge der Rechteckwelle als Geschwindigkeit der Strömung auf dem genannten Weg mit dem Nulldurch- <,o gar.gsdetektor verbunden ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Das erfindungsgemäße Verfahren erweist sich insbesondere durch das Erfassen des zentrischen Teils oder des Nulldurchganges des Impulszuges als vorteilhaft, da das Impulszugsignal mehr Raum zum Erfassen der Nulldurchgänge gewährt, denn das Signal kann in dem mittleren Teil des relativ langen oder vielfachen Impulszugos aufgenommen weiden. Da das zu messende Strömungsmittel nicht homogen oder gleichförmig ist, sondern Luftblasen aufweisen kann, die zerplatzen und damit Hohlräume oder ähnliche Strömungsquellen bilden, gewährleistet die Verwendung eines verhältnismäßig breiten Imp'ilszuges oder vergrößerten Faktors At eine genauere Signalaufnahme als beim Stand der Technik.

Die Erfindung wird nachstehend unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Darstellung eines Rohrabschnitts mit einem Ultraschall-Strömungsmesser,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des Ultraschall-Strömungsmessers,

F i g. 3 eine Darstellung verschiedener Wellenformen,

F i g. 4 ein detailliertes Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Ultraschall-Strömungsmessers und

Fig.5 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines Ultraschall-Strömungsmessers.

Die vorliegende Anordnung ist für die Verwendung von Ultraschallenergie bei der Messung der Geschwindigkeit eines in einem Rohr fließenden Strömungsmittels unabhängig von der Schallgeschwindigkeit in diesem Strömungsmittel gedacht. Die Strömungsgeschwindigkeit wird bestimmt durch Messung der Differenz der Übertragungszeit zweier Ultraschallsignale in dem fließenden Strömungsmittel, wobei diese beiden Ultraschallsignale gleichzeitig als Schallwellenimpulse ausgesandt werden, von denen einer auf einem Weg läuft, der eine Komponente in Richtung der Strömungsmittelströmiung aufweist, und von denen der zweite, mit dem ersten identische Schallwellenimpuls auf einer Bahn läuft, die eine Komponente entgegengesetzt der Richtung der Strömungsmittelströmung hat. Die Fortpflanzungszeit jedes Schallwellenimpulses in dem Strömungsmittel wird dabei durch eine Phasenverschiebung der Schallwellenimpulse dargestellt.

Insbesondere bei mittelgroßen bis kleinen Rohren ist die Zeitdifferenz zwischen den entgegengesetzt gerichteten Signalen sehr kurz, wodurch sie sich meßtechnisch nur schwer erfassen läßt; ihre Änderungen sind kaum je genau oder innerhalb einer gewünschten Genauigkeit von beispielsweise 1% des Meßbereiches zu bestimmen. Die Differenzen der Laufzeit werden als Phasenverschiebung bei einer Ultraschall-Trägerfrequenz /, gemessen, die auf eine entsprechende Phasenverschiebung auf einer niedrigen Frequenz /0 umgesetzt wird. Dies wird erreicht durch Überlagern der Trägerfrequenz /, mit einem Modulationssignal der Frequenz fd, wobei der Zusammenhang zwischen den drei Frequenzen gegeben ist durch f,= kfo und fd=(K— 1) f_Q und K eine große ganze Zahl darstellt; während des Überlagerungsvorgangs gilt also für die Differenzfrequenz fi—fd—fo· Eine Phasenverschiebung bei der Trägerfrequenz f, bewirkt genau die gleiche Phasenverschiebung bei der Differenzfrequenz /0· Der Unterschied der Laufzeiten in dem Strömungsmittel wird dabei mit dem Verhältnis (K) der Trägerfrequenz /, zur Differenzfrequenz /0 multipliziert. Beispielsweise ergibt ein Unterschied der Laufzeit in dem Strömungsmittel von 1 \iiS bei K= 50 eine scheinbare Laufzeitdifferenz von 50 με bei der Differenzfrequenz.

Die Trägerfrequenz liegt in Form von Sinuswellen vor, da;, Überlagerungssignal in Form von Cosinuswellen, so daß das resultierende Signal wiederum in Form von Sinuswellen vorliegt, was eine Messung der Nulldurchgänge leicht durchführbar macht. Die Phase

des Trägerfrequenzsignals wird gegenüber der des Überlagerungssignals genau eingestellt. Die Phasenverschiebung ist einstellbar, so daß Fehler der Phasenverschiebung infolge der Verzögerungen in den verschiedenen Schaltungselementen korrigiert werden können.

Das Trägerfrequenzsignal wird für jeden Sendeimpuls genau K Perioden lang abgestrahlt. Auf diese Weise kann man genau eine Periode der Differenzfrequenz ermitteln. Die Zeit, die für den Impuls erforderlich ist, um sich durch das Strömunsgmittel hindurch auszubreiten, muß mindestens K Periodenlängen betragen und ist vorzugsweise gleich 1,5 - AT Perioden lang, so daß der Sendeabschnitt der Signale sich vom Empfangsabschnitt sauber trennen läßt.

Während das Ultraschall-Strömungsmeßgerät sich an Rohrleitungen unterschiedlicher Größe für eine Vielfalt von Strömungsmitteln und insbesondere Flüssigkeiten einsetzen läßt, ist es besonders geeignet für den Anbau an verhältnismäßig dünnen Rohrleitungen — beispielsweise von wenigen Zoll Durchmesser —, in denen die Geschwindigkeit der Strömungsmittelströmung innerhalb eines weiten Bereiches bestimmt werden soll.

Gemäß Fig. 1 ist das Gerät an einem Rohr 6 angebracht, in dem ein Strömungsmittel — beispielsweise eine Flüssigkeit — sich mit einer zu bestimmenden Geschwindigkeit in Richtung des Pfeiles 7 bewegt. Auf oder in der Wand des Rohrs 6 sind Sende- und Empfangswandler 8 und 9 angebracht. Diese sind einander zugewandt auf gegenüberliegenden Seiten des Rohres und in Richtung der Strömungsmittelströmung gegeneinander versetzt angeordnet, so daß der Weg 11 zwischen den Wandlern 8 und 9 diagonal liegt und folglich eine in Durchmesserrichtung quer zur Rohrleitung und eine axial mit der Rohrleitung verlaufende Komponente hat, wobei die Länge der letzteren bestimmbar ist.

Anordnungen dieser Art sind bekannt. Oft tritt jedoch die Schwierigkeit auf, daß — insbesondere bei Rohrleitungen mit kleinem Durchmesser — der Weg 11 so kurz ist, daß die Differenz zwischen Signalen, die diesen Weg in entgegengesetzter Richtung und in sehr kurzer Zeit zurücklegen, unmöglich oder nur sehr schwer genau zu bestimmen ist — dies insbesondere, wenn sie von kleinen Änderungen der Strömungsgeschwindigkeit beeinflußt wird.

Im vorliegenden Fall wird ein Ultraschallimpulssender 12 vorgesehen. Dabei sind Mittel vorgesehen, die in Intervallen eine Anzahl verhältnismäßig kurzer Impulse oder Perioden in einer Folge vorbestimmter Länge liefern, wobei jede der Folgen als Impulszug bezeichnet wird. Jeder Zug ist nach Anfangszeitpunkt, Dauer und Endzeitpunkt bestimmt. Der Impulssender 12 weist eine Leitung 13 zu einem gemeinsamen Leiter 14 auf, auf dem der Impulszug gleichzeitig in zwei Richtungen gesandt wird. In einer Richtung kommt der Impulszug an der Sende-Empfangs-Einheit 16 an, die die Fähigkeit besitzt, den Impulszug abzugeben und auch einen entsprechenden Impulszug aufzunehmen. Der Impulszug aus der Sendc-Empfangs-Einheit 16 läuft auf der Leitung 17 zum Wandler 8 (Tr\) und von dort über das Rohr auf dem Weg 11 in einer Richtung zum anderen Wandler 9 (ΤΓ2), von wo das Signal auf einer Leitung 18 zu einer weiteren Sende-Empfangs-Einheit 19 am anderen Ende des Leiters 14 geführt wird.

Gibt der Impulszugsender 12 einen Impulszug auf den Leiter 14, läuft dieser Zug nicht nur zur Sende-Empfangs Einheit 16, wie beschrieben, sondern gleichzeitig auch zur Sende-Empfangs-Einheit 19 und damit auf der

Leitung 18 zum Wandler 9 und von dort auf dem Weg 11 in eine Richtung, die der des Impulszuges aus dem Wandler 8 entgegengesetzt ist. Dieser entgegengesetzt gerichtete Stoß wird vom Wandler 8 aufgenommen und läuft auf dem Leiter 17 zur Sende-Empfangs-Einheit 16. Auf diese Weise wird ein Impulszug aus dem Sender 12 aufgeteilt und wirkt gleichzeitig auf die Sende-Empfangs-Einheiten 16 und 19. Die sich bei der Teilung ergebenden beiden Impulszüge laufen gleichzeitig in entgegengesetzter Richtung den Weg 11 entlang und werden von der jeweils anderen der Sende-Empfangs-Einheiten 16 und 19 aufgenommen.

Ein von der Sende-Empfangs-Einheit 16 aufgenommener Impulszug wird auf einem Leiter 21 mit Anschluß 22 an den Sender 12 geführt und auf einer Leitung 23 zu einer Fühlschaltung 24. Auf entsprechende Weise läuft ein von der anderen Sende-Empfangs-Einheit 19 aufgenommener Impulszug auf der Leitung 26, an die sich eine Leitung 27 anschließt, zur Fühlschaltung 24. In der Fühlschaltung 24 werden die beiden Impulszüge in der Frequenz abgesenkt und phasenmäßig miteinander verglichen, wobei einer vom anderen subtrahiert bzw. einer algebraisch zum anderen addiert wird, wie weiter unten genauer ausgeführt ist. Die Differenz zwischen den beiden Impulszügen infolge des Durchlaufens des Rohres geht auf einer Leitung 28 zu einer Rechenschaltung 29.

Das von der ersten Sende-Empfangs-Einheit 16 der Fühlschaltung 24 zugeführte Signal geht auch auf der Zweigleitung 31 zur Rechenschaltung 29. Entsprechend läuft das Signal aus der Sende-Empfangs-Einheit 19 auf der Leitung 26 und der von dieser abgehenden Leitung 32 ebenfalls zur Recheneinheit 29. In der Recheneinheit werden die verschiedenen empfangenen Signale miteinander verglichen und verknüpft; das Ergebnis geht auf einer Leitung 33 zu einer hier nicht gezeigten geeigneten Anzeigevorrichtung.

In der genannten Anordnung senden und empfangen die beiden Sende-Empfänger-Einheiten 16,19 gleichzeitig, wobei die zeitliche Zuordnung derart gewählt ist, daß der Impulszug, der von den Wandlern 8, 9 ausgesandt wird, eine vorbestimmte Dauer hat (gewöhnlich weniger als erforderlich, um das Rohr zu durchlaufen), gefolgt von einem Ruheintervall; nach diesem geben die Sende-Empfangs-Wandler 8, 9 die aufgenommenen Signale an die Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 weiter. Es findet also zunächst die gleichzeitige Abstrahlung von zwei Impulszügen in entgegengesetzter Richtung auf dem Weg 11 statt, gefolgt von einem Intervall ohne jegliches Signal; danach werden die gerade ausgesandten Signale gleichzeitig empfangen. Die zum Zurücklegen des Weges 11 erforderliche Zeit erlaubt das Einfügen des Ruheintervalls. Das Sende- und das Empfangsintervall überlappen einander nicht und sind vollständig voneinander getrennt.

Die verallgemeinerte Anordnung gemäß F i g. 1 ist mit mehr Einzelheiten in der F i g. 2 dargestellt. Es ist ein Oszillator 41, der vorzugsweise quarzgesteuert ist, vorgesehen, der auf einer festen Frequenz /, schwingt und die einzelnen Perioden oder Impulse erzeugt, aus denen die verschiedenen Impulszüge bestehen. Dieses Signal geht an den Verbindungspunkt 42 und von dort zu den beiden Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19. Vom Verbindungspunkt 42 läuft eine Leitung 43 zu einer Zeitgabeschaltung 44, die ihrerseits mit einer Leitung 46 (mit der Abzweigung 47) mit den Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 verbunden ist und den zeitlichen Verlauf

der Impulszüge steuert. Die Anordnung ist dabei so getroffen, daß jeder der Impulszüge aus einer bestimmten Anzahl von Einheitsimpulsen besteht.

Wie in Fig. 1 ersichtlich, wenden die Signale auf den Leitungen 17 und 21 zu den Wandlern 8 und 9 gesandt. Die Impulszüge werden nach Durchlaufen des Weges 11 in entgegengesetzter Richtung miteinander verglichen. Dies geschieht, indem man das hochfrequente aufgenommene Signal von der Sende-Empfangs-Einheit 16 auf der Leitung 48 über einen Vorverstärker 49 auf in einen Überlagerungsmodulator 51 gibt, der das einfallende hochfrequente Signal mit einem synchronisierten Bezugssignal zu einem niederfrequenten Sinussignal für jeden Wellenstoß umsetzt, wobei das Verhältnis der hohen Eingangs-Signalfrequenz zur niedrigen Ausgangssignalfrequenz gleich K ist. Das Ausgangssignal des Modulators wird durch ein Tiefpaßfilter 52 geführt, das nur den gewünschten Teil des Modulatorausgangssignals weitergibt, der in Form einer einzelnen Sinuswelle auf den Nulldurchgangsdetektor 53 geht. Auf vergleichbare Weise wird der andere aufgenommene Impulszug von der Sende-Empfangs-Einheit 19 auf einer Leitung an den Vorverstärker 57 und danach auf einen Überlagerungsmodulator 58 gegeben, der identisch mit dem Modulator 51 ist und von dem das resultierende Sinussignal über das Tiefpaßfilter 59, das unerwünschte Komponenten zurückhält, dann als einzelne Sinuswelle auf einer Leitung 61 an den Nulldurchgangsdetektor 53 gelangt.

Es ist wichtig, während des obenerwähnten Modulationsvorganges die Signalphase sorgfältig einzustellen, um Fehler infolge der verschiedenen Verzögerungen in den einzelnen Teilen der Anordnung zu korrigieren. Eine Leitung 63 vom Verbindungspunkt 42 her verbindet die Quelle des synchronisierten Bezugssignals, einen Oszillator 64, über eine Leitung 66 an einen Phasenschieber 67. Der Oszillator 64 erzeugt eine synchrone Cosinuswelle, so daß bei der Überlagerung mit der Sinuswelle aus dem Oszillator 41 eine Sinuswelle entsteht, um die Nulldurchgangserfassung zu erleichtern. Das phasenkorrigierte Signal auf der Leitung 66 steuert auf einer Leitung 68 den Signalmodulator 51 und auf einer Leitung 69 den Modulator 58 an. Die Signale aus den Modulatoren 51,58 gehen über die Tiefpaßfilter 52 bzw. 59 (TPF), die unerwünschte Komponenten unterdrücken, phasengleich (»in step«) auf den Leitungen 60 und 61 auf den Nulldurchgangsdetektor 53.

In diesem Detektor erzeugt das Signal aus der Sende-Empfangs-Einheit 16 beim Nulldurchgang ein Ausgangssignal auf der Leitung 72, die an eine Recheneinheit 76 geht, die weiterhin die Eingänge 31 und 32 sowie den Ausgang 33 aufweist. Wie in der F i g. 2 dargestellt, handelt es sich bei der Ausgangsgröße in Wirklichkeit um eine Flanke 73 einer Rechteckwelle auf einer Zeitbasis und mit einer festen bzw. Normalamplitude. Das Signal aus der Sende-Empfangs-Einheit 19 betätigt seinerseits den Nulldurchgangsdetektor 53 in einem Augenblick, der von der Phasendifferenz dieses Signals zum ersten Signal abhängt und die andere Flanke 74 der Rechteckwelle mit konstanter bo Amplitude darstellt. Folglich wird auf der Leitung 72 eine Rechteckwelle abgegeben, deren Dauer gleich dem Produkt des Verhältnisses K mit der Differenz der Laufzeiten ist und damit unmittelbar der Strömungsgeschwindigkeit in Richtung: des Pfeiles 7 im Rohr proportional ist. Falls im Rohr 6 keine Strömung vorliegt, weisen die beiden Signale aus den Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 im Nulldurchgangsdetektor 53 den gleichen Nulldurchgang auf und bilden eine Rechteckwelle mit verschwindender Dauer; dieses Resultat zeigt an, daß keine Strömung stattfindet.

Der Zustand einer fehlenden Strömung läßt sich auf einfache Weise dazu ausnutzen, die Anordnung zu eichen. Bei fehlender Strömung soll das Anzeigeinstrument keine Anzeige liefern. Liegt trotzdem eine Anzeige vor, muß die Phasenbeziehung der beiden Impulszüge nachgestellt werden. In diesem Fall wird der Phasenschieber 67 bei fehlender Strömung von Hand nachgestellt, um die Phase eines oder des anderen oder beider Impulszüge an den Modulatoren 51, 58 so einzustellen, daß kein Phasenunterschied mehr vorliegt. Dann treten die Nulldurchgänge beider Signale in der Einheit 53 gleichzeitig auf, wodurch die erfaßbare Breite des Signals richtig zu Null wird.

Vor einer mathematischen Analyse soll das System in der Ausführungsform für ein Rohr 6 rekapituliert werden, in dem ein Strömungsmittel in Richtung des Pfeils 7 mit einer Geschwindigkeit ν fließt. Auf gegenüberliegenden Seiten des Rohrs und im Abstand einer Strecke / mit einer Axialkomponente, d. h. in Richtung der Strömungsmittelströmung, sind ein Wandler 8 (Tn) und ein Wandler 9 (Th) angeordnet. Kurze Züge von Ultraschallimpulsen laufen gleichzeitig auf den Weg 11 zwischen den Wandlern. Diese Züge werden in einem Sender 12 erzeugt, der über Leitungen 13 und 14 an einen Sendeeimpfänger 17 angeschlossen ist, der über die Leitung 17 an den Wandler 8 geht, sowie an einen Sendeempfänger 19, der seinerseits mit der Leitung 18 an den Wandler 9 angeschlossen ist.

Die aufgenommenen Impulszüge aus dem Wandler 8 laufen auf der Leitung 21, in die eine Leitung 22 zum Sender 12 mündet, und einer Leitung 23 zu einer Fühlschaltung 24, die auch Impulszüge vom Wandler 9 durch einen Leiter 26 und eine Leitung 27 aufnimmt. Das Ausgangssignal der Fühlschaltung 24 läuft auf einem Leiter 28 an eine Rechenschaltung 29, die auch die entsprechenden aufgenommenen Impulsstöße von einer Leitung 31 aufnimmt, die dem Wandler 9 zugeordnet ist. Das Ausgangssignal der Rechenschaltung läuft auf einer Leitung 33 zu einem (nicht gezeigten) Anzeigegerät.

Für den in Richtung von 7>i nach Tr₂ laufenden Impulszug ist infolge der gerichteten Geschwindigkeit der Strömungsmittelströmung die Fortpflanzungsgeschwindigkeit höher als in der Richtung von Tr₂ nach Tr\. Folglich nimmt der Wandler Tr₂ den ihm zugehörigen der gleichzeitig ausgesandten Impulsstöße eher auf als der Wandler 7h den ihm zugehörigen Impulsstoß empfängt. Mit der Strömungsgeschwindigkeit v, dem axialen Abstand / der Wandler und der Schallgeschwindigkeit c im Strömungsmittel läßt die Zeit, die vom gleichzeitigen Beginn der ausgesandten Impulse zum Empfang derselben an den Empfangsanschlüssen der Sende-Empfangs-Einheiten 19 bzw. 16 verstreicht, d. h. T₊ und TL.aiusdrückenals

	T₊= *++ T₊	(D
und
	T.= t.+ T.	(2)
mit
	(,= //(c + P)	(3)
und
	/.= //(C-P)	(4)

als den Laufzeiten durch das Strömungsmittel in den beiden Richtungen und τ₊ und τ_ die Gesamtsystem-

Verzögerungen (ohne die Laufzeit im Strömungsmedium), d. h. die Summe der Verzögerungen in der Elektronik, der Verdrahtung, des Wandlers und den Rohrwänden in der jeweiligen Richtung.

Die Verzögerungen τ+ und r_ lassen sich als gleich annehmen und als τ ausdrucken; diese Annahme trifft fast, aber nicht ganz zu. Nimmt man sie jedoch für gegeben an, gilt

I τ =

= 0,

woraus folgt, daß T- > T₊ und die Ultraschallschleife der F i g. 1 auf der Frequenz

/- = UT-

schwingt.
Wegen (5) ergibt die gleiche Annahme

welcher Ausdruck von τ unabhängig ist.

Das vorliegende Verfahren zur Ermittlung eines Strömungsmaßes unabhängig von der Schallgeschwindigkeit resultiert aus der Beziehung

r₊r_ = P/(t²-ι?) (8)

die mit der Gl. (7) zusammen

2 v/l = MH₊I- (9)

ergibt.

Aus der Gl. (9) zeigt sich, daß die Strömungsgeschwindigkeit ν aus Messungen von At, t₊ und i_ bestimmen läßt. Für alle Fälle der Messung der Strömungsgeschwindigkeit innerhalb eines breiten Bereichs läßt sich annehmen, daß ν sehr viel geringer ist als c, so daß die Gl. (9) sich reduzieren läßt zu

chen lassen, erhält man eine wesentliche Verbesserung aus einer sorgfältigeren Signalverarbeitung und insbesondere einer längeren Einwirkzeit der Ultraschallsignale auf das Strömungsmedium in der Weise, daß die Größe ZIi erhöht wird. Beispielsweise würde eine Vergrößerung von ZIi um den Faktor 50 eine Auflösung von nur 100 ns erfordern, die innerhalb der Funktionsgrenzen erhältlicher elektronischer Schaltungsbauteile liegt.

(5) ίο Eine weitere Verbesserung erhält man, indem man die

Wandler mit Zügen von Sinuswellen einer bestimmten gemeinsamen Frequenz erregt und diese Züge durch Demodulationsverfahren und eine Nulldurchgangsfeststellung erfaßt. Diese Maßnahmen reduzieren den

(6) π Effekt von Schwunderscheinungen infolge örtlicher

Variationen in Feststoffen und Luftbläschen in dem Strömungsmittel bzw. der Flüssigkeit.

Wie teilweise in der F i g. 2 gezeigt, entspricht die Rohranordnung der der Fig. 1. Jedoch ist ein

(7) 20 elektronischer Generator 41 vorgesehen, der eine

stetige Sinuswelle einer bestimmten Frequenz

/, = K/o,
/o = IAo

erzeugt, wobei K eine große ganze Zahl, die der Anzahl der Perioden der Sinuswelle in jedem Wellenzug entspricht, und to die Dauer jedes Wellenzuges ist. Die Ausgangsgröße des Generators 41 ist gegeben durch

e,(t) = E₁ sin (2.-7 KJ_nI).

2 v/i = t/e₊

(10)

wobei t₊ entweder f₊ oder i_ bezeichnet.

In den Ausdrücken unmittelbar gemessener Größen

Diese Ausgangsspannung erscheint am Verbindungspunkt 42, an den die Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 angeschlossen sind, und wirkt über eine Leitung 43 und eine Zeitgabeeinrichtung 44 über die Leitungen 46, 47 auf die Sende-Empfangs-Umschalter 16, 19, an die die Wandler 8 und 9 angeschlossen sind. Vom Verbindungspunkt 42 führt eine Leitung 63 auch ein Synchronisier-Eingangssignal an einen zweiten Generator, der eine Cosinuswelle der Frequenz

und folglich

(H)
(12)

4^r>

L = (K-Df_n

Während die obigen Ausführungen als solche richtig sind, lassen die zugrundeliegenden Berechnungsgänge sich nur schwer in die Praxis umsetzen, da in der Praxis der Wert At sehr klein ist. In einem Medium, bei dem /=0,305 m (1 ft.) und r= 1525 m/s (5000 ft7s) ist, ergibt eine Strömung von 0,7625 m/s (2,5 ft./s) nach Gl. (7) ein ZIf von nur 0,2 μ5 (2xlO~⁶sec). Will man eine Genauigkeit von einem Prozent des vollen Skalenausschlages erreichen, muß ZIt auf weniger als 2 ns (2xl0-⁹s) genau bestimmt werden. Die schnellsten derzeit erreichbaren Digitalschaltungen haben Verzögerungswerte um 1 ns, die schnellsten erhältlichen Linearschaltungen und zugehörigen Detektoren Verzögerungen im Bereich von 10 bis 30 ns. Weiterhin hängt dieses Verfahren von der Ausbreitung und Erfassung kurzer Impulse im Medium ab, das diese Pulse im Zeitbereich »verschmiert« und eine genaue Feststellung der Empfangszeit praktisch unmöglich macht.

Während einige Teilverbesserungen sich u. U. erreiabgibt und dessen Ausgangsspannung sich ausdrücken läßt zu

C₁₁U) = E₁₁ -cos (2 .-T(K-I)Z₀O. (16)

Diese Ausgangsspannung wird als Synchronisierbezugssignal für die Demodulation der aufgenommenen Ultraschallsignale verwendet. Die Zeitgabeeinrichtung 44 ist phasen- und frequenzmäßig mit der in Gl. (14) angegebenen Spannung synchronisiert. Das Ausgangssignal der Zeitgabeeinrichtung 44 ist eine periodische Folge von Schaltimpulsen von jeweils der Dauer fo und der Wiederholungsfrequenz

M)

T_n= 3 I_n.

Folglich läßt sich die Ausgangsgröße der Zeitgabeschaltung 44, das Schaltsignal, ausdrücken als

C(O= Σ G₀(I-ItT₁₁)

M = O

11 12

mit also

f 1 für 0 < χ < /„
^G"^{<V) =} (Ο sonst ^(l9) ί·,(ί)= E₁G (r-r„) sin (2 .7 K./;, U-T₁₁)) (20)

■-, bzw.

Da die in den Gl. (18), (19) definierten Schaltsignale

dieSende-Empfangs-Umschalter 16,19steuern, werden <-'iU) = E, G(f - T₂₁)sin (2.7 K'/„(i - T₂₁)) (21) die Wandleranschlüsse dieser Schalter in jeder Periode

Tp zunächst für die Dauer ίο an den Ausgang des in denen und Γ21 die Verzögerung in den Sendezweigen

Sinusgenerators und dann für den Rest der Dauer, 2 ίο, κι der Sende-Empfangs-Schalter 16, 19 ist. Aus diesen

an die Empfangsvorverstärker 49,57 geschaltet. Die auf Signalen erzeugen die Wandler Γη und Th (8 und 9) an

die Wandler Th und Tr? gelegten Erregungssignale sind ihren Grenzflächen zum Rohr die Ultraschallwellen

U₁ U) = H₁ E₁G (r - r„ - r₁₂ - τ,,) sin (2.7 Kf₀ (t - T₁₁ - T₁₂ - τ,.,)) (22)

U₂(t) = U₂ E₁G (t - T₂₁ - τ,, - T₂₃) sin (2 .τ Kf₀ (t - T₂₁ - T₂₂ - τ,,)). (23)

wobei Ui und ui die Wandlerkonstanten, τη und Tr₂₂ die gegenüberliegenden Seite unterliegt sie weiteren

Verzögerung in den Verbindungskabeln und rn und T2J 20 zeitlichen Verzögerungen sowie einer dispersiven

die Verzögerung in den Wandlern ist. Dämpfung. Wenn sie an den Wandlern Γη und Tr₂

Bei der Ausbreitung der Ultraschallwelle durch die eintreffen, lassen sich die jeweiligen Ultraschallwellen

Rohrwand und das fließende Strömungsmittel zur darstellen zu

(J₁(O = Du₂E₁G(I - T₂₁ - i, - T₁,- f_)sin(2.-7 Kf_n (t - T₂₁ -I₂- T₁,- /.)) (24)

LZ₂O) = Du₁E₁GU - τ,, - I₁ - τ,,- i ₊ ) sin (2.7 Kf₀U - T₁₁ - r, - t„.- r + )) (25)

mit Koeffizient der dispersiven Dämpfung und r₊ und i-

r, = r,, + r,,+ r„, (26) sind die Durchgangszeiten durch die fließende Strö-

_uncj mung nach den Gl. (3) und (4).

_ _nl Die aufgenommenen Signale an den Wandleran-

Ί - T₁₂ + T₁₃ + τ,, (_ /) _{j5 schlüssen der} Sende-Empfangs-Schalter 16,19 nach den

τ_η. ist dabei die Verzögerung in der Rohrwand, D der Gl. (24) und (25) sind

»-,(f) = E_rG U - Γ_ + T₁₄) sin (2.7 Kf₀(t - Γ_ + T₁₄)) (28)

/•,(M = E,G U - T₊ + T₂₄) sin (2.7 Kf₀ U-T₊+ T₂₄)) (29)

mit An den Wandleranschlüssen der Sende-Empfangs-

⁴"' Schalter treten die Erregungen nach Gl. (20), (21) und die Empfangssignale nach den Gl. (28), (29) auf, wobei die Gesamtgröße an diesen Anschlüssen jeweils die Überlagerung der Signale nach den Gl. (20), (28) bzw. (21),(29)ist,d. h.

und ru und Γ24 als den Gesamtverzögerungen durch die ^e"'^ ~ '■' ' ''''' '

Empfangszweige der Sende-Empfangs-Schalter und die _UIU|

Empfangsvorverstärker. Die Größen T₊ und T- sind die

Gesamtlaufzeiten in den beiden Richtungen vom Sender ΐ'.,τ(') = i'->(M + MM· (37)

zum Ausgang der Vorverstärker. Vergleicht man nun 55

die Gl. (31), (32) mit den Gl. (1), (2), ergeben sich die Damit die Sende-Empfangs-Umschalter den Sender

ih von den Empfangsvorverstärkern einwandfrei trennen,

müssen die beiden Teile der Gl. (36) und (37) ungleichzeitig angesetzt werden. Aus den Gl. (20), (21) ho sind die Erregungsgrößen e\(t) und &i(t) nur dann ungleich Null, wenn

"^Τι· + τ_Μ < ζ < nT,, + τ,, + f„ (3S)

ηΤ_μ + r_u < t < »Τ + ι,, + („ (39)

mit der in der Gl. (5) getroffenen Annahme nur dann

übereinstimmt,wenn(Tii+T24)=(T'2i + T'i4)gilt. gilt, wohingegen aus den Gl. (28) und (29) die

E_r = D», it	ι E₁	Τ\|4	+	(30)
Γ_= ί_ +	τη +	^Γ24	+ ί, ·	(31)
T₊= ι,+	τπ +			(32)
	^ h

Beziehungen	= ί, + Z₂	+	T₂I	+	Τ\|4	Τ24>	(33)
τ_ und	= Ί + h		Tn	+	Τ24		(34)
τ + die zeigen, daß	-τ.= (τ₂₁	—	τπ)	+	(»14-	(35)
I τ = r_ -

13 14

Empfangssignale n(t) und r₂(t) nur dann ungleich Null Die an den Ausgängen der Vorverstärker stehenden

sind, wenn Empfangssignale sind

RAD = <i,E_rG U-T) sin (2 π KJ₀[I -T_() (45) ' und

R₂U) = ci₂ E_r G (z -T₊) sin (2 .τ KJ₀U -T₊)), (46)

wobei aisa2 die_ Verstärkungsgrade der Verstärker κι sind. Die Signale R\(t) und R₂(t) werden auf den jeweils zugehörigen der Modulatoren 51, 58 gegeben, desgleichen die Cosinuswelle aus dem zweiten Generator 64 nach dem Durchgang durch einen einstellbaren Phasenschieber 67. Die Cosinuswellen ed\(t)una ed₂(t), ι j die jeweils an die Modulatoren für Ri^und R₂(t)gehen, sind gegeben durch die Ausdrücke

C₁₁₁(Z) - cos ^2 .7 (K - l)/_oz 4- A^) (47) erfüllt werden durch die Voraussetzung 20 und

Γ,,,. = 1 2(T-+ T₊) - 3z„;2. (44) _Cd2U) = cos (2 π (K ~ I) f„t - A^) (48)

Es wirddaher angenommen daß die Forderung der Gl. j _d J0 ^. p_hasen_Verschiebungen sind, die der

(44) erfüllt ist; dann treten die Sende-Empfangs-Schalter 25 2 ⁶

die aufgenommenen Signale von den Erregungssignalen Phasenschieber bewirkt. Verknüpft man die Gl. (47) und

an den Wandleranschlüssen und geben erstere an die (48) mit den Gl. (45), (46), erhält man die Ausgangsgrö-

Vorverstärker weiter. Ben der Modulatoren in Form der Signale

RAt) = (U₁ 2) E_rG U- T^)fs\n(2.i J₀KT. -A^- + sin (2 n(2K - \)f_ot - 2 ^f₀I - 2 ^ f₀KT_+-^p\\ (49) und
R₂U) = (U₂ 2) E_r GU -T₊) jsin (2 .-,/„ z-2 .-,/„ KT₊ + -ψ+ sin(^2.7(2K-l)/₀z-2.t/₀Z-2.7/₀KT₊-

nT_p + T. -	I₁₄ </	c nT_p +	*T-- T₁*	T_ >	'14 + Ή	+ Ό	4 + Ό (40)
und				7; >	*T-,,+ T-,,*	+ Z_n
'-T_n+ T₊-	'24 < ' '	< "T_n +	*T₊ - T₂*	4 + f„ (41)
gelten. Folglich ergibt sich die erforderliche keit, wenn die Bedingungen	Ungleichzeitig-
und	(42)
	(43)

(50)

Die ersten Ausdrückein den Gl. (49). (50) sind die gewünschten'Mischprodukte. Indem man die Grenzfrequenz der Tiefpai3filter (TFP) 52. 59 den Modulatoren entsprechend wählt, lassen die unerwünschten zweiten Ausdrücke sich aussperren. Die von den Filtern 52.59 an die Nulldurchgangsdetektoren 53 (ZX DET) weitergegebenen Signale sind also

R₁ (Z) = (fl,/2) E_rG(t - T_ - S₁) sin (2 π f₀ (z - KT^ - S₁) - ~

(51)

R₂U) = (a₂ß) E_rG (t - T₊ - S₂) sin (2 rr f_o(t - KT₊ -S₂) + -^) (52)

mit Si und Sh als den verhältnismäßig kleinen 50 durch die Ungleichung

Verzögerungszeiten beim Durchgang durch die Filter. _nT_r4.(;^,x„riTx?j., <si\

Jedes der Signale A₁^ und R₂(t)\sl aus zwei Faktoren " '-+*r < t < "'_P+ '-+ ^i + Ό PJJ

aufgebaut. Der erste ist die periodische Aperturfunktion angeben, entsprechend die Apertur für das Signal R₂U) G{.) nach Gl. (18) und der jweite eine Sinuswelle der im n-ten Arbeitszyklus durch

Frequenz f_o=\/t_o. Da die Dauer der Aperturen, die die 55 „_T , _T , _ς „_{T r} ο , ,,-.,

Funktion G(.) definiert, ebenfalls Z₀ ist, bestehen die »'_P + /₊-+- ^₂ < ζ < «i_p+ i₊+ ώ₂ + Z₀ p4j

Signale Rift) und R₂(I) jeweils aus einer Folge von Der Beginn jedes Betriebszyklus ist definiert durch

einperiodischen Sinuswellen der Frequenz /0 mit dem den Beginn des Erregungszuges im Sender zu Abstand T_p=3 Z₀. Der Hauptunterschied zwischen den periodischen Zeitpunkten t=nTp, so daß die vom

beiden Signalen und damit der Informationsträger ist t>o Beginn des n-ten Arbeitszyklus zum Beginn der die relative Phase der einperiodischen Sinuswellen in Aperturen für die Signale R_t(t) und R₂(t) verstrichene jedem der Signale. Diese Eigenschaften sind in der Zeit jeweils F ig. 3 dargestellt. _

Die zeitliche Apertur jedes Signals ist dadurch · '-t-^Ji \->->)

bestimmt, daß die G(.)-Funktion während jedes 03 und

Arbeitszyklus ungleich Null wird. Aus der Gl. (51) lassen \ T — T + S iSfii

sich der Anfang und das Ende sowie die Dauer der ² ~ + + 2 I⁵«)

Apertur für das Signal R\(t) im n-ten Arbeitszyklus ist.

	T₁ =	f_+ T-	(57)
und
	T₂ =	'++ Λ	(58)
mit
	T'_ =	T_ + S₁	(59)
und
	7> =	T₊+ S₁	(60)

f₀[L₁-KT--S₁)--

\Φ

(61)

2-t/o «h

Entsprechend ergeben sich
Nulldurchgang des Signals R₂(t
n-ten Arbeitszyklus zu

m π ΑΦ

!--τ/ο 4.-7/0

(63)

Die Nulldurchgangsdetektoren im Block 53 (ZX DET) der F i g. 2 sollen die nebeneinanderliegenden Nulldurchgänge von R](t)\ind R2(t)um die Mittelpunkte ihrer Aperturen für jeden Arbeitszyklus erfassen. Für nebeneinanderliegende Nulldurchgänge sind die ganzen Zahlen m in den Gl. (61), (62) gleich. Das Ausgangssignal des Blocks 53 (ZX DET) ist ein periodischer Impulszug, bei dem der Impuls jeder Periode am zentralen Nulldurchgang von R2(t)\n dessen Apertur beginnt und mit dem zentralen Nulldurchgang von R\(t) in dessen Apertur endet. Folglich ist die Dauer dieser Impulse gegeben durch

i₁ = hi - hi = K (T--T₊) + . \S + -

\Φ

2 x

(64)

. I ί₌ = K ( 1f + I τ) + AS +

2:X

(65)

Die Dauer der ausgesandten Impulszüge ist gleich der Länge der Apertur der Signale R\(t), R2(t), und die vom Mittelpunkt der Impulszüge zum Mittelpunkt der Aperturen der empfangenen Signale verstrichene Zeit ist ebenfalls durch die Gl. (55) und (56) angegeben. In dem Maß, daß S\ und 5z sehr kurze Verzögerungen sind, ist die verstrichene Zeit jeweils ein Maß für die Laufzeit T- und T₊. Die Gl. (31), (32), (33) und (34) lassen sich verwenden, um die verstrichene Zeit aus den Gl. (55) und (56) folgendermaßen umzuformulieren:

Indem man die einstellbare Phasenverschiebung so ansetzt, dt8

I0/2.i/o= -(KAt + AS)

(66)

läßt sich eine vollkommene Fehlerkompensation erzielen und wird

Innerhalb jeder der mit den Gl. (53), (54) definierten Aperturen zeigt das Signal R\(t) oder Ri(t) die Sinuseigenschaften seines zweiten Faktors und wird Null, wenn immer der Sinusfaktor gleich Null wird. Für das Signal R\(t) tritt der Wert Null und damit der Nulldurchgang in der Apertur für den η-ten Arbeitszyklus zur Zeit f_zi auf, die gegeben ist durch

mit m als einer ganzen Zahl; die Gl. (61) löst sich zu +

KT.+ S₁ (62)

der Nullwert und der / in der Apertur für den

mit I S = Si- S₂. Aus den Gl. (31) bis (39) läßt die Gl. (64) sich umformen zu

in der t die in Gl. (7) definierte gewünschte Größe, Δτ der Restverzögerungsfehler der Sende-Empfangs-Schalter 16, 19 und der Vorverstärker 49, 57 nach Gl. (35) und ΔΦ die mit dem Schieber 67 einstellbare Phasenverschiebung sind.

If. = K At.

(67)

Dieser Ausdruck beweist, daß das zugrundeliegende ίο Ziel erreicht worden ist, nämlich den Impulszuglängenfaktor K als Vergrößerungsfaktor für Δ t zu verwenden. Eine saubere Einstellung des einstellbaren Phasenschiebers 67 erreicht man leicht bei fehlender Strömung. Bei fehlender Strömung wird Δί=0, und die richtige Einstellung von ΔΦ zur Erfüllung der Gl. (66) erreicht manmitidf_z=0.

Obgleich sich, wie oben beschrieben, eine vollkommene Fehlerkompensation erreichen läßt, erfordert eine minimale Fehlerempfindlichkeit, daß man Δτ bereits konstruktiv so klein wie möglich macht Aus der Gl. (66) ist klar, daß der Fehler Δτ im Signallaufschema nicht unterdrückt wird, da er ebenfalls um den Faktor K multipliziert erscheint. Jedoch werden die Verzögerungsfehler 45 der Tiefpaßfilter 52, 59 und die Verzögerungsfehler der Nulldurchgangsdetektoren 53 unterdrückt, da sie nicht der Multiplikation mit dem Faktor 50 unterliegen. Folglich ergibt sich eine minimale Fehlerempfindlichkeit und die beste Realisierung der beschriebenen Signalaufbereitung, wenn man bereits im Konstruktionsstadium Δτ so klein wie möglich macht. Im allgemeinen ist derjenige Teil von Δτ, den die Sende-Empfangs-Schalter 16, 19 beitragen, ziemlich klein im Vergleich zum Beitrag der Verstärker 49, 57. Dieser letztere Beitrag läßt sich jedoch so gering wie möglich halten, indem man Verstärker mit Bauteilen maximalen Verstärkungsbandbreitenproduktes und den geringsten noch annehmbaren Verstärkungsgraden konstruiert. Es gibt Verfahren für die erfolgreiche Modulation von Signalen mit Pegeln von weniger als -4OdBm(OdBm = IO-³W).

Der beschriebene Impulszug überwindet die anfangs dargestellten technischen Schwierigkeiten, wie sich aus den beiden Ausführungsbeispielen nach Fig.4 und 5 ergibt.

Als Beispiel der Arbeitsweise eines praktisch ausgeführten Geräts der vorliegenden Erfindung zeigt das Diagramm der F i g. 3 — auf einer Zeitabszisse — einige der wichtigeren Vorgänge. Es handelt sich hier um ein numerisches Beispiel, das willkürlich für ein Rohr mit einer Ultraschall-Laufzeit von etwa 200 iis gewählt wurde, wobei die Signalwiederholungszeit 480 μβ betrug. Ein Wiederholungsintervall von 480 ^s tritt fortwährend während der gesamten Betriebsdauer der Einrichtung auf. Beide Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 werden zur Zeit Null aktiviert und arbeiten für eine Dauer von 160 μβ (G(t)) als willkürlich gewählte Periode, die geringer ist als die Laufzeit auf dem Weg 11. Jeder Impulszug dauert folglich 160 με und enthält eine große Anzahl K einzelner Impulse. Dies ist in der F i g. 3 auf der Achse e_s\(t); e_S2(t)durch die Sinuswellen unter und über der Abszisse angedeutet, die zeigen, daß beide Einheiten 16,19 gleichzeitig Hochfrequenz in entgegengesetzten Richtungen abgeben. Dieser Sendezeit, die am Ende der 160 μ5 endet, folgt ein Ruheiniervall von 80 μ$, um ein Rücksetzintervall zu haben. Am Ende der Sendezeit und des Intervalls, d. h. nach Ablauf von 240 μβ nach dem Zeitpunkt Null bzw. dem Startzeitpunkt, werden die beiden Sende-Empfangs-Einheiten

16,19 gleichzeitig in den Einpfangszustand gebracht. Sie nehmen die zahlreichen Hochfrequenzimpulse in zwei Signalstößen innerhalb eines Intervalls auf, das seinerseits 160 μ$ dauert und dem wiederum ein Ruheintervall von 80 μβ folgt, um zu gewährleisten, daß die Sende- von den Empfangssignalen sauber getrennt sind. Die Gesamtzeit addiert sich also zu 480 μβ, wonach sich der gerade beschriebene Zyklus wiederholt Auf der nächsten ^Abszisse der Fig. 3 sind die empfangenen Signale R\(t), Ri(t) ohne Bezug auf die Sendesignale gezeigt, so daß sie einzeln hervorstehen.

Vorzugsweise werden die Impulszüge in Form von Sinuswellen gesendet, die nach dem Empfang herabgemischt werden, um für jeden Stoß eine Sinuswelle zu erzeugen, deren zeitliche Breite gleich der gesamten Empfangsdauer ist. Die relative zeitliche Lage jedes empfangenen Signals bzw. seine Phase ist für das einzelne Signal eine Funktion der Addition der Geschwindigkeit der Strömung und für das andere Signa! eine Funktion der Subtraktion der Geschwindigkeit der Strömung in Richtung des Pfeils 7. Die empfangenen und herabgemischten Sinuswellen erscheinen also in unterschiedlicher Phasenbeziehung auf den beiden Achsen R\(t)\md R₂(t)der F i g. 3.

Es wird darauf verwiesen, daß der Nulldurchgang des ersten Signals auf der Achse ZXDETX auf der Zeitachse in einer Stellung, der Nulldurchgang des zweiten Signals auf der Achse darunter, ZXDETI in einer anderen Stellung dargestellt sind.

Wie auf der nächsten Achse ZX DET_aus dargestellt, ist der Unterschied der Nulldurchgangszeiten als Rechteckwelle dargestellt, deren waagerechte Breite Δτ_ζ ein Maß für die Geschwindigkeit in Richtung des Pfeils 7 der Strömung ist.

Dieses Beispiel war nur ein einfaches numerisches Beispiel, und die Werte und Zeitangaben können sich in den verschiedenen Anwendungsfällen erheblich ändern. Der allgemeine Zusammenhang der Vorgänge ist in jedem Fall jedoch im- wesentlichen so, wie er beschrieben wurde.

Um die schaltungstechnischen Einzelheiten einer Strömungsmeßanordnung zu erläutern, zeigt die F i g. 4 eine Anordnung, in der viele der Einheiten, wie sie oben beschrieben wurden, zu einer vollständigen Schaltung zusammengefügt sind. In dieser Anordnung liefert der Oszillator 41 ein Signal einer genau eingehaltenen Frequenz f_s=MKfo an einen Leiter 81 mit einem Verbindungspunkt 82 zu einem Frequenzteiler 83, der die Frequenz mit dem Teilerverhältnis M teilt; das frequenzgeteilte Signal (e,; f_t=Kf₀) steuert über eine Leitung 86 die erste Sende-Ernpfangs-Einheit 16. die ein Signal e_si liefert. Ein Abzweig 87 steuert die zweite Sende-Empfangs-Einheit 19, die ein Signal e_S2 liefert. Der Leiter 84 geht an einen anderen Frequenzteiler 91 (Teilung durch K), der ein Signal mit der Frequenz /0 auf einem Leiter 92 an den Phasenkomparator 93 gibt. Dieser Phasenkomparator 93, bei dem es sich um ein flankengesteuertes Vielfachlogiknetzwerk (ECMN) handelt, spricht auf die Flanke der Rechteckwelle an und erfaßt in diesem Beispiel die vergleichbaren Flanken von Rechteckwellen in zwei unterschiedlichen Impulszügen und liefert ein Ausgangssignal entsprechend der Phasendifferenz zwischen den beiden Impulszügen. Das Ausgangssignal der Einheit 93 geht auf dem Leiter 94 auf ein Tiefpaßfilter 96, das das Signal vereinfacht und dessen Ausgangssignal einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 97 steuert, dessen Ausgangssignal (e& f_d= (K — \)fo) auf den Verbindungspunkt 98 geht. Ein

Leiter 99 führt einen Teil des Signals vom Verbindungspunkt 98 über einen Frequenzteiler 101 (Teiler durch (K-1)) auf einen Leiter 102 und von dort auf den anderen der Eingänge des Phasenkomparator 93. Auf diese Weise wird der Verbindungspunkt 98 mit einem frequenz- und phasenmäßig richtig synchronen Überlagerungssignal beaufschlagt

Vom Leiter 84 am Verbindungspunkt 103 führt ein Leiter 104 das frequenzgeteilte Signal aus dem Oszillator 41 zum Modulator 105. Weiterhin führt vom Verbindungspunkt 98 der Leiter 99 zum Modulator 105 und zu einem von Hand einstellbaren Phasenschieber

106 (ΔΦ). Das modulierte Signal läuft auf einer Leitung

107 durch ein Tiefpaßfilter 108, das unerwünschte Komponenten sperrt, und auf der Leitung 109 durch einen signalformenden Verstärker 111 (k — Bezugssignal) und schließlich auf einem Leiter 112 in die Logikeinheit 113. Wie dargestellt, handelt es sich bei dem eintreffenden Signal um eine Rechteckwelle 114 der Frequenz & Die Logikeinheit 113 gibt ein Taktsignal (Kurve 116) auf dem Leiter 117 (G(t))an den Verbindungspunkt 118. Von dort läuft eine Leitung 119 zur Sende-Empfangs-Einheit 16 und vom Verbindungspunkt 120 eine entsprechende Leitung 121 zur Sende-Empfangs-Einheit 19.

Die Sende-Empfangs-Einheit 16 gibt, wenn sie durch das Taktsignal auf dem Leiter 117 und der Leitung 119 auf Empfang geschaltet wird, das vom Wandler 8 auf der Leitung 17 ankommende Signal auf dem Leiter 122 und durch einen Vorverstärker 123 auf den Leiter 124 (R\) mit dem Anschlußpunkt 126, der auf den Modulator 127 führt, der das Sinussignal mit einem Cosinussignal zu einem niederfrequenten Sinussignal herabmischt. Das Mischerausgangssignal läuft auf einem Leiter 128 durch ein Tiefpaßfilter 129, das nur die gewünschte Komponente R\ durchläßt, und auf der Leitung 131 zum Nulldurchgangsdetektor 132. Auf diese Weise wird ein das Rohr in einer Richtung durchquerendes Signal entsprechend geformt und auf den Nulldurchgangsdetektor gegeben.

Wenn die Sende-Empfangs-Einheit 19 von dem Taktsignal auf der Leitung 117 und der Leitung 121 auf Empfang geschaltet wird, gibt sie sämtliche vom Wandler 9 suf der Leitung 18 aufgenommenen Signale auf eine Leitung 133 an dei^Vorverstärker 134 und von dort auf eine Leitung 136 (R₂), die einen Anschlußpunkt 137 enthält. Das hochfrequente Sinussignal geht in einen Modulator 138 zur Überlagerung mit einem Cosinussignal zu einem niederfrequenten Sinussignal unter Steuerung durch den Phasenschieber 106, der wie oben beschrieben arbeitet und von dem die Leitungen 139. 140 zu den Modulatoren 127 bzw. 138 führen. Das Ausgangssignal des Modulators 138 führt auf einem Leiter 141 auf ein Tiefpaßfilter 142, auf dessen Ausgangsleitung 143 das gewünschte Signal R₂ auf den Nulldurchgangsdetektor 132 geht.

Der Oszillator 41 arbeitet über den Verbindungspunkt 82 und eine Leitung 146 auf mehrere Ladungsverstärkerstufen, um die letztendliche Ausgangsgröße zu steuern. Beispielsweise wirkt die Leitung 146 über eine positive Ladiingseinheit 147 (+/IQ), indem sie eine Ladung an den Anschluß 148 liefert, der mit einer Seite eines Kondensators 149 über eine Leitung 151 verbunden ist. Der Anschluß 148 ist auch über einen Verstärker 152 an einen Anschlußpunkt 153 geführt, der mit einer Leitung 154 mit dem anderen Anschluß des Kondensators 149 verbunden ist.

Der Verbindungspunkt 153 ist an einen spannungsge-

steuerten Oszillator 156 gelegt, der auch mit einem Verbindungspunkt 157 verbunden ist, von dem eine Leitung 158 zu einem UND-Glied 159 führt. Eine negative Ladungseinheit 161 (-AQ)ist an das Glied 159 und über eine Leitung 162 an den Verbindungspunkt 148 geführt Diese Anordnung stellt eine Stufe der Ladungsverstärkung dar und erzeugt am Verbindungspunkt 157 ein Signal der Frequenz f'=3 MK/t±. Auf vergleichbare Weise ist an dem Verbindungspunkt 157 eine positive Ladungseinheit 163 (+AQ) geführt, die pn einen Verbindungspunkt 164 mit einer Verbindung 166 zu einer Seite eines Kondensators 167 geht, dessen anderer Belag über die Leitung 168 an einen Verbindungspunkt 169 angeschlossen ist. Zwischen den Verbindungspunkten 164 und 169 liegt parallel zum Kondensator 167 ein Verstärker 171. An den Verbindungspunkt 169 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator 172 gelegt, der auf einen Leiter 173 mit einem Verbindungspunkt 174 arbeitet, von dem eine Leitung 176 auf ein UND-Glied 177 und von dort über eine Verbindung 178 an eine negative Ladungsnnheit 179 (-AQ) geht, die über eine Leitung 181 an den Verbindungspunkt 164 führt. Diese zweite Ladungsverstärkerstufe gibt ein Signal der Frequenz f"=3 M K Tp/t±² auf eine dritte Stufe ab.

Der Leiter 173 geht auf ein UND-Glied 182, das auf einer Leitung 183 vom Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 132 gesteuert wird. An das Glied 182 ist eine positive Ladungseinheit 184 (+4 Q) gelegt, die über einen Verbindungspunkt 186 und einen Verstärker 187 auf einen Verbindungspunkt 188 arbeitet. Vom Verbindungspunkt 186 geht eine Leitung 189 zu einer Seite eines Kondensators 191, dessen anderer Anschluß über einen Leiter 192 an den Verbindungspunkt 188 geführt ist. Eine Leitung 193 führt vom Verbindungspunkt 188 zu einem spannungsgesteuerten Oszillator 194, eine Leitung 196 zu einem Verbindungspunkt 197. Eine Leitung 198 verbindet den Verbindungspunkt 197 mit einem Glied 199, das über einen Leiter 201 mit einer negativen Ladungseinheit 202(-AQ)verbunden ist, die ihrerseits über die Leitung 203 an den Verbindungspunkt 186 angeschlossen ist. Vom Verbindungspunkt 197 führt die Leitung 196 zu einem geeigneten Meßinstrument 204 oder sonstigen Anzeigegerät für die Ausgangssignalfrequenz, die sich ausdrücken läßt als

Fo = 3 MIOAt/t_± ² = 6 MfC V/l.

Die verschiedenen Gatter 159, 177 und 199 werden auf besondere Art und Weise gesteuert, vie noch auszuführen sein wird. Das Gatter 199 spricht über einen Leiter 206 auf ein Flipflop 207 an. das von der Logikeinheit 113 angesteuert wird. Das eintreffende Signal 114 erzeugt eine getaktete Rechteckwelle 208, die auf einer Leitung 209 über den Verbindungspunkt 211 an den Nulldurchgangsdetektor 132, dessen Ausgangssignal es steuert, sowie über die Leitung 219 an das Flipflop 207 geht.

Die Gatter 159 und 177 werden auf besondere Art und Weise angesteuert. Aus diesem Grund wird ein Signal 223, das in der Logikeinheit 1113 aus dem eintreffenden Signal 114 abgeleitet wurde, auf einer Leitung 224 an einen Flankendetektor 226 gegeben, der wahlweise über eine Schaltleitung 227 __ das vom Verbindungspunkt 126 eintreffende Signal Ri oder das vom Verbindungspunkt 137 eintreffende Signal /?2 aufnimmt. Das Ausgangssignal des Flankendetektors auf der Leitung 228 wird zu einem Setzsignal für das Flipflop 229 und einem Rücksetzsignal für ein Flipflop 231 herabgetiilt. Das Flipflop 229 erhält das Rücksetzsignal 116 von der Leitung 117, die auch über eine Verbindung 232 zu den Sende-Empfangs-Einheiten 16, 19 führt. Entsprechend erhält das Flipflop 231 über die Leitung 234 ein Setzsignal 233 von der Logikplatine 113. Das Flipflop 229 sendet gegebenenfalls auf der Leitung 236 ein Signal an das Flipflop 207, während das Flipflop 231 auf den Zweigleitungen 237 und 238 einer Leitung 239 die Signale (T_±-A)=t± an die UND-Glieder 159, 177 schickt.

Funktionell gesehen dient der unabhängige Generator 41 dazu, die Frequenz /_s= MK /Ό zu liefern, wobei M eine ganze Zahl und fa nach der Gl. (44) gewählt ist. Diese Frequenz wird um den Teiler Λ/zur Frequenz

t

geteilt, d. h. die Frequenz der Sinuswelle in den ausgesandten Impulszügen. Die Frequenz f, wird auf die Sende-Empfangs-Schalter 16, 19 gegeben und auch durch K geteilt, um die Bezugsfrequenz k für die Phasenregelschleife (92 bis 102) zur Erzeugung der Demodulationsfrequenz l_d=(K- \)f₀ darzustellen. Diese Maßnahmen sichern die Synchronisierung von ej(t) nach Frequenz und Phase mit den Signalen e{t). Eine richtige Auswahl der Bezugsphase zur Erzeugung der Taktsignale in den Schaltungen der Logikeinheit 113 erhält man, indem man die Signale e^t)una ed(t)auf den Modulator gibt und die erzeugte Differenzfrequenz mit dem Tiefpaßfilter auszieht. Diese Maßnahmen gewährleisten ein Bezugssignal 114 korrekter Phase zur Ableitung der Taktsignale und dergleichen in der Gesamtanordnung.

Der Flankendetektor 226 wird mit den zuvor beschriebenen Elementen gemeinsam verwendet, um

Vi einen periodischen Impulszug der Wiederholungsperiode Tp=3 fo und einer Impulsdauer At₇=KAt zu erzeugen. An den Flankendetektor kann entweder das Signal R\(t) vom Verbindungspunkt 126 oder das Signal Ri(t) vom Verbindungspunkt 137 gelegt werden, um den

4(i Eintreffzeitpunkt innerhalb des Arbeitszyklus zu bestimmen. Aus der Gl. (45) oder (46) ergibt sich die Ankunftszeit im Verhältnis zum Beginn jedes Arbeitszyklus zu T- oder T₊ in Abhängigkeit von der getroffenen Verbindung. Auf diese Weise ist das Ausgangssignal des

Flankendetektors ein logischer Übergang zu einer Zeit T± relativ zum Beginn jedes Arbeitszyklus. Dieses Ausgangssignal setzt das Flipflop 231, das in jedem Arbeitszyklus zuvor mit einem verzögerten Taktimpuls aus der Logikeinheit 113 über den Leiter 234

■>o rückgesetzt wurde. Die Verzögerung 200 des Taktimpulses relativ zum Beginn jedes Arbeitszyklus ist eine einstellbare Größe A; folglich ist die Dauer des Ausgangssignals des Flipflops 231 für jeden Arbeitszyklus gleich (Τ+—Δ). Durch geeignete Einstellung der

->5 Verzögerung Δ läßt die Dauer sich gleich τ+ oder τ -machen, wie in den Gl. (34) oder (33) definiert; dann wird die Dauer des Ausgangssignals des Flipflops 231 zu

= f₊

(68)

tu wie es für eine saubere Kompensation der Wirkungen der Schallgeschwindigkeit erforderlich ist.

Weiterhin wird das Ausgangssigna! des Flankendetektors 226 verwendet zum Setzen des Flipflops 229, das mit einem Taktsignal aus der Logikeinheit 113 über die

öS Leitungen 117 und 232 zu Beginn jedes Arbeitszyklus rückgesetzt wird. Wird das Flipflop 229 nicht gesetzt, ist dies ein Zeichen dafür, daß das erwartete Empfangssignal nicht eingetroffen ist. Dieser Umstand läuft auf ein

Fehlersignal hinaus, mit dem sich die richtige Ausgangsimpulsgeschwindigkeit trotz Schwundeinbrüchen und anderen Unterbrechungen aufrechterhalten läßt.

Der Ausgangsimpulszug des Nulldurchgangsdetektors 132 auf den Leiter 183 und die durch die Impulsdauer des Flipflops 231 angezeigte Laufzeit t± werden zu einer Impulsfrequenz Fo verknüpft, die der Strömungsgeschwindigkeit unmittelbar proportional ist. Wie oben beschrieben, gilt

F₀ = 6 M K² VH.

ίο

(69)

wobei M so gewählt wird, daß den Maßstabs- und Genauigkeitsanforderungen Genüge getan ist. Der Faktor K bestimmt die Länge jedes Impulszuges und den Vergrößerungsfaktor At, der seinerseits so gewählt wird, daß sich die Fehler infolge der endlichen Reaktionsgeschwindigkeit der elektronischen Bauteile und des gewünschten Strömungsbereiches für das Rohr so gering wie möglich halten lassen.

Es gibt eine weitere Version der in Fig. 4 dargestellten Schaltung, die zum richtigen Arbeiten nicht auf einen genauen Quarzoszillator 41 angewiesen ist. Wie in der F i g. 5 gezeigt, ist diese Schaltung modifiziert, aber in vielen Teilen der der F i g. 4 ähnlich. Einige der Bezugszeichen sind für vergleichbare Elemente gleich gewählt, und die oben für diese Teile gegebene Beschreibung gilt auch für den Einsatz in der Schaltung der F i g. 5. Hier liegt ein spannungsgesteuerter Oszillator 246 vor, der über eine Leitung 247 an jo einen Verbindungspunkt 248 gelegt ist. Ein Leiter 249 verläuft von diesem Verbindungspunkt zu einem Frequenzteiler 251 (Teiler durch M), von dem eine Leitung 252, die das Signal (e,-, /,= AT/_o) führt, mit einer Abzweigung 253 zur Sende-Empfangs-Einheit 16 und mit einer weiteren Abzweigung 254 zur Sende-Empfangs-Einheit 19 führt. Die Einheiten 16,19 sind über die Leitungen 17 und 21 an die Sende- und Empfangsanordnungen 8,9 gelegt, wie bereits ausgeführt.

Der Leiter 252 verläuft zu einem Frequenzteiler 91 (Teuer durch K) der mit der Leitung 92, die ein Signal der Frequenz /Ό führt, an den Phasenkomparator 93 gelegt ist, den seinerseits die Leitung 94 an ein Tiefpaßfilter 97 legt, und der mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 97 verbunden ist, dessen Ausgangssignal (es, fd(K—\) Fo) an den Anschluß 98 geführt ist. Ein Leiter 99 verläuft vom Anschluß 98 zum Frequenzteiler 1Oi, der auf der Leitung 102 an den zweiten Eingang des Phasenkomparator 93 führt.

Von dem Leiter 252 zweigt am Verbindungspunkt 256 der Leiter 104 zum Modulator 105 ab, in dem die Überlagerung stattfindet. Das modulierte Signal läuft auf der Leitung 107 und durch das Tiefpaßfilter 108 sowie die Leitung 109 zum impulsformenden Verstärker 111, dessen Ausgangssignal (fa Bezugssignal) auf dem Leiter 112 zur Logikeinheit 113 geht. Innerhalb dieser Einheit 113 befinden sich verschiedene Schaltungen, die von der Leitung 112 gespeist werden und Signale liefern. Das zugeführte riezugssignal ist mit der Kurve 114 dargestellt. Innerhalb der Logikeinheit wird auch ein Signal (C,) geformt, das, mit der Kurve 116 dargestellt, von dem Leiter 117 auf den Verbindungspunkt 118 geführt wird, der über die Verbindung 119 an der Sende-Empfangs-Einheit 16 liegt. Weiterhin verläuft der Leiter 117 zum Verbindungspunkt 120, der über die μ Verbindung 12t zur Sende-Empfangs-Einheit 19 führt. Die Sende-Empfangs-Einheit 16 gibt ihr Ausgangssignal auf dem Leiter 122 zum Vorverstärker 123; von dort läuft das Signal R\ auf dem Leiter 124 zum Verbindungspunkt 126, von dem der Leiter 124 auch zum Modulator 127 führt. Das Ausgangssignal des Modulators führt auf dem Leiter 128 zum Tiefpaßfilter 129. Der Leiter 131 führt das Ausgangssignal des Filters (R\) an einen der Eingänge des Nulldurchgangsdetektors 132.

Entsprechend arbeitet die Sende-Empfangs-Einheit 19 über den Leiter 133 auf den Vorverstärker 134, der seinerseits das Ausgangssignal R₂ auf dem Leiter 136 zum Verbindungspunkt 137 und zum Modulator 138 gibt. Der Leiter 99 speist den Phasenschieber 106 für die beiden Modulatoren 127 und 138. Der Leiter 141 verbindet den Modulator mit dem Tiefpaßfilter 142. Das Ausgangssignal R₂ des Tiefpaßfilters 142 läuft auf dem Leiter i43 zum anderen Eingang des Nulldurchgangsdetektors 132.

Vorn Verbindungspunkt 126 führt eine Leitung 257 zu einem Signaldetektor 258, den die Sende-Empfangs-Einheit 16 und über einen Leiter 259 die Sende-Empfangs-Einheit 19 (vom Verbindungspunkt 137 her) speisen. Das Ausgangssignal des Signaldetektors geht auf einem Leiter 261 an ein Tiefpaßfilter 262, der über die Verbindung 263 auf einen impulsformenden Verstärker 264 führt. Von diesem Verstärker läuft eine Leitung 266 (T_c) zu einem Verbindungspunkt 267, von dem der Leiter 266 zu einer Seite des Phasenkomparator 268 verläuft. Die Logikeinheit 113 erzeugt ein Grundsignal 313, das über einen Leiter 314 zum Phasenkomparator 268 geführt ist, der es mit dem Signal auf dem Leiter 266 vergleicht. Das Ausgangssignal des Komparators läuft auf der Leitung 269 zu einem Tiefpaßfilter 271 und von dort auf der Leitung

272 zum spannungsgesteuerten Oszillator 246 und schließt somit die Regelschleife.

Vom Verbindungspunkt 267 führt ein weiterer Leiter

273 zum Setzanschluß eines Flipflops 274, an dessen Rücksetzanschluß auf einer Leitung 276 vom Verbindungspunkt 120 das Signal 116 liegt Das Ausgangssignal des Flipflops 274 läuft auf einem Leiter 277 zu einem Flipflop 278. Das Flipflop 278 erhält durch einen Leiter 279, der zu einem Verbindungspunkt 281 führt ein weiteres Eingangssignal. In der Logikeinheit 113 wird ein Auftastsignal erzeugt und auf einem Leiter 282 an einen Verbindungspunkt 281 geführt, das die mit dei Kurve 283 in Fig.5 dargestellte Form aufweist. Vom Verbindungspunkt 281 wird das Signal 283 auf den Leiter 279 und so auf das Flipflop 278 gegeben und lauf) vom Verbindungspunkt 281 auf einer Leitung 284 zum Nulldurchgangsdetektor 132. Das Ausgangssignal des Detektors 132 (At₂=KAt) ist auf einem Leiter 286 zurr UN D-Glied 287 geführt, dessen anderes Eingangssigna! auf der Leitung 288 vom Verbindungspunkt 24i erscheint.

Das UND-Glied 287 ist mit einem Leiter 289 an eine positive Ladungseinheit 291 (+AQ) eines Ladungsverstärker gelegt, an die mit einer Leitung 293 eir Verbindungspunkt 292 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt 292 führt einen Anschluß eines Kondensators 294 über einen Leiter 296, an dessen andere Seite über einen Leiter 297 an die Leitung 298 zwischen einerr Verstärker 299 und einem spannungsgesteuerter Oszillator 301 gelegt ist. Der Eingang des Verstärkers isi mit der Leitung 302 an den Verbindungspunkt 29i gelegt. Der spannungsgesteuerte Oszillator 301 ist ar einen Leiter 303 mit einem Verbindungspunkt 30< gelegt, der über eine Leitung 306 zu einem Eingang eines UND-Gliedes 307 führt, das über eine Leitung 3Of auch vom Flipflop 278 angesteuert wird. Das Glied 3Oi

ist mit der Leitung 309 an eine negative Ladungseinheit 311 [-AQ) gelegt, von der eine Leitung 312 zum Verbindungspunkt 292 führt. Zusätzlich weist die Logikeinheit 113 eine Verzögerungseinstellung (A) auf, die mit der Kurve 316 dargestellt ist. Schließlich geht vom Verbindungspunkt ein Leiter 317 ab, der das Ausgangssignal der beschriebenen Schaltung an eine Anzeigeeinrichtung 318 weitergibt, die die Geschwindigkeit der Strömung im Rohr 6 anzeigt

(fo=3MIOAt/4 t_±=3MK? Vl 2 I).

Funktionell gesehen entspricht die Anordnung der Fig.5 in vielerlei Hinsicht der der Fig.4. Der Hauptunterschied ist der Ersatz des freien Generators 41 durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 246.

Dieser Oszillator und der ihn steuernde EXCLUSIV-ODER-Phasenkomparator 268 sind Teil einer Phasenregelschleife, die eine bestimmte Beziehung zwischen der Frequenz f_s=MKf₀ und der Laufzeit t₊ bzw. therstellt.

Eines der Eingangssignale des Phasenkomparator 268 ist eine verzögerte Taktwelle aus der Logikeinheit 113, deren Verzögerung eine einstellbare Größe A ist. Das andere Eingangssignal des Phasenkomparators 268 ist ein Apertursignal, das von einem Modulator oder Signaldetektor 258 geliefert wird, dessen Eingangssignal die Empfangssignale R\(t) und R^t) sind. Nach den Gl. (45) und (46) ist die Ausgangsgröße des Modulators 258 ein Apertursignal proportional

T_) G₀ (f - nT_r - T₊) cos (2 η f₀ K /I 7).

(70)

Da Ar sehr klein ist, ist der Faktor cos (2 π /ο KAv) für die vorliegenden Zwecke eine Konstante ungleich Null und das fragliche Apertursignal (70) im wesentlichen durch die Funktionen Go(.) gekennzeichnet. Aus der Definition dieser Funktion folgt, daß das an den zweiten Eingang des Phasenkomparators gelegte Apertursignal eine Aperturwellenform ist, die relativ zum Anfang jedes Arbeitszyklus im Zeitpunkt T- beginnt und zur Zeit (T₊ -Mo) endet. Der Mittelpunkt dieser Apertur relativ zu jedem Arbeitszyklus ist daher gegeben durch

(T₊ + T_ + r₀)

(71)

Da für alle Strömungszuständc 7'+ = T_ gilt, ergibt sich

T_c= T₊ +γ- (72)

Durch die Wirkung der Phasenregelschleife fällt der Mittelpunkt des Apertursignals (Gl. 72) mit der zentralen Übergangsflanke der verzögerten Taktwelle 316 aus der Logikeinheit 113 zusammen. Relativ zum Beginn jedes Arbeitszyklus befindet diese Übergangsflanke sich im Punkt

2 I₀ + ,1.

(73)

Selzt man T₁. in GI. (72) der Größe der Gl. (73) gleich, ergibt sich

3 („/2= T₊-/1.

(74)

Nach richtiger Einstellung der Verzögerung wird die Beziehung der Gl. (74) zu

3to/2 = /_±. (75)

Da j\ = M Kj₀= M KIt₀ ist, folgt, daß infolge der Phasenregelschleife die Beziehung

f_s= 3M K/2t ₊

(76)

gilt. Da f_s nach Gl. (76) einen bestimmten Zusammenhang mit der Laufzeit durch das Strömungsmedium aufweist, ist die Kette der Ladungsverstärker 147 und 163 und der spannungsgesteuerten Oszillatoren 156,172 der F i g. 4 nicht mehr erforderlich. Diese Vereinfachung erlaubt eine einfachere Verknüpfung mit der Schaltung nach F i g. 5. Die Frequenz des Impulsausgangssignals in F i g. 5 ergibt sich zu

F₀ = 3 M K² V/21.

(77)

Als Variation läßt sich in der Fig.5 auch ein Flankendetektor (vgl. 226 in F i g. 4) verwenden, um eine Abschätzung von T₊ oder T_ zu liefern und damit die Frequenz f_s in einen bestimmten Zusammenhang mit der Laufzeit t₊ oder i_ zu binden. Die Verwendung eines Modulators 258 zu diesem Zweck, wie sie die F i g. 5 zeigt, hat den wünschenswerten Vorteil einer fast völligen Immunität gegen Störspannungen und andere Unterbrechungen.

In beiden Versionen erhält man eine verbesserte Störunanfälligkeit und eine Vergrößerung der Größe At durch einen Impulszuglängenfaktor K. Dieser Punkt ist wichtig, da A t in der Praxis extrem klein ist.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit eines Strömungsmittels in einem Rohr unabhängig von der Geschwindigkeit des Schalls in diesem Strömungsmittel, wobei entgegengesetzt gerichtete Ultraschallsignale mit Axialkomponenten ungleich Null auf einem bestimmten Weg durch das Rohr gesendet, die gesendeten Signale empfangen, ein der Sendezeit t eines der aufgenommenen Signale entsprechendes Signal erzeugt, ein der Zeiidifferenz At zwischen den empfangenen Signalen entsprechendes Signal erzeugt und ein Signal -^-gebildet

werden, das angenähert proportional ν ist, wobei ν die Komponente der Strömungsgeschwindigkeit des Strömungsmittels entlang des Weges ist und als Sende- und Empfangssignale Iuipulszüge einer vorbestimmten Anzahl von Perioden verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Messung des Differenzsignals At erfolgt, indem man ein Modulationssignal mit jedem der empfangenen Impulszüge entsprechend vergrößert zu einer einperiodischen Sinuswelle mischt und daß dann der Nulldurchgang jeder der einperiodischen Sinuswellen bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Intervalle zwischen den Sende- und Empfangssignalen länger als die Übertragungszeit der Impulszüge zwischen den Ultraschallwandlern ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer jedes der Impulszüge als vorbestimmter Bruchteil der mittleren Laufzeit jedes der Signale entlang des Weges bestimmt wird.

4. Meßanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 bis 3 mit einem Paar auf dem Rohr angeordneter Wandler zum Erzeugen eines Energieflusses entlang eines Weges mit einer axial und einer quer zum Rohr verlaufenden Komponente, mit einem Paar Sende-Empfangs-Einhciten zum gleichzeitigen Senden eines Paares gleicher Signale von den Wandlern in entgegengesetzten Richtungen entlang des Weges und zum Empfangen der Signale an den Wandlern, wobei die Sende-Empfangs-Einheiten ein der Laufzeit t eines Signals entlang des Weges entsprechendes Signal erzeugen, mit einer Meßschaltung zum Bestimmen der Differenz Δ t der Laufzeiten zwischen den Signalen, und mit einer Zeitgeberschaltung zum Senden jedes Signals des Paares in Form eines Impulszuges aus einer vorbestimmten Anzahl von Perioden einer Wechselstromenergiewelle, dadurch gekennzeichnet, daß Modulatoren (51, 58; 127,138) mit den Sende-Empfangs-Einheiten (16, 19) verbunden sind zum Reduzieren der Anzahl der Impulse in jedem der Impulszüge, den die Wandler aufnehmen, zu einer vergrößerten einperiodischen Sinuswelle, die jedem der empfangenen Impulszüge entspricht, daß ein Ausgang der Modulatoren (51. 58: 127_: 138) mit Eingangsklemmen eines Nulldurchgangsdetektors (53,132) verbunden ist zum Erfassen der Nulldurchgangszeiten der vergrößerten einperiodischen Sinuswellen, die sich aus den empfangenen Impulszügen ergeben, und zum Bestimmen der Nulldurchgangszeit einer der Sinuswellen entsprechend einem der Wandler (8 bzw. 9) als Vorderflanke (73) eines

Rechteckwellensignals sowie der Nulldurchgangszeit der anderen Sinuswellen entsprechend dem anderen Wandler (9 bzw. 8) als Hinterflanke (74) des Rechteckwellensignals, und daß eine Anzeigeeinrichtung (204; 318) zum Darstellen der zeitlichen Länge (At-fi der Rechteckwelle als Geschwindigkeit der Strömung auf dem genannten Weg mit dem Nulldurchgangsdetektor (132) verbunden ist.

5. Meßanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatoren (51, 58; 127, 138) die empfangenen Signale mit einem Modulationssignal zur Erzeugung einer einperiodischen Sinuswelle für jeden empfangenen Impulszug überlagern.

6. Meßanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Phasenschieber (67; 106) zum Variieren der Phasendifferenz zwischen den von den Modulatoren (51, 58; 127, 138) empfangenen Impulsreihensignalen.