DE3640413C2 - Meßanordnung - Google Patents
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- G01D5/24404—Interpolation using high frequency signals
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Meßanordnung zum
Messen einer Relativbewegung zwischen zwei Objekten und
insbesondere auf eine derartige Meßanordnung, die
geeignet ist, eine verbesserte Auflösung zu erreichen.
Beispielsweise ist bei einer Werkzeugmaschine eine genaue
Messung der Relativbewegung eines Werkzeuges zu einem
Werkstück, das ein zu bearbeitendes Objekt darstellt, von
höchster Wichtigkeit für die Präzisionsbearbeitung des
Werkstücks. In entsprechender Weise ist bei einem
industriellen Aufzeichnungsgerät eine genaue Messung der
Relativbewegung zwischen dem Aufzeichnungsmedium und
einem Aufzeichnungskopf erforderlich, um die Bewegung des
Aufzeichnungskopfs relativ zu einem Aufzeichnungsmedium in
Abhängigkeit von einem Eingangssignal genau zu steuern.
Um eine derartige Forderung zu erfüllen, wurden verschiedene
Systeme für die Messung der Bewegung zwischen zwei
Objekten, die relativ zueinander bewegt werden, vorgeschlagen
und in die Praxis umgesetzt.
Ein derartiges System, das vorgeschlagen wurde, ist z. B.
eine Meßanordnung, die ein durch die Überlagerung von
zwei optischen Rastern gebildetes Moir´muster benutzt. Im
einzelnen ist die Meßanordnung, wie in Fig. 7 gezeigt,
derart ausgebildet, daß eine Hauptskala 101, die ein
optisches Raster 102 mit durchlässigen und undurchlässigen
Teilen enthält, die wechselweise mit einer vorgegebenen
Teilung angeordnet sind, und eine Indexskala 103,
die mit einem optischen Raster 104 derselben Teilung versehen
ist, einander gegenüberliegend derart angeordnet
werden, daß ein sehr kleiner Zwischenraum dazwischen auftritt,
und die beiden optischen Raster sind gegeneinander
mit einem sehr kleinen Winkel verdreht. Die Meßanordnung
enthält auch eine Lichtquelle 105, die auf der einen
Seite angeordnet ist, und eine Photozellenvorrichtung 106, die an der
anderen Seite derart angeordnet ist, daß sich die beiden
Skalen 101 und 103 dazwischen befinden. Das von der
Lichtquelle 105 durch beide Skalen 101 und 103 hindurchdringende
Licht bildet ein Moir´muster, das dann durch
die Photozellenvorrichtung 106 erkannt wird.
Bei der oben beschriebenen Meßanordnung bewirkt eine
Relativbewegung zwischen den beiden Skalen 101 und 103,
daß sich das Moir´muster selbst ebenfalls bewegt. Auch
verändert sich die Bewegungsrichtung des Moir´musters in
Abhängigkeit von der Richtung der Relativbewegung
zwischen den beiden Skalen 101 und 103. Von der Photozellenvorrichtung
werden dann 90° zueinander phasenversetzte
Ausgangssignale erzeugt, welche als "A-Phasen-
Signal" bzw. "B-Phasen-Signal" bezeichnet werden. Im
einzelnen werden, wie es in Fig. 8 gezeigt ist, das A-
Phasen-Signal und das B-Phasen-Signal, die von der Photozellenvorrichtung
106 erzeugt werden, Verstärkern 107A und 107B
zugeführt und dann Wellenformungskreisen 108A bzw. 108B
zugeführt. Dann werden die Signale einem Richtungserkennungskreis
109 zugeführt, der dann die
Bewegungsrichtung des Moir´musters erkennt und entweder
Aufwärtszählimpulse UP erzeugt, wenn das Moir´muster nach
rechts bewegt wird, oder Abwärtszählimpulse DOWN erzeugt,
wenn es nach links bewegt wird. Die auf diese Weise
erzeugten Impulse UP oder DOWN werden in einem Zähler 110
gezählt.
Ein anderes herkömmliches Meßsystem enthält ein System,
das magnetische Raster und ein System vom elektrischen
Induktionstyp und ähnliches benutzt.
Eine Verbesserung der Auflösung bei der oben
beschriebenen Meßanordnung, die optische Skalen benutzt,
wird im allgemeinen dadurch erreicht, daß die Teilung
jedes der beiden optischen Raster 102 und 104 verkleinert
wird.
Jedoch hat die Verkleinerung der Teilung ihre Grenze.
Beispielsweise begrenzen sogar Photoätztechniken die Verkleinerung
bis auf wenige Mikrons.
Im Hinblick auf das Vorangegangene wurde eine Erhöhung
der Auflösung einer derartigen Meßanordnung entsprechend
einem sogenannten Interpolationsverfahren durchgeführt,
das eine Addition oder eine Subtraktion des A-Phasen-
Signals und des B-Phasen-Signals durchführt, um ein
Mehrfachphasensignal zu erhalten. Das Interpolationsverfahren
teilt die Teilung des Moir´musters in acht oder
sechzehn Teile, um die Auflösung zu verbessern.
Ein derartiges Interpolationsverfahren ist beispielsweise
aus der DE-OS 27 29 697 bekannt. Jedoch teilt das Interpolationsverfahren
grundsätzlich einen Spannungspegel
sowohl des A- als auch des B-Phasen-Signals bei jeder
Phase, so daß die Anzahl der Teilungen einer Beschränkung
unterworfen ist. Insbesondere ist es im wesentlichen
nicht möglich, einen Pegel sowohl des A- als auch des B-
Phasen-Signals mit einem Scheitelwert von etwa 1 bis
2 Volt in beispielsweise 100 Teile zu teilen, das heißt,
die Auflösungsgenauigkeit ist insgesamt vor allem dadurch
beschränkt, daß die analogen A- und/oder B-Phasen-Signale
direkt einer A/D-Wandlung zugeführt werden.
DE 27 03 155 A1 offenbart allgemein ein Verfahren zur Gewichtsmessung
mittels eines Moir´musters, ohne daß auf den Aspekt einer
höchstgenauen Auflösung eingegangen wird.
CH 412 356 offenbart eine Verschiebebestimmung, wobei eine Relativmessung
unabhängig von der äußeren Abmessung des betreffenden
Objektes durchgeführt wird. Dazu wird das Objekt markiert (Raster)
und das durch die Zusammenwirkung von Raster mit einem Beobachtungsraster
bereitgestellte Signal ausgewertet, wobei zur Erhöhung
der Auflösung das Mittel der Phasenmodulation eingesetzt und
somit die örtliche Verschiebung auf den Zeitmaßstab projeziert
wird. Dabei ist der Zusammenhang zwischen Orts- und Zeitmessung
überaus kompliziert.
DE 34 23 097 A1 lehrt eine berührungslose Größenbestimmung unter
Verwendung eines impulsgetriebenen Drehspiegels, wobei eine Signalverarbeitung
mit herkömmlichen digital arbeitenden Komponenten
vorgesehen ist, die empfindlich beispielsweise auf eine Änderung
der Frequenz der Signale ist, wodurch die Meßgenauigkeit
beeinträchtigt werden kann.
Neuerdings wächst der Bedarf, industrielle Maschinen mit
einer Meßmöglichkeit zu versehen, so daß eine größere
Genauigkeit erreicht werden kann. Beispielsweise wurde
gefordert, daß eine Meßanordnung in derartige Maschinen
installiert werden soll, die die Fähigkeit hat, eine Auflösung
von mindestens 0,1 µm zu erreichen oder einen Aufwärtszähl-
oder einen Abwärtszählimpuls zu erzeugen, wenn
die relative Bewegung zwischen den beiden Skalen 101 und
103 mit einer Entfernung von 0,1 µm ausgeführt wird.
Unglücklicherweise ist ein Verfahren zum Reduzieren oder
zum Verkleinern der Teilung eines optischen Rasters und
ein obenbeschriebenes elektrisches Interpolationsverfahren
nicht in der Lage, eine Skala zur Verfügung zu
stellen, die in der Praxis derartige Forderungen erfüllt.
Somit liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe
zugrunde, eine Vorrichtung anzugeben, die in der Lage
ist, eine Erhöhung der Auflösung bei der Erkennung der
Relativbewegung zweier ein Moir´muster bildender Schalen
zu erreichen, wobei zwei als A- und B-Phasen-Signal
bekannte Signale erzeugt werden, die eine gegenseitige
Phasendifferenz von 90° aufweisen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei der Meßanordnung
der eingangs genannten Art durch die im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
Wenn eine Teilung eines Moir´musters, das durch zwei
Skalen erzeugt wird, die jeweils mit einem optischen
Raster einer gleichen Teilung versehen und in an sich
bekannter Weise mit einem sehr kleinen Winkel gegeneinander
verdreht sind, mit P bezeichnet wird und die
Relativbewegung (die im nachfolgenden auch als
"Abweichung" bezeichnet wird) zwischen den beiden Skalen
mit x bezeichnet wird, werden die A- und B-Phasen-Signale,
die jeweils eine Amplitude e₀ haben, folgendermaßen
dargestellt:
A = e₀ sin (2π · x/P) (1)
B = e₀ cos (2π · x/P) (2)
Ein moduliertes Signal S, das dadurch erhalten wird, daß
Träger e₁sinΩt bzw. e₁cosΩt durch die A- und B-Phasen-
Signale einer symmetrischen Modulation unterworfen und
addiert werden, wird folgendermaßen dargestellt:
S = e₀e₁sin(2π · x/P)sinΩt+e₀e₁cos(2π · x/P)cosΩt
= e₀e₁/2{cos(Ωt-2π · x/P) - cos(Ωt+2π · x/P)+cos(Ωt - 2π · x/P)+cos(Ωt+2π · x/P)}
= Kcos(Ωt - 2π · x/P) (3)
= e₀e₁/2{cos(Ωt-2π · x/P) - cos(Ωt+2π · x/P)+cos(Ωt - 2π · x/P)+cos(Ωt+2π · x/P)}
= Kcos(Ωt - 2π · x/P) (3)
wobei K = e₀e₁/2.
Wenn im einzelnen die Träger mit einer Winkelfrequenz von
Ωt mit den A- und B-Phasen-Signalen einer symmetrischen
Modulation und einer Addition unterworfen werden, bildet
die Abweichung x eine Phasenkomponente des modulierten
Signals S, so daß die Phase des durch die Gleichung (3)
dargestellten modulierten Signals in Abhängigkeit von der
Abweichung x verschoben wird.
Es wird angenommen, daß ein Bezugstakt des Trägergeneratorkreises
mit der Frequenz f₀ einer 1/N-Teilung unterworfen
wird, um einen Träger zu erzeugen, d. h. es sind N
Bezugstakte in einer Periodendauer des Trägers enthalten.
Wenn somit die Abweichung x Null ist, ist die
Phasenkomponente in der Gleichung (3) Null, so daß die
Anzahl der Bezugstakte, die in einer Periodendauer des
modulierten Signals S enthalten ist, N ist.
Jedoch bewirkt die Relativbewegung zwischen den beiden
Skalen, daß die Phasenkomponente in der Gleichung (3)
nicht Null ist, was zur Folge hat, daß die Phase des
modulierten Signals S abweicht. In diesem Fall wird die
Bewegungsrichtung des Moir´musters in Abhängigkeit von
der Richtung der Relativbewegung zwischen den beiden
Skalen verändert, wie es zuvor im Zusammenhang mit dem
Stand der Technik beschrieben wurde. Somit ist der Wert
der Phasenkomponente 2π · x/p in der Gleichung (3) positiv
oder negativ in Abhängigkeit von der Richtung der
Relativbewegung zwischen den beiden Skalen.
Unter der Annahme, daß die gezählte Anzahl der
Bezugstakte, die in einem Zyklus des durch die Gleichung
(3) dargestellten modulierten Signals enthalten ist,
(N ± α) ist, kann die Abweichung x durch Zählen ±α
Bezugstakten ermittelt werden.
Wenn im einzelnen beide Skalen relativ zueinander bewegt
werden, um eine Abweichung x zu bewirken, die gleich ist
der Teilung P des Moir´musters, bedeutet dies, daß die
Phasenkomponente 2π · x/P in der Gleichung (3) sich um 2π
(eine Periodendauer) verschiebt. Während der einen
Periodendauer werden N Bezugstakte erzeugt, so daß die
Abweichung, bezogen auf einen Bezugstakt, P/N ist. Somit
wird die Abweichung x durch Zählen der Anzahl der
Abweichungen der Bezugstakte ±α von N Bezugstakten pro
Periodendauer des modulierten Signals wie folgt dargestellt:
x = ±P/N (4)
Somit besteht die vorliegende Erfindung darin, die
Modulation und die Addition der A- und B-Phasen-Signale,
die von den Skaltenteilen erzeugt werden, durchzuführen,
die Träger einer Art von Frequenzmodulation zu unterwerfen,
auf diese Weise Daten aufgrund der Relativbewegung
zwischen den beiden Skalen in der Form der Phasenkomponente
der modulierten Welle zu erhalten. In diesem
Fall wird die Auflösung der Messung in Abhängigkeit von
einem Teilungsverhältnis des Bezugstakts bestimmt.
Somit wird die Messung mit einer hohen Auflösung dadurch
erreicht, daß das Teilungsverhältnis erhöht wird.
Auch ist die vorliegende Erfindung geeignet, die Anzahl
der Abweichungen der Bezugstakte ±α mit N Bezugstakten in
dem Fall zu vergleichen, daß die Abweichung x Null ist,
um die Differenz zu zählen. Somit bewirkt die digitale
Verarbeitung von ±α, daß die Messung mit höherer
Genauigkeit ausgeführt werden kann.
Ausführungsbeispiele einer Meßanordnung gemäß der vorliegenden
Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf
die Zeichnungen näher beschrieben, bei denen gleiche
Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Teile kennzeichnen.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform
einer Meßanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt;
Fig. 2 ein Schaltbild, das einen Schaltkreis in einem
wesentlichen Teil der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 3 ein Funktionsdiagramm, das die Funktion der in
Fig. 1 dargestellten Ausführungsform zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild, das eine Abänderung eines
Schaltkreises in einem wesentlichen Teil der in Fig. 1
dargestellten Ausführungsform zeigt;
Fig. 5 und
Fig. 6 Funktionsdiagramme, die die Funktion der in
Fig. 1 dargestellten Ausführungsform zeigen;
Fig. 7 eine perspektivische Ansicht, die einen
Skalenteil der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform
zeigt; und
Fig. 8 ein Blockschaltbild, das den Stand der Technik
zeigt.
Die Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das einen allgemeinen
Aufbau einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
zeigt.
Eine Meßanordnung der gezeigten Ausführungsform enthält
ein Skalenteil, das eine Hauptskala 1 und eine Indexskala
2 enthält, die jeweils mit einem optischen Raster derselben
Teilung versehen sind. Die Anordnung enthält auch
eine Lichtquelle 5 und photoelektrische Übertragungsglieder
6A und 6B, wie Photozellen oder ähnliches, die
derart angeordnet sind, daß die Skalen 1 und 2 dazwischenliegen.
Ein A-Phasen-Signal und ein B-Phasen-Signal
werden von den photoelektrischen Übertragungsgliedern 6A
und 6B ausgegeben und durch Verstärker 7A bzw. 7B verstärkt.
Die verstärkten A- und B-Phasen-Signale werden einem
Modulations- und Additionskreis 8 zugeführt.
Der Modulations- Additionskreis 8 bildet einen Teil
eines Merkmals der vorliegenden Erfindung und ist mit dem
Ausgang eines Trägergeneratorkreises verbunden, der einen
Taktgenerator 9 und einen Teiler 10 enthält. Insbesondere
ist der Modulations- und Additionskreis 8 derart ausgebildet,
daß er in Form und Trägern Taktimpulse aufnimmt,
die durch Teilung durch 1/N durch den Teiler 10 erzeugt
werden, und das Ausgangssignal des Taktgenerators 9, der
Bezugstaktimpulse erzeugt, die eine Frequenz f₀
aufweisen, und eine symmetrische Modulation der Taktimpulse
durchführt.
Ein Beispiel des Modulations- und Additionskreises 8 ist
in Fig. 2 dargestellt. Zunächst wird das A-Phasen-Signal,
das dem Modulations- und Additionskreis 8 zugeführt wird,
um Signale mit einander entgegengesetzten Phasen zum
Zweck der symmetrischen Modulation zu erzeugen,
Operationsverstärkern OP1 und OP2 zugeführt, so daß ein
positives Phasensignal und ein negatives Phasensignal
durch die Umsetzung erzeugt werden können, die dann in
einem Widerstandsnetzwerk RT1 derart eingestellt werden,
daß sie dieselbe Spannung aufweisen, und sie werden dann
einem Modulationskreis AM1 zugeführt.
Mit den Operationsverstärkern OP1 und OP2 verbundene
Widerstände R sind Eingangswiderstände und Rückführungswiderstände.
Die Mehrfachteilung der positiven und negativen Phasensignale,
die aus dem A-Phasen-Signal bei dem in Fig. 2
gezeigten Beispiel abgeleitet werden, dient dem Zweck,
eine höherharmonische Komponente in dem modulierten
Signal zu vermindern. Insbesondere bewirkt im allgemeinen
die symmetrische Modulation des A-Phasen-Signals
(e₀sind2π · x/P) mittels eines als rechteckförmige Welle
ausgebildeten Trägers, daß eine höherharmonische
Komponente ungerader Ordnung darin enthalten ist. Wenn im
Gegensatz hierzu wie bei dem Beispiel in Fig. 2 ein
Zyklus des Trägers in acht Teile für die symmetrische
Modulation geteilt wird, wird eine höherharmonische
Komponente der dritten und fünften Ordnung unterdrückt,
was zur Folge hat, daß nur diejenigen der siebten,
neunten, - Ordnung darin verbleiben.
Dies bewirkt, daß die Entfernung einer höherharmonischen
Komponente mittels eines unten beschriebenen Tiefpaßfilters
erleichtert wird.
Wenn andererseits der Träger in acht Teile geteilt wird,
ist das symmetrische modulierte Signal 1, 1/2, 0 und -1
mal so groß wie das A-Phasen-Signal, und somit ist es
erforderlich, das Widerstandsnetzwerk RT vorzusehen, um
die Spannung dafür zu erzeugen.
Der Modulationskreis AM1 hat Eingangsanschlüsse (0) bis
(7), denen die positiven und negativen Signale des A-
Phasen-Signals über das Widerstandsnetzwerk RT1 zugeführt
werden und Eingangsanschlüsse C1 bis C3, denen Trägersignale
zugeführt werden, die durch Teilung der Bezugstaktimpulse
durch 1/N erzeugt werden. Der Modulationskreis
AM1 dient dazu, aufeinanderfolgend das den Eingangsanschlüssen
(0) bis (7) zugeführte A-Phasen-Signal
durch einen Schaltvorgang aufeinanderfolgend zu schalten,
und führt es seinem Ausgangsanschluß t₀ zu und kann
beispielsweise einen analogen Multiplexer enthalten. Das
Schalten des Modulationskreises AM1 wird mittels eines
den Eingangsanschlüssen C1 bis C3 zugeführten Trägersignals
erreicht. Bei der dargestellten Ausführungsform
werden beispielsweise ein Träger und Impulse mit zwei-
und viermal so großen Zyklusdauern wie der Träger den
Eingangsanschlüssen C1 bis C3 zugeführt, um den Schaltvorgang
der den Eingangsanschlüssen (0) bis (7) zugeführten
Eingangssignale entsprechend einem oktobinären
Zählvorgang durchzuführen. Insbesondere werden ein in
Fig. 3(b) gezeigter Träger und Impulse, die in den Fig. 3(c)
und (d) gezeigten Periodendauern aufweisen, den
Eingangsanschlüssen C1 bis C3 zugeführt, um die oktalen
Zahlen zu dekodieren, die (0) bis (7) bilden, wie es in
Fig. 3(e) gezeigt ist, um ein oktales Signal zu erreichen,
das benutzt wird, um das Schalten des A-Phasen-
Signals auszuführen, wie es in Fig. 3(a) gezeigt ist, um
eine symmetrisch modulierte Welle zu erhalten.
Somit wird ein moduliertes Wellensignal S mit
e₀e₁sin(2π · x/P)sinΩt, das in der oben beschriebenen
Gleichung (3) enthalten ist, an dem Ausgangsanschluß
t₀ erhalten. Das modulierte Wellensignal S enthält tatsächlich
eine höherharmonische Komponente, die durch ein
Tiefpaßfilter LP1 entfernt wird.
In entsprechender Weise wird das B-Phasen-Signal über die
Operationsverstärker OP3 und OP4 einem Modulationskreis
AM2 zugeführt. Jedoch werden den Eingangsanschlüssen (0)
bis (7) des Modulationskreises AM2 Signale zugeführt,
deren Phase um 90° von derjenigen der dem Modulationskreis
AM1 zugeführten Signale verschieden ist.
Die den Eingangsanschlüssen C1 bis C3 des Modulationskreises
AM2 zugeführten Signale sind dieselben wie diejenigen,
die dem Modulationskreis AM1 zugeführt werden.
Jedoch wird den Eingangsanschlüssen (0) bis (7) das B-
Phasen-Signal zugeführt, bei dem eine Trägersignalkomponente
hinsichtlich der Phase um 90° verschieden ist von
der in dem Modulationskreis AM1, und somit führt der
Modulationskreis AM2 im wesentlichen einen Modulationsvorgang
von e₀e₁cos(2π · x/P)cosΩt durch. Dies hat zur
Folge, daß eine modulierte Welle mit e₀e₁cos(2π · xP)cosΩt,
die in der oben beschriebenen Gleichung (3) enthalten ist,
an einem Ausgangsanschluß t₀ des Modulationskreises AM2
erhalten wird.
Die auf diese Weise erzeugte modulierte Welle wird einem
Tiefpaßfilter LP2 zugeführt, um eine höherharmonische
Komponente von dieser zu entfernen.
Die Addition der wie oben beschrieben erzeugten modulierten
Wellen in einem Additionskreis AD bewirkt, daß das
modulierte Signal S = Kcos(Ωt - 2π · x/P), das durch die
Gleichung (3) dargestellt wird, erzeugt wird. In Fig. 2
bezeichnet das Bezugszeichen ER eine Bezugsspannungquelle
für die Operationsverstärker.
Der in Fig. 2 gezeigte Modulations- und Additionskreis 8
ist geeignet, die Addition nach einer vorhergehenden
Modulation der Trägersignale durch die entsprechenden A-
und B-Phasen-Signale durchzuführen. Dies erfordert das
Vorhandensein von jeweils zwei Widerstandsnetzwerken,
Modulationskreisen und Tiefpaßfiltern. Jedoch sollte dies
vorzugsweise vermieden werden, da derartige Tiefpaßfilter
sehr teuer sind und eine derartige Anordnung bewirkt, daß
der Schaltkreis sehr aufwendig und hinsichtlich seines
Aufbaus kompliziert ist. Im Hinblick darauf kann die vorliegende
Erfindung derart abgeändert werden, daß das
Mischen und Teilen der A- und B-Phasen-Signale in dem
Widerstandsnetzwerk und dann die Modulation und das
Filtern das Vorhandensein nur eines Widerstandsnetzwerkes,
Modulationskreises und Tiefpaßfilters ermöglicht.
Die Fig. 4 zeigt eine derartige obengenannte Abänderung.
Insbesondere ist die in Fig. 4 dargestellte Modifikation
geeignet, die Mischung und die Addition eines A-Phasen-
Signals, eines -Phasen-Signals mit einer Phase, die der
des A-Phasen-Signals entgegengesetzt ist, eines B-Phasen-
Signals und eines -Phasen-Signals, dessen Phase der des
B-Phasen-Signals entgegengesetzt ist, in einem Widerstandsnetzwerk
RT durchzuführen, um eine Mischung von
Signalen mit entgegengesetzten Phasen und derselben
Spannung durchzuführen. Dann wird die Mischung der
Signale einem Modulationskreis AM zugeführt, der einem
Schalten oder einer symmetrischen Modulation durch Pulssignale
(Fig. 3(b) bis 3(d)) unterworfen ist, die den
Eingangsanschlüssen C1 bis C3 zugeführt werden, und dann
durch ein Tiefpaßfilter LP hindurchgeschickt, so daß dasselbe
Signal wie bei der Verarbeitung in dem Schaltkreis
nach Fig. 2 erzeugt werden kann.
Somit erzeugt der Modulations- und Additionskreis 8 an
dem Ausgangsanschluß das modulierte Signal S, das durch
die Gleichung (3) dargestellt wird und welches die Abweichung
x der Skalen 1 und 2 als Phasenkomponente enthält.
Nun wird der oben beschriebene Vorgang unter Bezugnahme
auf die Fig. 5 im einzelnen näher beschrieben.
Zuerst erzeugen die Verstärker 7A und 7B derartige A- und
B-Phasen-Signale, wie sie in den Fig. 5(a) und 5(b)
gezeigt sind. Bei den Fig. 5(a) und 5(b) zeigt ein
Intervall T1 an, daß die Skala 2 relativ zur Skala 1 nach
links bewegt wird, ein Intervall T2 zeigt das Anhalten
der Skala 2 an, und ein Intervall T3 zeigt die Bewegung
der Skala 2 relativ zu der Skala 1 nach rechts an.
Der in Fig. 1 gezeigte Taktgenerator 9 erzeugt derartige
Bezugstakte mit einer vorgegebenen Zykluszeit (Frequenz
f₀), wie sie in Fig. 5(c) gezeigt sind, die einer 1/N
Teilung durch den Teiler 10 unterworfen sind und in Form
von Trägern dem Modulations- und Additionskreis 8 zugeführt
werden.
Bei diesem Beispiel wird eine Zunahme in der Auflösung
durch Erhöhen der Frequenz f₀ der Bezugstaktimpulse und
durch Erhöhen der Teilungszahl N erreicht. Jedoch wird es
vorgezogen, daß die Frequenz f₀ und die Teilungszahl N
derart festgelegt werden, daß sie wegen der
Beschränkungen des Schaltkreises im Bereich von einigen
KHz bis einigen MHz bzw. einigen Zehn bis Hundert liegen.
In Fig. 5 wird die Teilungsanzahl aus Gründen der Einfachheit
auf Acht festgelegt.
Wenn die Trägersignale, die dadurch erreicht werden, daß
die Bezugstaktimpulse einer Teilung 1/N unterworfen
werden, durch die A- und B-Phasen-Signale moduliert
werden und dann der Addition unterworfen werden, wird ein
derartiges moduliertes Signal S erzeugt, wie es durch die
Gleichung (3) dargestellt ist, das eine konstante
Amplitude K(=e₀e₁/2) und eine Phasenkomponente hat, die
in Abhängigkeit von der Abweichung x verändert wird. Wenn
das modulierte Signal S im Zusammenhang mit dem Stopintervall
T2 vergrößert wird, hat es eine derartige
Wellenform Tw hinsichtlich der Periodendauer und K hinsichtlich
der Amplitude, wie es in Fig. 5(d) dargestellt
ist.
Die Abweichung x ist Null in dem Stopintervall T2, und
somit wird die Phasenkomponente in der Gleichung (3)
Null, was zur Folge hat, daß S = K{cosΩt-1/7cos7Ωt-1/9cos9Ωt---} ist.
Dies zeigt an, daß acht Bezugstaktimpulse
in einer Periodendauer der modulierten Welle enthalten
sind.
In gleicher Weise wird sowohl in dem in der Bewegung nach
links zugeordneten Intervall T1 und in dem der Bewegung
nach rechts zugeordneten Intervall T3 die Modulation
durchgeführt, wodurch ein moduliertes Signal S erhalten
wird, dessen Phasenverschiebung der Abweichung x entspricht,
so daß die Anzahl der Bezugstakte, die in einer
Periodendauer enthalten sind, von Acht abweicht.
Somit wird die modulierte Welle, die die Bezugstaktimpulskomponente
enthält, durch das Tiefpaßfilter LP verarbeitet,
um eine höherharmonische Komponente zu entfernen,
wie es in Fig. 5(e) gezeigt ist.
Der Modulations- und Additionskreis 8 erzeugt ein derartiges
moduliertes Signal S, wie es in Fig. 5(e) gezeigt
ist. Das Signal S wird dann einem in Fig. 1 gezeigten
Wellenformungsteil 11 zugeführt, um es in eine rechteckförmige
Welle mit einer Periodendauer Tw umzusetzen, wie
es in Fig. 5(f) gezeigt ist, und dann einem nachfolgenden
Zählerkreis zugeführt.
Der Zählerkreis enthält einen Impulszähler 12, einen Vergleichszähler
13, einen Vergleicher 14 und einen Korrekturimpulsgenerator
15. Dem Impulszähler 12 werden vom
Taktgenerator 9 Bezugstaktimpulse zugeführt.
Nun wird die Funktion des dem Impulszähler nachfolgenden
Zählerkreises unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben.
Die Fig. 6(a) zeigt die Bezugstaktimpulse, die von dem
Taktgenerator 9 ausgegeben werden. In Fig. 6 kennzeichnet
T4 ein Stopintervall der beiden Skalen 1 und 2, kennzeichnet
T5 ein einer Bewegung nach rechts zugeordnetes
Intervall und T6 kennzeichnet ein einer Bewegung nach
links zugeordnetes Intervall.
Der Impulszähler 12 erkennt einen Zyklus eines von dem
Wellenformungsteil 11 zugeführten Signals und zählt die
in einem Zyklus enthaltenen Bezugstaktimpulse. Insbesondere
erkennt der Impulszähler 12 das in Fig. 6(b) gezeigte
Ansteigen des Ausgangs des Wellenformungsteils 11,
um das Zählen der Bezugstaktimpulse zu starten. Wenn acht
Bezugstaktimpulse in dem Anhalteintervall T4 gezählt wurden,
wie es in Fig. 6(b) gezeigt ist, steigt die Ausgangswellenform
des Wellenformungsteils 11 erneut an, wie
es in Fig. 6(b) gezeigt ist. Der Impulszähler 12 überträgt
einen in Fig. 6(c) gezeigten sich ergebenden Zählwert,
der in Fig. 6(d) gezeigt ist, um seinen Zählwert
zurückzusetzen, wie es in Fig. 6(b) gezeigt ist. Das
Rücksetzen des Impulszählers 12 kann dadurch durchgeführt
werden, daß ein Rücksetzsignal synchron mit dem Beenden
der Taktierung der Übertragung zu dem Vergleichszähler 13
erzeugt wird. Es ist auch möglich, es durch Empfangen
eines Rücksetzsignales von dem Vergleichszähler 13 durchzuführen.
Der Vergleichszähler 13 enthält einen reversiblen Zähler,
der in der Lage ist, einen Zählwert einzustellen, und er
wird auf den Zählwert des Impulszählers 12 eingestellt,
der einem Rücksetzeingangsanschluß ST zugeführt wird. Bei
der Ausführungsform nach Fig. 6 wird ein Zählwert Acht
eingestellt, wie es in Fig. 6(d) gezeigt ist.
Dann wird ein Zählwert D des Vergleichszählers 13 dem
Vergleicher 14 zugeführt. In dem Vergleicher 14 wurde
zuvor ein Bezugswert N eingestellt, der ein Ausgangssignal
eines Einstellkreises 16 ist. Insbesondere wurde
die Teilungszahl N der Bezugstaktimpulse (die Anzahl der
Bezugstaktimpulse, die in einem Zyklus der modulierten
Welle bei x=0 oder während der Zeit des Anhaltens der
Skalen 1 und 2 enthalten sind) vorher als ein Bezugswert
in dem Vergleicher 14 eingestellt, und ein Vergleich
zwischen dem Bezugswert N und dem Zählwert D wird in dem
Vergleicher durchgeführt. Bei der dargestellten Ausführungsform
ist die Teilungszahl N der Bezugstaktimpulse
Acht, was zur Folge hat, daß in dem Anhalteintervall T4
N=D ist, und damit werden keine Ausgangssignale an den
Ausgangsanschlüssen t₁ und t₂ des Vergleichers 14 erzeugt.
In dem der Bewegung nach rechts zugeordneten Intervall T5
zählt der Impulszähler 12 zehn Bezugstaktimpulse von
einem Ansteigen bis zum nächsten Ansteigen in dem Wellenformungsteil
11, wie es in Fig. 6(b) dargestellt ist.
Der auf diese Weise erzeugte Zählwert Zehn wird zu dem
Vergleichszähler 13 übertragen und erneuert und beibehalten,
wie es in Fig. 6(d) gezeigt ist. Somit stimmt
der Zählwert D nicht mit dem Bezugswert N in dem Vergleicher
überein, was zur Folge hat, das D<N.
In diesem Beispiel wird an dem Ausgangsanschluß t₁ des
Vergleichers 14 ein Ausgangssignal erzeugt, das in Fig. 6(e)
dargestellt ist.
Der Korrekturimpulsgenerator 15 wird von dem Taktgenerator
9 mit Bezugstaktimpulsen versorgt. Unter der Annahme,
daß die Bewegung der Skala nach rechts eine Bewegung in
positiver Richtung ist, empfängt der Korrekturimpulsgenerator
15 die an dem Ausgangsanschluß t₁ des Vergleichers
14 erzeugten Ausgangssignale, um die Bezugstaktimpulse,
die aufeinanderfolgend zugeführt werden, einem
Aufwärtszähleingang UP zuzuleiten, wie es in Fig. 6(g)
gezeigt ist. Ein in Fig. 6(g) gezeigter Aufwärtszählimpuls
wird einem (nicht gezeigten) Zählerkreis zugeführt.
Dies hat zur Folge, daß angenommen wird, daß die
Skalen 1 und 2 relativ zueinander nach rechts bewegt
werden, so daß das Aufwärtszählen des Zählwerks ausgeführt
werden kann.
Wie oben beschrieben wurde, wird ein Bezugstaktimpuls dadurch
erhalten, daß die Teilung des Moir´musters einer
Teilung durch N unterworfen wird, und das Moir´muster
selbst wird durch Vergrößerung des optischen Rasters der
Skalen 1 und 2 erhalten. Somit entspricht ein von dem
Korrekturimpulsgenerator 15 erzeugter Bezugstaktimpuls
einer Verschiebung, die durch Teilung des optischen
Rasters in N gleiche Teile erreicht wird.
Bei der dargestellten Ausführungsform ist N gleich Acht.
Unter der Annahme, daß die Teilung des optischen Rasters
jeder der Skalen 1 und 2 40 µm ist, wird angenommen, daß
der Skalenteil um 5 µm (40 µm/8) bei jeder Erzeugung
eines Bezugsimpulses an dem Aufwärtszählanschluß UP des
Korrekturimpulsgenerators 15 nach rechts verschoben wird.
Die Auflösung kann bei einer derartigen Messung durch
Erhöhen der Teilungszahl N erhöht werden. Falls
beispielsweise N auf 200 eingestellt wird, wird eine
Auflösung von 0,2 µm bei einer Skala erreicht, die eine
Teilung von 40 µm aufweist.
Wie in Fig. 1 zu sehen, wird der an dem Aufwärtszähleingang
UP des Korrekturimpulsgenerators 15 erzeugte
Bezugstaktimpuls dem Abwärtszähleingang DN des Vergleichszählers
13 zugeführt, der dann ein Abwärtszählen
der Bezugstaktimpulse durchführt. Wenn somit zwei derartige
Bezugstaktimpulse dem Abwärtszähleingang DN des Vergleichszählers
13 zugeführt wird, erzeugt der Vergleichszähler
13 einen Zählwert Acht, wie es in Fig. 6(d)
gezeigt ist. Dies hat zur Folge, daß D=N und daß auch
in dem Vergleich 14 bewirkt wird, daß das Ausgangssignal
am Ausgangsanschluß t1 gelöscht wird, um dadurch zu verhindern,
daß der Korrekturimpulsgenerator 15 Korrekturimpulse
ausgibt.
Es werden auch dem der Bewegung nach links zugeordneten
Intervall T6 sechs Bezugstaktimpulse durch den Impulszähler
12 während eines Zyklus des Wellenformungskreises
11 gezählt, wie es in Fig. 6(c) dargestellt ist, und ein
auf diese Weise erreichter Zählwert Sechs wird zu dem
Vergleichszähler 13 (Fig. 6(d)) übertragen. Dann wird
der Zählwert D des Vergleichszählers 13 mit dem Bezugswert
N in dem Vergleicher 14 verglichen, was N < D zum
Ergebnis hat, so daß an dem Ausgangsanschluß tz des Vergleichers
14 ein Ausgangssignal erzeugt werden kann (Fig. 6(f)).
Der Korrekturimpulsgenerator 15 empfängt das Ausgangssignal
des Ausgangsanschlusses t₂, um einen in Fig. 6(h)
gezeigten Korrekturtakt an dem Abwärtszählanschluß
DN zu erzeugen, und führt dann den Korrekturakt einem
(nicht dargestellten) Zählerkreis zu, um die Bewegung des
Skalenteils nach links zu messen.
Gleichzeitig werden die Korrekturtakte auch dem Aufwärtszählanschluß
UP des Vergleichszählers 13 zugeführt, um
ein Aufwärtzählen des Zählwerts D durchzuführen, wie es
in Fig. 6(d) gezeigt ist. In diesem Fall führt das Zuführen
von zwei derartigen Korrekturtakten zu D=8, so daß
die Bedingung D=N in dem Vergleicher 14 erfüllt werden
kann, um zu bewirken, daß das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß
t₂ des Vergleichers 14 gelöscht wird.
Somit wird die Anzahl der Bezugstakte während eines
Zyklus des Ausgangs des Wellenformungskreises 11, die in
dem Impulszähler 12 gezählt wurde, über den Vergleichzähler
13 dem Vergleicher 14 zugeführt, der die Anzahl
mit dem Bezugswert N vergleicht, um die Differenz zu
zählen (entsprechend α in der oben beschriebenen Gleichung
(4)). Der oben beschriebene Vorgang wird bei jedem Zyklus
des Ausgangs des Wellenformungskreises 11 durchgeführt,
um auf diese Weise die Bewegung des Skalenteils zu
messen.
Auch wird bei der Ausführungsform der Zählwert des
Impulszählers 12 einmal zu dem Vergleichszähler 13 übertragen,
und wenn der Vergleicher 14 erkennt, daß der
Zählwert nicht mit dem Bezugswert N übereinstimmt, wird
ein Aufwärtszähl- oder ein Abwärtszählvorgang an dem Vergleichszähler
13 durchgeführt, bis die Übereinstimmung
zwischen beiden erreicht ist. Die Anzahl der Bezugstakte
zum Aufwärtszählen und Abwärtszählen des Vergleichszählers
13 dient als ein Meßimpuls.
Somit wird festgestellt, daß die Ausführungsform die gesamte
Verarbeitung auf digitale Weise ausführt, so daß
ein genauer Meßvorgang erreicht werden kann. In Fig. 1
bezeichnet das Bezugszeichen 17 einen Wellenformumsetzerkreis,
der in Abhängigkeit von der Signalverarbeitung
einer ein von der Meßanordnung nach der Ausführungsform
erzeugtes Signal, wie beispielsweise einer NC-Vorrichtung
oder ähnlichem, vorgesehen und dazu geeignet ist, den
Aufwärts- oder Abwärtszählbezugstakt oder den Meßbezugstakt
des Vergleichszählers 13, der vom Korrekturimpulsgenerator
15 erzeugt wurde, zu empfangen, um die A- und
B-Phasen-Signale zu erzeugen, die hinsichtlich der Phase
um 90° gegeneinander verschoben sind.
Wie aus dem vorhergehenden ersehen werden kann, ist die
Meßanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung derart ausgebildet,
daß sie eine symmetrische Modulation der A- und
B-Phasen-Signale durchführt, die eine Phasendifferenz von
90° aufweisen und die von dem Skalenteil durch Träger erzeugt
werden, die dadurch erhalten werden, daß der
Bezugstakt einer 1/N Division unterworfen wird und die
Addition durchführt. Damit ist das sich ergebende modulierte
Signal ein Signal, das frequenzmoduliert ist in
Abhängigkeit von der Bewegung des Skalenteils, die als
eine Phasenkomponente darin enthalten ist.
Die Anzahl der Bezugstakte, die in einem Zyklus des modulierten
Signals enthalten ist, wird mit dem Bezugswert N
oder Anzahl der Bezugstakte in dem Fall verglichen, daß
das Skalenteil angehalten wird, um eine Differenz
zwischen diesen zu erhalten, die die Phasenkomponente der
modulierten Welle anzeigt, so daß die Bewegung des
Skalenteils gezählt werden kann.
Somit wird eine Erhöhung der Auflösung der Messung durch
Erhöhung der Frequenz des Bezugstaktes und durch Erhöhen
der Teilungszahl N ausgeführt. Beispielsweise kann unter
der Annahme, daß die Frequenz f₀ des Bezugstaktes 8 MHz
beträgt und die Teilungszahl N 200 ist, eine Meßauflösung
von 1 µm selbst dann erreicht werden, wenn die Teilung
des optischen Rasters des Skalenteils derart festgelegt
ist, daß es 200 µm beträgt, was für eine Erleichterung
der Bearbeitung ausreichend ist.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht auch eine Auflösung
von 0,1 µm, wenn Skalen mit einem optischen Raster mit
einer Teilung von 20 µm verwendet werden, die nach dem
Stand der Technik hergestellt werden können.
Weiterhin kann die vorliegende Erfindung in hohem Maße
die Einstellung der gewünschten Auflösung durch Verändern
der Frequenz f₀ des Taktgenerators und des Teilungsverhältnisses
des Teilers erleichtern.
Claims (4)
1. Meßanordnung zur Erhöhung der Auflösung eines
lichtelektrischen, inkrementalen Meßsystems, in
dem durch die relative Bewegung zweier übereinanderliegender,
mit der gleichen Teilung versehener optischer
Raster ein Moir´muster entsteht, das
so abgetastet wird, daß zwei um 90° phasenversetzte
periodische A- und B-Signale gemessen werden,
wobei die Meßanordnung enthält:
- - eine Modulationsvorrichtung zur Modulationsrichtung eines Trägersignals mittels der A- und B-Signale und
- - eine Detektoreinrichtung zur Auswertung des modulierten Trägersignals und des Modulationssignals,
- - einen Trägergenerator (9, 10) mit einem Taktgenerator (9) zum Erzeugen eines Bezugstaktes mit einer vorgegebenen Periodendauer und einem Teiler (10) zum Teilen des von dem Taktgenerator erzeugten Bezugstaktes, zum Erzeugen des Trägersignals mit einer Frequenz, die wesentlich größer ist als die der A- und B-Phasen-Signale, einen Additionskreis (8) zum Addieren der Ausgangssignale der Modulationsvorrichtung, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, das den Betrag der Bewegung des Objekts als Phasenkomponente enthält, wobei als Detektoreinrichtung ein Zählerkreis zum Zählen der Anzahl von Bezugstakten, die in einer Periodendauer des von dem Modulations- und Additionskreis (8) erzeugten modulierten Signals enthalten ist, vorgesehen ist.
2. Meßanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Zählerkreis einen Impulszähler (12) zum Zählen
der Anzahl der Bezugstakte, die in einer Periodendauer
des von dem Modulations- und Additionskreis (8) erzeugten
modulierten Signals enthalten sind, und einen Vergleicherkreis
zum Vergleichen eines durch den Impulszähler
(12) gezählten Werts mit einem Bezugswert enthält.
3. Meßanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Vergleicherkreis einen Vergleichszähler (13)
mit einem umkehrbaren Zähler, in dem der durch den Impulszähler
(12) gezählte Wert einstellbar ist, einen
Vergleicher (14) zum Vergleichen des Zählwertes mit dem
Bezugswert und einen Korrekturimpulsgenerator (15) zum
Zuführen des Bezugstaktes als einen Aufwärts- und Abwärtszählimpuls
an den Vergleichszähler (13) in Abhängigkeit
von einem von dem Vergleicher (14) erhaltenen
Vergleichsergebnis enthält.
4. Meßanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Bezugswert die Teilungszahl (n) des Teilers
(10) ist.
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