DE3640413A1 - Messanordnung - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Meßanordnung zum Messen
einer Relativbewegung zwischen zwei Objekten und insbesondere
auf eine derartige Meßanordnung, die geeignet
ist, eine verbesserte Auflösung zu erreichen.
Bei einer Werkzeugmaschine oder ähnlichem ist eine genaue
Messung der Relativbewegung eines Werkzeugs zu einem Werkstück,
das ein zu bearbeitendes Objekt dargestellt, von höchster
Wichtigkeit für die Präzisionsbearbeitung des Werkstücks.
In entsprechender Weise ist bei einem industriellen
Aufzeichnungsgerät oder ähnlichem eine genaue Messung der
Relativbewegung zwischen dem Aufzeichnungsmedium und einem
Aufzeichnungskopf erforderlich, um die Bewegung des Aufzeichnungskopfs
relativ zu einem Aufzeichnungsmedium in Abhängigkeit
von einem Eingangssignal genau zu steuern.
Um eine derartige Forderung zu erfüllen, wurden verschiedene
Systeme für die Messung der Bewegung zwischen zwei
Objekten, die relativ zueinander bewegt werden, vorgeschlagen
und in die Praxis umgesetzt.
Ein derartiges System, das vorgeschlagen wurde, ist eine
Meßanordnung, die ein durch die Überlagerung von zwei optischen
Rastern gebildetes Moir´muster benutzt. Im einzelnen
ist die Meßanordnung, wie in Fig. 7 gezeigt, derart
ausgebildet, daß eine Hauptskala 101, die ein optisches
Raster 102 mit durchlässigen und undurchlässigen Teilen
enthält, die wechselweise mit einer vorgegebenen Teilung
angeordnet sind, und eine Indexskala 103, die mit einem
optitschen Raster 104 derselben Teilung versehen ist, einander
gegenüberliegend derart angeordnet werden, daß ein
sehr kleiner Zwischenraum dazwischen auftritt, und die
beiden optischen Raster sind gegeneinander mit einem sehr
kleinen Winkel verdreht. Die Meßanordnung enthält auch eine
Lichtquelle 105, die auf der einen Seiten angeordnet ist,
und eine Photozelle 106, die an der anderen Seite derart
angeordnet ist, daß sich die beiden Skalen 101 und 103 dazwischen
befinden. Das von der Lichtquelle 105 durch beide
Skalen 101 und 103 hindurchdringende Licht bildet ein Moir´muster,
das dann durch die Photozelle 106 erkannt wird.
Bei der oben beschriebenen Meßanordnung bewirkt eine Relativbewegung
zwischen den beiden Skalen 101 und 103, daß
sich das Moir´muster selbst ebenfalls bewegt. Auch verändert
sich die Bewegungsrichtung des Moir´musters in Abhängigkeit
von der Richtung der Realtivbewegung zwischen den
beiden Skalen 101 und 103. Die Anordnung verwendet ein derartiges
Phänomen, um dessen Moir´muster an Stellen auszulesen,
die gegeneinander hinsichtlich der Phase um 90° versetzt
sind, um die Richtung und den Betrag der Bewegung des
Moir´musters zu zählen, um dadurch die Relativbewegung
zwischen den beiden Skalen 101 und 103 zu erkennen. Zwei
Signale, die infolge des Auslesens erhalten werden, werden
als "A-Phasen-Signal" bzw. "B-Phasen-Signal" bezeichnet.
Im einzelnen werden, wie es in Fig. 8 gezeigt ist, das A-
Phasen-Signal und das B-Phasen-Signal, die von der Photozelle
106 erzeugt werden, Verstärkern 107 A und 107 B zugeführt
und dann Wellenformungskreisen 108 A bzw. 108 B zugeführt.
Dann werden die Signale einem Richtungserkennungskreis
109 zugeführt, der dann die Bewegungsrichtung des
Moir´musters erkennt und entweder Aufwärtszählimpulse UP
erzeugt, wenn das Moir´muster nach rechts bewegt wird, oder
Abwärtszählimpulse DOWN erzeugt, wenn es nach links bewegt
wird. Die auf diese Weise erzeugten Impulse UP oder DOWN
werden in einem Zähler 110 gezählt.
Ein anderes herkömmliches Meßsystem enthält ein System,
das magnetische Raster und ein System vom elektrischen Induktionstyp
und ähnliches benutzt.
Eine Verbesserung der Auflösung bei der oben beschriebenen
Meßanordnung, die optische Skalen benutzt, wird im allgemeinen
dadurch erreicht, daß die Teilung jedes der beiden
optischen Raster 102 und 104 verkleinert wird.
Jedoch hat die Verkleinerung der Teilung ihre Grenze. Beispielsweise
begrenzen sogar Photoätztechniken die Verkleinerung
bis auf wenige Mikrons.
Im Hinblick auf das Vorangegangene wurde eine Erhöhung der
Auflösung einer derartigen Meßanordnung entsprechend einem
sogenannten Interpolationsverfahren durchgeführt, das eine
Addition oder eine Subtraktion des A-Phasen-Signals und
des B-Phasen-Signals durchführt, um ein Mehrfachphasensignal
zu erhalten. Das Interpolationsverfahren teilt die
Teilung des Moir´musters in acht oder sechzehn Teile, um
die Auflösung zu verbessern.
Jedoch teilt das Interpolationsverfahren grundsätzlich
einen Spannungspegel sowohl des A- als auch des B-Phasen-
Signals bei jeder Phase, so daß die Anzahl der Teilungen
einer Beschränkung unterworfen ist. Insbesondere ist es
im wesentlichen nicht möglich, einen Pegel sowohl des A-
als auch des B-Phasen-Signals mit einem Scheitelwert von
etwa 1 bis 2 Volt für die Erkennung in beispielsweise 100
Teile zu teilen.
Neuerdings ist es wünschenswert, verschiedene Arten von
industriellen Maschinen mit einer genügenden Meßmöglichkeit
zu versehen, so daß sie eine größere Genauigkeit erreichen
können. Beispielsweise wurde gefordert, daß eine
Meßanordnung in derartige Maschinen installiert werden soll,
die die Fähigkeit hat, eine Auflösung von mindestens 0,1 µm
zu erreichen oder ein Aufwärtszähl- oder einen Abwärtszählimpuls
zu erzeugen, wenn die relative Bewegung zwischen den
beiden Skalen 101 und 103 mit einer Entfernung von 0,1 µm
ausgeführt wird. Unglücklicherweise ist ein Verfahren zum
Reduzieren oder zum Verkleinern der Teilung eines optischen
Rasters und ein obenbeschriebenes elektrisches Interpolationsverfahren
nicht in der Lage, eine Skala zur Verfügung
zu stellen, die in der Praxis derartige Forderungen erfüllt.
Somit liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde,
eine Meßanordnung anzugeben, die in der Lage ist, eine
erhöhte Auflösung durch Erkennung eines Moir´musters zu
erreichen, das durch zwei Skalen als A- und B-Phasen-Signale
erzeugt wird, die eine gegenseitige Phasendifferenz von 90°
aufweisen, und durch Umsetzen sowohl des A- als auch des
B-Phasen-Signals in ein frequenzmoduliertes Signal mittels
eines Trägers mit einer vorgegebenen Periodendauer, um
die Abweichung einer Phase, die mit der Relativbewegung
zwischen den Skalen verändert wird, digital auszulesen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei der Meßanordnung
der eingangs genannten Art durch die im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus
den Unteransprüchen.
Bei der vorliegenden Erfindung ist eine Meßanordnung vorgesehen,
die einen Bezugstaktgenerator enthält, der eine
Frequenz aufweist, die wesentlich größer ist als die der
A- und B-Phasen-Signale, einen Modulations- und Additionskreis
enthält zum Modulieren eines Ausgangssignals des
Bezugstaktgenerators oder eines Signals, das durch Teilung
des Ausgangssignals erhalten wird, als ein Träger durch
sowohl das A- als auch das B-Phasen-Signal, und zum Durchführen
einer Addition des Ausgangssignals, einen Zählerteil
enthält zum Entfernen der höherharmonischen Komponenten aus
dem modulierten Signal, um einen Wellenformung des Signals
durchzuführen und zum Zählen der Anzahl der Bezugstakte,
die in einer Periodendauer des geformten Signals enthalten
sind, und einen Vergleicher enthält zum Vergleichen eines
Zählergebnisses des Zählerteils mit der Anzahl der Bezugstakte,
die beim Anhalten der beiden Skalen erreicht werden,
um die Richtung und die Entfernung der Relativbewegung
zwischen den beiden Skalen zu erhalten.
Wenn eine Teilung eines Moir´musters, das erzeugt wird,
wenn die beiden Skalen, die jeweils mit einem optischen
Raster einer gleichen Teilung erzeugt werden, sich einander
in einem sehr kleinen Winkel gegenüberliegen, mit P
bezeichnet wird und die Relativbewegung (die im nachfolgenden
auch als "Abweichung" bezeichnet wird) zwischen den beiden
Skalen mit x bezeichnet wird, werden die A- und B-Phasen-
Signale, die jeweils eine Amplitude e 0 haben, folgendermaßen
dargestellt:
A = e 0 sin (2π · x/P) (1)
B = e 0 cos (2π · x/P) (2)
B = e 0 cos (2π · x/P) (2)
Ein moduliertes Signal S, das dadurch erhalten wird, daß
die A- und B-Phasen-Signale durch Träger e 1sinω t bzw.
e 1cosω t einer symmetrischen Modulation unterworfen werden,
und addiert werden, wird folgendermaßen dargestellt:
S = e 0 e 1sin(2π · x/P)sinω t + e 0 e 1cos(2π · x/P)cosω t
= e 0 e 1/2{cos(ω t - 2π · x/P) - cos(ω t + 2π · x/P) + cos(ω t - 2π · x/P) + cos(ω t + 2π · x/P)}
= Kcos(ω t - 2f · x/P) (3)
= e 0 e 1/2{cos(ω t - 2π · x/P) - cos(ω t + 2π · x/P) + cos(ω t - 2π · x/P) + cos(ω t + 2π · x/P)}
= Kcos(ω t - 2f · x/P) (3)
wobei K = e 0 e 1/2.
Wenn im einzelnen die A- und B-Phasen-Signale einer symmetrischen
Modulation durch die Träger mit einer Winkelfrequenz
von ω t und einer Addition unterworfen werden, erzeugt
die Abweichung x einer Phasenkomponente des modulierten
Signals S, so daß die Phase des durch die Gleichung
(3) dargestellten modulierten Signals in Abhängigkeit von
der Abweichung x verschoben wird.
Unter der Annahme, daß ein Bezugstakt mit der Frequenz f 0
einer 1/N-Teilung unterworfen wird, um einen Träger zu erzeugen,
sind N Bezugstakte in einer Periodendauer des Trägers
enthalten. Wenn somit die Abweichung x Null ist, ist
die Phasenkomponente in der Gleichung (3) Null, so daß die
Anzahl der Takte, die in einer Periodendauer des modulierten
Signals S enthalten ist, N ist.
Jedoch bewirkt die Relativbewegung zwischen den beiden Skalen,
daß die Phasenkomponente in der Gleichung (3) nicht
Null ist, was zur Folge hat, daß die Phase des modulierten
Signals S abweicht. In diesem Fall wird die Bewegungsrichtung
des Moir´musters in Abhängigkeit von der Richtung
der Relativbewegung zwischen den beiden Skalen verändert,
wie es zuvor im Zusammenhang mit dem Stand der Technik beschrieben
wurde. Somit ist der Wert der Phasenkomponente
2f · x/P in der Gleichung (3) positiv oder negativ in Abhängigkeit
von der Richtung der Relativbewegung zwischen den
beiden Skalen.
Unter der Annahme, daß die gezählte Anzahl der Bezugstakte,
die in einem Zyklus des durch die Gleichung (3) dargestellten
modulierten Signals enthalten ist, (N ± α) ist, kann die
Abweichung x durch Zählen von ±α-Bezugstakten ermittelt
werden.
Wenn im einzelnen beide Skalen relativ zueinander bewegt
werden, um eine Abweichung x zu bewirken, die gleich ist
der Teilung P des Moir´musters, bedeutet dies, daß die
Phasenkomponente 2π · x/P in der Gleichung (3) sich um 2π
(eine Periodendauer) verschiebt. Während der einen Periodendauer
werden N Bezugstakte erzeugt, so daß die Abweichung,
bezogen auf einen Bezugstakt, P/N ist. Somit wird die
Abweichung x durch Zählen der Anzahl der Abweichungen der
Bezugstakte ±α von N Bezugstakten pro Periodendauer des
modulierten Signals wie folgt dargestellt:
x = ± P/N (4)
Somit besteht die vorliegende Erfindung darin, die Modulation
und die Addition der A- und B-Phasen-Signale, die
von den Skalenteilen erzeugt werden, durchzuführen, die
Träger einer Art von Frequenzmodulation zu unterwerfen,
auf diese Weise Daten aufgrund der Relativbewegung zwischen
den beiden Skalen in der Form der Phasenkomponente der modulierten
Welle zu erhalten. In diesem Fall wird die Auflösung
der Messung in Abhängigkeit von einem Teilungsverhältnis
des Bezugstakts bestimmt.
Somit wird die Messung mit einer hohen Auflösung dadurch
erreicht, daß das Teilungsverhältnis erhöht wird.
Auch ist die vorliegende Erfindung geeignet, die Anzahl
der Abweichungen der Bezugstakte ±α mit N Bezugstakten
in dem Fall zu vergleichen, daß die Abweichung x Null ist,
um die Differenz zu zählen. Somit bewirkt die digitale
Verarbeitung von ±α, daß die Messung mit höherer Genauigkeit
ausgeführt werden kann.
Ausführungsbeispiele einer Meßanordnung gemäß der vorliegenden
Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf
die Zeichnungen näher beschrieben, bei denen gleiche Bezugszeichen
gleiche oder entsprechende Teile kennzeichnen.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform einer
Meßanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Schaltbild, das einen Schaltkreis in einem wesentlichen
Teil der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 3 ein Funktionsdiagramm, das die Funktion der in Fig. 1
dargestellten Ausführungsform zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild, das eine Abänderung eines Schaltkreises
in einem wesentlichen Teil der in Fig. 1
dargestellten Ausführungsform zeigt;
Fig. 5 und
Fig. 6 Funktionsdiagramme, die die Funktion der in Fig. 1
dargestellten Ausführungsform zeigen;
Fig. 7 eine perspektivische Ansicht, die einen Skalenteil
der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform zeigt;
und
Fig. 8 ein Blockschaltbild, das den Stand der Technik
zeigt.
Die Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das einen allgemeinen
Aufbau einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
zeigt.
Eine Meßanordnung der gezeigten Ausführungsform enthält
ein Skalenteil, das eine Hauptskala 1 und eine Indexskala
2 enthält, die jeweils mit einem optischen Raster derselben
Teilung versehen sind. Die Anordnung enthält auch eine
Lichtquelle 5 und photoelektrische Übertragungsglieder 6 A
und 6 B wie Photozellen oder ähnliches, die derart angeordnet
sind, daß die Skalen 1 und 2 dazwischen liegen. Ein A-
Phasen-Signal und ein B-Phasen-Signal werden von den photoelektrischen
Übertragungsgliedern 6 A und 6 B ausgegeben
und durch Verstärker 7 A bzw. 7 B verstärkt.
Die verstärkten A-und B-Phasen Signale werden einem Modulations-
und Additionskreis 8 zugeführt.
Der Modulations- und Additionskreis 8 bildet einen Teil
eines Merkmals der vorliegenden Erfindung und ist mit dem
Ausgang eines Trägergeneratorkreises verbunden, der einen
Taktgenerator 9 und einen Teiler 10 enthält. Insbesondere
ist der Modulations- und Additionskreis 8 derart ausgebildet,
daß er in Form von Trägern Taktimpulse aufnimmt, die
durch Teilung durch 1/N durch den Teiler 10 erzeugt werden,
und das Ausgangssignal des Taktgenerators 9, der Bezugstaktimpulse
erzeugt, die eine Frequenz f 0 aufweisen, und
eine symmetrische Modulation der Taktimpulse durchführt.
Ein Beispiel des Modulations- und Additionskreises 8 ist
in Fig. 2 dargestellt. Zunächst wird das A-Phasen-Signal,
das dem Modulations- und Additionskreis 8 zugeführt wird,
um Signale mit einander entgegengesetzten Phasen zum Zweck
der symmetrischen Modulation zu erzeugen, Operationsverstärkern
OP 1 und OP 2 zugeführt, so daß ein positives Phasensignal
und ein negatives Phasensignal durch die Umsetzung erzeugt
werden können, die dann in einem Widerstandsnetzwerk
RT 1 derart eingestellt werden, daß sie dieselbe Spannung
aufweisen, und sie werden dann einem Modulationskreis AM 1
zugeführt.
Mit den Operationsverstärkern OP 1 und OP 2 verbundene Widerstände
R sind Eingangswiderstände und Rückführungswiderstände.
Die Mehrfachteilung der positiven und negativen Phasensignale,
die aus dem A-Phasen-Signal bei dem in Fig. 2 gezeigten
Beispiel abgeleitet werden, dient dem Zweck, eine
höherharmonische Komponente in dem modulierten Signal zu
vermindern. Insbesondere bewirkt im allgemeinen die symmetrische
Modulation des A-Phasen-Signals (e 0sin2π · x/P) mittels
eines als rechteckförmige Welle ausgebildeten Trägers,
daß eine höherharmonische Komponente ungerader Ordnung darin
enthalten ist. Wenn im Gegensatz hierzu wie bei dem
Beispiel in Fig. 2 ein Zyklus des Trägers in acht Teile
für die symmetrische Modulation geteilt wird, wird eine
höherharmonische Komponente der dritten und fünften Ordnung
unterdrückt, was zur Folge hat, daß nur diejenigen
der siebten, neunten, --- Ordnung darin verbleiben.
Dies bewirkt, daß die Entfernung einer höherharmonischen
Komponente mittels eines unten beschriebenen Tiefpaßfilters
erleichtert wird.
Wenn andererseits der Träger in acht Teile geteilt wird,
ist das symmetrische modulierte Signal 1, 1/2, 0, und -1 mal
so groß wie das A-Phasen-Signal und somit ist es erforderlich,
das Widerstandsnetzwerk RT vorzusehen, um die Spannung
dafür zu erzeugen.
Der Modulationskreis AM 1 hat Eingangsanschlüsse (0) bis (7),
denen die positiven und negativen Signale des A-Phasen-Signals
über das Widerstandsnetzwerk RT 1 zugeführt werden,
und Eingangsanschlüsse C 1 bis C 3, denen Trägersignale zugeführt
werden, die durch Teilung der Bezugstaktimpulse
durch 1/N erzeugt werden. Der Modulationskreis AM 1 dient
dazu, aufeinanderfolgend das den Eingangsanschlüssen (0)
bis (7) zugeführte A-Phasen-Signal durch einen Schaltvorgang
aufeinanderfolgend zu schalten, und führt es seinem
Ausgangsanschluß t0 zu und kann beispielsweise einen analogen
Multiplexer enthalten. Das Schalten des Modulationskreises
AM 1 wird mittels eines den Eingangsanschlüssen C 1
bis C 3 zugeführten Trägersignals erreicht. Bei der dargestellten
Ausführungsform werden beispielsweise ein Träger
und Impulse mit zwei- und viermal so großen Zyklusdauern
wie der Träger den Eingangsanschlüssen C 1 bis C 3 zugeführt,
um den Schaltvorgang der den Eingangsanschlüssen (0) bis
(7) zugeführten Eingangssignale entsprechend einem oktobinären
Zählvorgang durchzuführen. Insbesondere werden
ein in Fig. 3 (b) gezeigter Träger und Impulse, die in
den Fig. 3 (c) und (d) gezeigte Periodendauern aufweisen,
den Eingangsanschlüssen C 1 bis C 3 zugeführt, um die oktalen
Zahlen zu dekodieren, die (0) bis (7) bilden, wie es in
Fig. 3 (e) gezeigt ist, um ein oktales Signal zu erreichen,
das benutzt wird, um das Schalten des A-Phasen-Signals
auszuführen, wie es in Fig. 3 (a) gezeigt ist, um eine
symmetrisch modulierte Welle zu erhalten.
Somit wird ein moduliertes Wellensignal S mit e 0 e 1sin (2π · x/P)sinω t,
das in der obenbeschriebenen Gleichung (3) enthalten
ist, an dem Ausgangsanschluß t 0 erhalten. Das modulierte
Wellensignal S enthält tatsächlich eine höherharmonische
Komponente, die durch ein Tiefpaßfilter LP 1 entfernt wird.
In entsprechender Weise wird das B-Phasen-Signal über die
Operationsverstärker OP 3 und OP 4 einem Modulationskreis
AM 2 zugeführt. Jedoch werden den Eingangsanschlüssen (0)
bis (7) des Modulationskreises AM 2 Signale zugeführt, deren
Phase um 90° von derjenigen der dem Modulationskreis AM 1
zugeführten Signale verschieden ist.
Die den Eingangsanschlüssen C 1 bis C 3 des Modulationskreises
AM 2 zugeführten Signale sind dieselben wie diejenigen,
die dem Modulationskreis AM 1 zugeführt werden. Jedoch wird
den Eingangsanschlüssen (0) bis (7) das B-Phasen-Signal
zugeführt, bei dem eine Trägersignalkomponente hinsichtlich
der Phase um 90° verschieden ist von der in dem Modulationskreis
AM 1, und somit führt der Modulationskreis
AM 2 im wesentlichen einen Modulationsvorgang von e 0 e 1cos(2π · -x/P)cosω t
durch. Dies hat zur Folge, daß eine modulierte
Welle mit e 0 e 1cos(2π · x/P)cosω t, die in der obenbeschriebenen
Gleichung (3) enthalten ist, an einem Ausgangsanschluß
t 0 des Modulationskreises AM 2 erhalten wird.
Die auf diese Weise erzeugte modulierte Welle wird einem
Tiefpaßfilter LP 2 zugeführt, um eine höherharmonische Komponente
von dieser zu entfernen.
Die Addition der wie oben beschrieben erzeugten modulierten
Wellen in einem Additionskreis AD bewirkt, daß das
modulierte Signal S = Kcos(ω t - 2π · x/P), das durch die
Gleichung (3) dargestellt wird, erzeugt wird. In Fig. 2
bezeichnet das Bezugszeichen ER eine Bezugsspannungsquelle
für die Operationsverstärker.
Der in Fig. 2 gezeigte Modulations- und Additionskreis 8
ist geeignet, die Addition nach einer vorhergehenden Modulation
der Trägersignale durch die entsprechenden A- und
B-Phasen-Signale durchzuführen. Dies erfordert das Vorhandensein
von jeweils zwei Widerstandsnetzwerken, Modulationskreisen
und Tiefpaßfiltern. Jedoch sollte dies vorzugsweise
vermieden werden, da derartige Tiefpaßfilter
sehr teuer sind und eine derartige Anordnung bewirkt, daß
der Schaltkreis sehr aufwendig und hinsichtlich seines
Aufbaus kompliziert ist. Im Hinblick darauf kann die vorliegende
Erfindung derart abgeändert werden, daß das
Mischen und Teilen der A- und B-Phasen-Signale in dem
Widerstandsnetzwerk und dann die Modulation und das Filtern
das Vorhandensein nur eines Widerstandsnetzwerks, Modulationskreises
und Tiefpaßfilters ermöglicht.
Die Fig. 4 zeigt eine derartige obengenannte Abänderung.
Insbesondere ist die in Fig. 4 dargestellte Modifikation
geeignet, die Mischung und die Addition eines A-Phasen-
Signals, eines A-Phasen-Signals mit einer Phase, die der
des A-Phasen-Signals entgegengesetzt ist, eines B-Phasen-
Signals und eines B-Phasen-Signals, dessen Phase der des
B-Phasen-Signals entgegengesetzt ist, in einem Widerstandsnetzwerk
RT durchzuführen, um eine Mischung von Signalen
mit entgegengesetzten Phasen und derselben Spannung durchzuführen.
Dann wird die Mischung der Signale einem Modulationskreis
AM zugeführt, der einem Schalten oder einer
symmetrischen Modulation durch Pulssignale (Fig. (b) bis
(d)) unterworfen ist, die den Eingangsanschlüssen C 1 bis
C 3 zugeführt werden, und dann durch ein Tiefpaßfilter LP
hindurchgeschickt, so daß dasselbe Signal wie bei der Verarbeitung
in dem Schaltkreis nach Fig. 2 erzeugt werden
kann.
Somit weist der Modulations- und Additionskreis 8 das
modulierte Signal S auf, das durch die Gleichung (3) dargestellt
wird, die die Abweichung x der Skalen 1 und 2 als
deren Phasenkomponente enthält, die an dem Ausgangsanschluß
erzeugt wird.
Nun wird der obenbeschriebene Vorgang unter Bezugnahme
auf die Fig. 5 im einzelnen näher beschrieben.
Zuerst erzeugen die Verstärker 7 A und 7 B derartige A- und
B-Phasen-Signale, wie sie in den Fig. 5 (a) und 5 (b) gezeigt
sind. Bei den Fig. 5 (a) und 5 (b) zeigt ein Intervall
T 1 an, daß die Skala 2 relativ zur Skala 1 nach links
bewegt wird, ein Intervall T 2 zeigt das Anhalten der Skala
2 an, und ein Intervall T 3 zeigt die Bewegung der Skala 2
relativ zu der Skala 1 nach rechts an.
Der in Fig. 1 gezeigte Taktgenerator 9 erzeugt derartige
Bezugstakte mit einer vorgegebenen Zykluszeit (Frequenz
f 0), wie sie in Fig. 5 (c) gezeigt sind, die einer 1/N
Teilung durch den Teiler 10 unterworfen sind und in Form
von Trägern dem Modulations- und Additionskreis 8 zugeführt
werden.
Bei diesem Beispiel wird eine Zunahme in der Auflösung
durch Erhöhen der Frequenz f 0 der Bezugstaktimpulse und
durch Erhöhen der Teilungszahl N erreicht. Jedoch wird
es vorgezogen, daß die Frequenz f 0 und die Teilungszahl
N derart festgelegt werden, daß sie wegen der Beschränkungen
des Schaltkreises im Bereich von einigen KHz bis einigen MHz
bzw. einigen Zehn bis Hundert liegen. In Fig. 5 wird die
Teilungsanzahl aus Gründen der Einfachheit auf Acht festgelegt.
Wenn die Trägersignale, die dadurch erreicht werden, daß
die Bezugstaktimpulse einer Teilung 1/N unterworfen werden,
durch die A- und B-Phasen-Signale moduliert werden und dann
der Addition unterworfen werden, wird ein derartiges moduliertes
Signal S erzeugt, wie es durch die Gleichung (3)
dargestellt ist, das eine konstante Amplitude K(= e 0 e 1/2)
und eine Phasenkomponente hat, die in Abhängigkeit von der
Abweichung x verändert wird. Wenn das modulierte Signal S
im Zusammenhang mit dem Stopintervall T 2 vergrößert wird,
hat es eine derartige Wellenform Tw hinsichtlich der Periodendauer
und K hinsichtlich der Amplitude, wie es in Fig. 5
(d) dargestellt ist.
Die Abweichung x ist Null in dem Stopintervall T 2 und somit
wird die Phasenkomponente in der Gleichung (3) Null,
was zur Folge hat, daß S = K{cosω t - 1/7cos7ω t - 1/9cos ω t---}
ist. Dies zeigt an, daß acht Bezugstaktimpulse in einer
Periodendauer der modulierten Welle enthalten sind.
In ähnlicher Weise wird sowohl in dem in der Bewegung nach
links zugeordneten Intervall T 1 und in dem der Bewegung
nach rechts zugeordneten Intervall T 3 die Frequenzmodulation
in Beträgen durchgeführt, die der Abweichung x entsprechen,
so daß ein moduliertes Signal S erhalten werden
kann, bei dem die Anzahl der Bezugstakte, die in einer Periodendauer
enthalten sind, von Acht abweichen.
Somit wird die modulierte Welle, die die Bezugstaktimpulskomponente
enthält, durch das Tiefpaßfilter LP verarbeitet,
um eine höherharmonische Komponente zu entfernen, wie es
in Fig. 5 (e) gezeigt ist.
Der Modulations- und Additionskreis 8 erzeugt ein derartiges
moduliertes Signal S, wie es in Fig. 5 (e) gezeigt
ist. Das Signal S wird dann einem in Fig. 1 gezeigten
Wellenformungsteil 11 zugeführt, um es in eine rechteckförmige
Welle mit einer Periodendauer Tw umzusetzen, wie
es in Fig. 5 (f) gezeigt ist, und dann einem nachfolgenden
Zählerkreis zugeführt.
Der Zählerkreis enthält einen Impulszähler 12, einen Vergleichszähler
13, einen Vergleicher 14 und einen Korrekturimpulsgenerator
15. Dem Impulszähler 12 werden vom Taktgenerator
9 Bezugstaktimpulse zugeführt.
Nun wird die Funktion des dem Impulszähler nachfolgenden
Zählerkreises unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben.
Die Fig. 6 (a) zeigt die Bezugstaktimpulse, die von dem
Taktgenerator 9 ausgegeben werden. In Fig. 6 kennzeichnet
T 2 ein Stopintervall der beiden Skalen 1 und 2, kennzeichnet
T 5 ein einer Bewegung nach rechts zugeordnetes Intervall
und T 6 kennzeichnet ein einer Bewegung nach links
zugeordnetes Intervall.
Der Impulszähler 12 erkennt einen Zyklus eines von dem
Wellenformungsteil 11 zugeführten Signals und zählt die in
einem Zyklus enthaltenen Bezugstaktimpulse. Insbesondere
erkennt der Impulszähler 12 das in Fig. 6 (b) gezeigte
Ansteigen des Ausgangs des Wellenformungsteils 11, um das
Zählen der Bezugstaktimpulse zu starten. Wenn acht Bezugstaktimpulse
in dem Anhalteintervall T 4 gezählt wurden,
wie es in Fig. 6 (b) gezeigt ist, steigt die Ausgangswellenform
des Wellenformungsteils 11 erneut an, wie es in
Fig. 6 (b) gezeigt ist. Der Impulszähler 12 überträgt
einen in Fig. 1 gezeigten sich ergebenden Zählwert, der
in Fig. (d) gezeigt ist, um seinen Zählwert zurückzusetzen,
wie es in Fig. 6 (b) gezeigt ist. Das Rücksetzen des
Impulszählers 12 kann dadurch durchgeführt werden, daß
ein Rücksetzsignal synchron mit dem Beenden der Taktierung
der Übertragung zu dem Vergleichszähler 13 erzeugt wird.
Es ist auch möglich, es durch Empfangen eines Rücksetzsignals
von dem Vergleichszähler 13 durchzuführen.
Der Vergleichszähler 13 enthält einen reversiblen Zähler,
der in der Lage ist, einen Zählwert einzustellen, und er
wird auf den Zählwert des Impulszählers 12 eingestellt,
der einem Rücksetzeingangsanschluß ST zugeführt wird. Bei
der Ausführungsform nach Fig. 6 wird ein Zählwert Acht
eingestellt, wie es in Fig. 6 (d) gezeigt ist.
Dann wird ein Zählwert D des Vergleichszählers 13 dem Vergleicher
14 zugeführt. In dem Vergleicher 14 wurde zuvor
ein Bezugswert N eingestellt, der ein Ausgangssignal eines
Einstellkreises 16 ist. Insbesondere wurde die Teilungszahl
N der Bezugstaktimpulse (die Anzahl der Bezugstaktimpulse,
die in einem Zyklus der modulierten Welle bei x = 0
oder während der Zeit des Anhaltens der Skalen 1 und 2 enthalten
sind) vorher als ein Bezugswert in dem Vergleicher
14 eingestellt und ein Vergleich zwischen dem Bezugswert
N und dem Zählwert D wird in dem Vergleicher durchgeführt.
Bei der dargestellten Ausführungsform ist die Teilungszahl
N der Bezugstaktimpulse Acht, was zur Folge hat, daß in
dem Anhalteintervall T 4 N = D ist, und damit werden keine
Ausgangssignale an den Ausgangsanschlüssen t 1 und t 2 des
Vergleichers 14 erzeugt.
In dem der Bewegung nach rechts zugeordneten Intervall T 5
zählt der Impulszähler 12 zehn Bezugstaktimpulse von einem
Ansteigen bis zum nächsten Ansteigen in dem Wellenformungsteil
11, wie es in Fig. 6 (b) dargestellt ist. Der auf
diese Weise erzeugte Zählwert Zehn wird zu dem Vergleichszähler
13 übertragen und erneuert und beibehalten, wie es
in Fig. 6 (d) gezeigt ist. Somit stimmt der Zählwert D
nicht mit dem Bezugswert N in dem Vergleicher überein, was
zur Folge hat, daß D ≦λτ N.
In diesem Beispiel wird an dem Ausgangsanschluß t 1 des
Vergleichers 14 ein Ausgangssignal erzeugt, das in Fig. 6
(e) dargestellt ist.
Der Korrekturimpulsgenerator 15 wird von dem Taktgenerator
9 mit Bezugstaktimpulsen versorgt. Unter der Annahme, daß
die Bewegung der Skala nach rechts eine Bewegung in positiver
Richtung ist, empfängt der Korrekturimpulsgenerator
15 die an dem Ausgangsanschluß t 1 des Vergleichers 14
erzeugten Ausgangssignale, um die Bezugstaktimpulse, die
aufeinanderfolgend zugeführt werden, einem Aufwärtszähleingang
UP zuzuleiten, wie es in Fig. 6 (g) gezeigt ist.
Ein in Fig. 6 (g) gezeigter Aufwärtszählimpuls wird einem
(nicht gezeigten) Zählerkreis zugeführt. Dies hat zur Folge,
daß angenommen wird, daß die Skalen 1 und 2 relativ
zueinander nach rechts bewegt werden, so daß das Aufwärtszählen
des Zählwerks ausgeführt werden kann.
Wie oben beschrieben wurde, wird ein Bezugstaktimpuls dadurch
erhalten, daß die Teilung des Moir´musters einer
Teilung durch N unterworfen wird, und das Moir´muster
selbst wird durch Vergrößerung des optischen Rasters der
Skalen 1 und 2 erhalten. Somit entspricht ein vom dem
Korrekturimpulsgenerator 15 erzeugter Bezugstaktimpuls
einer Verschiebung, die durch Teilung des optischen Rasters
in N gleiche Teile erreicht wird.
Bei der dargestellten Ausf+hrungsform ist N gleich Acht.
Unter der Annahme, daß die Teilung des optischen Rasters
jeder der Skalen 1 und 2 40 µm ist, wird angenommen, daß
der Skalenteil um 5 µm (40 µm/8) bei jeder Erzeugung eines
Bezugsimpulses an dem Aufwärtszählanschluß UP des Korrekturimpulsgenerators
15 nach rechts verschoben wird. Die
Auflösung kann bei einer derartigen Messung durch Erhöhen
der Teilungszahl N erhöht werden. Falls beispielsweise N
auf 200 eingestellt wird, wird eine Auflösung von 0,2 µm
bei einer Skala erreicht, die eine Teilung von 40 µm aufweist.
Der an dem Aufwärtszähleingang UP des Korrekturimpulsgenerators
15 erzeugte Bezugstaktimpuls wird dem Abwärtszähleingang
DN des Vergleichszählers 13 zugeführt, der dann
ein Abwärtszählen der Bezugstaktimpulse durchführt. Wenn
somit zwei derartige Bezugstaktimpulse dem Abwärtszähleingang
DN des Vergleichszählers 13 zugeführt wird, erzeugt
der Vergleichszähler 13 einen Zählwert Acht, wie es in
Fig. 6 (d) gezeigt ist. Dies hat zur Folge, daß D = N und
daß auch in dem Vergleicher 14 bewirkt wird, daß das Ausgangssignal
am Ausgangsanschluß C 1 gelöscht wird, um dadurch
zu verhindern, daß der Korrekturimpulsgenerator 15
Bezugstaktimpulse ausgibt.
Es werden auch dem der Bewegung nach links zugeordneten
Intervall T 6 sechs Bezugstaktimpulse durch den Impulszähler
12 während eines Zyklus des Wellenformungskreises
11 gezählt, wie es in Fig. 6 (c) dargestellt ist, und ein
auf diese Weise erreichter Zählwert Sechs wird zu dem Vergleichszähler
13 (Fig. 6 (d)) übertragen. Dann wird der
Zählwert D des Vergleichszählers 13 mit dem Bezugswert N
in dem Vergleicher 14 verglichen, was N ≦λτ D zum Ergebnis
hat, so daß an dem Ausgangsanschluß t 2 des Vergleichers
14 ein Ausgangssignal erzeugt werden kann. (Fig. 6 (f)).
Der Korrekturimpulsgenerator 15 empfängt das Ausgangssignal
des Ausgangsanschlusses t 2, um einen in Fig. 6 (a)
gezeigten Bezugstakt an dem Abwärtszählanschluß DN zu
erzeugen, und führt dann den Bezugstakt einem (nicht dargestellten)
Zählerkreis zu, um die Bewegung des Skalenteils
nach links zu messen.
Gleichzeitig werden die Bezugstakte auch dem Aufwärtszählanschluß
UP des Vergleichszählers 13 zugeführt, um ein
Aufwärtszählen des Zählwerts D durchzuführen, wie es in
Fig. 6 (d) gezeigt ist. In diesem Fall führt das Zuführen
von zwei derartigen Bezugstakten zu D = 8, so daß die Bedingung
D = N in dem Vergleicher 14 erfüllt werden kann,
um zu bewirken, daß das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß
t 2 des Vergleichers 14 gelöscht wird.
Somit wird die Anzahl der Bezugstakte während eines Zyklus
des Ausgangs des Wellenformungskreises 11, die in dem Impulszähler
12 gezählt wurde, über den Vergleichszähler 13
dem Vergleicher 14 zugeführt, der die Anzahl mit dem Bezugswert
N vergleicht, um die Differenz zu zählen (entsprechend
a in der obenbeschriebenen Gleichung (4)). Der oben
beschriebene Vorgang wird bei jedem Zyklus des Ausgangs
des Wellenformungskreises 11 durchgeführt, um auf diese
Weise die Bewegung des Skalenteils zu messen.
Auch wird bei der Ausführungsform der Zählwert des Impulszählers
12 einmal zu dem Vergleichszähler 13 übertragen
und wenn der Vergleicher 14 erkennt, daß der Zählwert nicht
mit dem Bezugswert N übereinstimmt, wird ein Aufwärtszähl-
oder ein Abwärtszählvorgang an dem Vergleichszähler 13
durchgeführt, bis die Übereinstimmung zwischen beiden erreicht
ist. Die Anzahl der Bezugstakte zum Aufwärtszählen
und Abwärtszählen des Vergleichszählers 13 dient als ein
Meßimpuls.
Somit wird festgestellt, daß die Ausführungsform die gesamte
Verarbeitung auf digitale Weise ausführt, so daß
ein genauer Meßvorgang erreicht werden kann. In Fig. 1
bezeichnet das Bezugszeichen 17 einen Wellenformumsetzerkreis,
der in Abhängigkeit von der Signalverarbeitung einer
ein von der Meßanordnung nach der Ausführungsform erzeugtes
Signal, wie beispielsweise einer NC-Vorrichtung oder ähnlichem,
vorgesehen und dazu geeignet ist, den Aufwärts-
oder Abwärtszählbezugstakt oder den Meßbezugstakt des
Vergleichszählers 13, der vom Korrekturimpulsgenerator 15
erzeugt wurde, zu empfangen, um die A- und B-Phasen-Signale
zu erzeugen, die hinsichtlich der Phase um 90° gegeneinander
verschoben sind.
Wie aus dem Vorhergehenden ersehen werden kann, ist die
Meßanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung derart ausgebildet,
daß sie eine symmetrische Modulation der A- und
B-Phasen-Signale durchführt, die eine Phasendifferenz von
90° aufweisen und die von dem Skalenteil durch Träger erzeugt
werden, die dadurch erhalten werden, daß der Bezugstakt
einer 1/N Division unterworfen wird und die Addition
durchführt. Damit ist das sich ergebende modulierte Signal
ein Signal, das frequenzmoduliert ist in Abhängigkeit
von der Bewegung des Skalenteils, die als eine Phasenkomponente
darin enthalten ist.
Die Anzahl der Bezugstakte, die in einem Zyklus des modulierten
Signals enthalten ist, wird mit dem Bezugswert N
oder Anzahl der Bezugstakte in dem Fall verglichen, daß
das Skalenteil angehalten wird, um eine Differenz zwischen
diesen zu erhalten, die die Phasenkomponente der modulierten
Welle anzeigt, so daß die Bewegung des Skalenteils
gezählt werden kann.
Somit wird eine Erhöhung der Auflösung der Messung durch
Erhöhung der Frequenz des Bezugstakts und durch Erhöhen
der Teilungszahl N ausgeführt. Beispielsweise kann unter
der Annahme, daß die Frequenz f 0 des Bezugstaktes 8 Mhz
beträgt und die Teilungszahl N 200 ist, eine Meßauflösung
von 1 µm selbst dann erreicht werden, wenn die Teilung des
optischen Rasters des Skalenteils derart festgelegt ist,
daß es 200 µm beträgt, was für eine Erleichterung der
Bearbeitung ausreichend ist.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht auch eine Auflösung
von 0,1 µm, wenn Skalen mit einem optischen Raster mit
einer Teilung von 20 µm verwendet werden, die nach dem
Stand der Technik hergestellt werden können.
Weiterhin kann die vorliegende Erfindung in hohem Maße
die Einstellung der gewünschten Auflösung durch Verändern
der Frequenz f 0 des Taktgenerators und des Teilungsverhältnisses
des Teilers erleichtern.
Claims (5)
1. Meßanordnung zum Zählen von zwei mit einer Phasendifferenz
von 90° versehenen Ausgangssignalen, die von einem Skalenteil
erzeugt werden, das bei jeder Bewegung eines zu messenden Objekts
um eine Längeneinheit ein Signal erzeugt, um damit den
Betrag und die Richtung der Bewegung dieses Objekts zu ermitteln,
gekennzeichnet durch eine Trägergenerator
(9, 10) zum Erzeugen eines Trägersignals mit einer Frequenz,
die größer als die des Ausgangssignals des Skalenteils (1, 2),
einen Modulations- und Additionskreis (8) zum Durchführen
einer Modulation der beiden von dem Skalenteil (1, 2) erzeugten
Ausgangssignale mittels des in dem Trägergenerator (9, 10) erzeugten
Trägersignals und zum Addieren der Ausgangssignale,
um ein moduliertes Signal zu erzeugen, das den Betrag der Bewegung
des Objekts als Phasenkomponente enthält, und einen
Zählerkreis zum Zählen der Anzahl von Takten mit einer vorgegebenen
Periodendauer, die in einer Periodendauer des
von dem Modulations- und Additionskreis (8) erzeugten modulierten
Signals enthalten ist.
2. Meßanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Trägergenerator (9, 10) einen Taktgenerator (9) zum
Erzeugen eines Bezugstakts mit einer vorgegebenen Periodendauer
und einen Teiler (10) zum Teilen des von den Taktgenerator
(9) erzeugten Bezugstakts enthält.
3. Meßanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß der Zählerkreis einen Impulszähler (12)
zum Zählen der Anzahl der Bezugstakte, die in einer Periodendauer
des von dem Modulations- und Additionskreis (8) erzeugten
modulierten Signals enthalten sind, und einen Vergleicherkreis
zum Vergleichen eines durch den Impulszähler
(12) gezählten Werts mit einem Bezugswert enthält.
4. Meßanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Vergleicherkreis einen Vergleichszähler (13) mit
einem umkehrbaren Zähler, in dem der durch den Impulszähler
(12) gezählte Wert einstellbar ist, einen Vergleicher (14)
zum Vergleichen des Zählwertes mit dem Bezugswert und einen
Korrekturimpulsgenerator (15) zum Zuführen des Bezugstaktes
als einen Aufwärts- oder Abwärtszählimpuls an den Vergleichszähler
(13) in Abhängigkeit von einem von dem Vergleicher
(14) erhaltenen Vergleichsergebnis enthält.
5. Meßanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Bezugswert die Teilungszahl (n) des Teilers (10)
ist.
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